JP2008148496A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、制御トランジスタによる電力損失による発熱を抑制することができ、低コスト化及び実装面積削減を実現するとともに、安全性の向上を図ること。
【解決手段】充電装置１００は、充電電流を制御するＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の電流流出端子に接続され、充電電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓと、電流検出抵抗Ｒｓをバイパスする経路に設置されたスイッチ１３０と、スイッチ１３０のオン時にバッテリ２００から電流検出抵抗Ｒｓを介さずに電源供給を受ける負荷３００とを備え、電流誤差増幅器１２０は、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅し、コンパレータ１６０が電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧との電圧を比較することで、バッテリ２００に流入する電流が所定値以下のとき、スイッチ１３０をオンして電流検出抵抗Ｒｓを短絡する。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯機器等の電子機器に搭載され、ＡＣアダプタ等の直流電源から電力を供給されてバッテリを充電する充電装置に関する。

近年、バッテリを有する携帯機器等の電子機器においては、バッテリへの充電制御方法として定電流充電制御と定電圧充電制御を用いた充電装置が搭載されている。特に、リチウムイオン電池は、単位体積当たりのエネルギ密度及び単位質量当たりのエネルギ密度が大きく、それを搭載する機器の小型軽量化を可能にする。リチウムイオン電池を充電する場合、電池の電圧を一定に保って充電電流を供給する定電圧充電方式や、定電流充電の後に定電圧充電を行う定電流・定電圧充電方式が採用される。いずれの方式を実現する充電装置も、定電圧充電時に充電電流があらかじめ決められた満充電電流以下になったことを検出して、充電を完了する。

図９は、従来の充電装置の構成を示す回路図である。

図９において、充電装置１０は、ＡＣアダプタの出力直流電圧が入力されるＡＣアダプタ入力端子１１と、リチウム電池等のバッテリ１２と、負荷回路１３と、バイポーラトランジスタＱ１と電流検出抵抗Ｒｓから構成される充電部１４と、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅する電流誤差増幅器１５と、バッテリ電圧と基準電圧源１６により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１７と、電流誤差増幅器１５の出力電圧と基準電圧源１８により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１９と、バッテリ電圧と基準電圧源２０により生成された基準電圧とを比較するコンパレータ２１と、電圧誤差増幅器１９の出力（ｅ）と電圧誤差増幅器１７の出力（ｄ）のいずれかを選択してバイポーラトランジスタＱ１のベースに印加するスイッチ２２とを備えて構成される。

負荷回路１３は、充電装置が搭載されている電子機器内の各種電子回路を総称しており、バッテリ１２から電力供給されるように接続される。また、ＡＣアダプタは、定電流垂下特性を有する。

充電部１４の電流検出抵抗Ｒｓは、バッテリ１２へ流入する電流を検出し、検出電圧は電流誤差増幅器１５により増幅される。バイポーラトランジスタＱ１は、ベースに電圧誤差増幅器１９の出力が選択されている時はバッテリ１２への充電電流を定電流制御し、電圧誤差増幅器１７の出力が選択されている時はバッテリ電圧を定電圧制御する。

図１０は、図９の充電装置の定電流充電制御及び定電圧充電制御動作を説明するタイミングチャートであり、ＡＣアダプタ入力端子１１にＡＣアダプタが入力された時のＡＣアダプタ電圧、バッテリ電圧、充電電流、電圧誤差増幅器１７の出力電圧（ｄ）、電圧誤差増幅器１９の出力電圧（ｅ）、コンパレータ２１の出力電圧（ｆ）、及びバイポーラトランジスタＱ１の発熱量（ｇ）を示す。

Ｉｏは負荷回路１３への流入電流であり、Ｉｂａｔはバッテリ１２への流入電流である。図１０中の実線は、負荷回路１３への供給電流が無いもしくは小さい場合の充電特性１（Ｉｏ＝Ｉｂａｔ）、図１０中の破線は負荷回路１３への供給電流が大きい場合の充電特性２（Ｉｏ≫Ｉｂａｔ）を示す。また、図１０中の期間ｔ１〜ｔ２において、負荷回路１３の負荷の軽重によって分かれる期間を示す。以降には、充電特性１の場合にはｔ１−i，ｔ２−iとし、充電特性２の場合にはｔ１−ｉｉ，ｔ２−ｉｉとする。

上記充電装置１０の動作を、負荷回路１３への供給電流が小さい充電特性１（Ｉｏ＝Ｉｂａｔ）の場合について、図１０のタイミングチャートを用いて詳細に説明する。

[期間ｔ１−i]
ＡＣアダプタ入力端子１１にＡＣアダプタ電圧が入力され、充電電流が上昇し、ＡＣアダプタ電圧は、ＡＣアダプタの定電流垂下特性に従って低下し、バッテリ電圧が上昇する。この期間ｔ１−iにおいて、電圧誤差増幅器１７の出力電圧（ｄ）は、バッテリ電圧が依然として低い電圧であるので低い電圧にある。

コンパレータ２１の出力電圧（ｆ）は、上記（ｄ）が依然として低い電圧にあるので、スイッチ２２の（ａ）と（ｂ）とが接続され、スイッチ２２の（ａ）と（ｂ）との接続による低い電圧が出力される。これにより、充電装置１０はＡＣアダプタによる定電流充電制御で動作することになる。

電圧誤差増幅器１９の出力電圧（ｅ）は、一定の充電電流が流れているので、低い電圧を出力している。

この期間では、ＡＣアダプタ電圧とバッテリ電圧による小さい電圧差とＡＣアダプタの定電流垂下特性に従った一定レベルの充電電流により、バッテリ電圧が所定の電圧に到達するまでは、バイポーラトランジスタＱ１の電力損失により（ｇ）のような低い発熱が生ずる。

なお、充電電流はＡＣアダプタの定電流垂下特性に従った電流値としたが、ＡＣアダプタの電流供給能力が高く、定電流垂下特性に従った充電電流では大きすぎる場合には、充電装置内の定電流制御回路に従った定電流で充電される。

[期間ｔ２−i]
バッテリ電圧が所望の電圧に到達し且つＡＣアダプタ電圧が垂下に至らない所定電圧に復帰し、充電電流が減少し、バッテリへの充電が完了していく。この期間ｔ２−iにおいて、電圧誤差増幅器１７の出力電圧（ｄ）は、バッテリ電圧がほぼ満充電電圧になっているので、高い電圧になる。

コンパレータ２１の出力電圧（ｆ）は、上記（ｄ）が高い電圧にあるので、スイッチ１２の（ａ）と（ｃ）が接続される高い電圧が出力されており図１０は定電圧充電制御で動作している。

電圧誤差増幅器１９の出力電圧（ｅ）は充電電流が減少していくので、電圧が上昇していく。

ＡＣアダプタ電圧とバッテリ電圧による電圧差が高い状態で、減少していく充電電流が流れているので、バイポーラトランジスタＱ１の電力損失により図１０（ｇ）に示すような高い発熱状態から低い発熱状態へ遷移する。

上記のような充電制御を行う装置として、例えば特許文献１記載の充電制御回路がある。特許文献１記載の充電制御回路は、定電流充電制御と定電圧充電制御を用いバッテリへの充電を行う際、バッテリ電圧の所望の電圧を外付けスイッチにより切り替えを行う。
特開２００３−３４８７６６号公報

しかしながらこのような従来の充電装置にあっては、以下のような課題があった。

バッテリの充電中に電子機器が操作されると、バッテリにとっては重い負荷が課せられることになる。図９に示す充電装置１０では、定電圧充電制御において、充電トランジスタであるバイポーラトランジスタＱ１の電力損失による発熱が重大な問題となる。バッテリへの流入電流量検出には、電流検出抵抗Ｒｓが用いられるが、バッテリへの充電中に負荷が大きい場合は、従来の構成ではバッテリへの流入電流と負荷電流との区別できない。このため、バッテリへの充電が完了しているにもかかわらず、ＡＣアダプタからバッテリへの電力供給経路の切り替えが行われず、ＡＣアダプタから継続的に電力供給が行われ、充電トランジスタによる電力損失が継続的に発生してしまう。

以下、図９に示す充電装置１０の定電圧充電動作において、負荷回路１３への供給電流が重い充電特性２（Ｉｏ≫Ｉｂａｔ）の場合について、図１０のタイミングチャートを用いて説明する。なお、充電特性２は期間ｔ１−ｉｉとｔ２−ｉｉで示されている。

[期間ｔ１−ｉｉ]
ＡＣアダプタ入力端子１１にＡＣアダプタ電圧が入力され、充電電流が上昇し、ＡＣアダプタの電圧が低下し、バッテリ電圧が上昇している。Ｉｏ≫Ｉｂａｔであるのでバッテリ電圧の上昇が充電特性１と比較し長くなっている。

[期間ｔ２−ｉｉ]
充電電流が減少し、ＡＣアダプタ電圧が所定電圧に復帰し、バッテリ電圧が所望の電圧に到達し且つバッテリ１２への流入電流Ｉｂａｔは減少しているが、負荷回路１３への供給電流が流れ続けている。この期間において、ＡＣアダプタ電圧とバッテリ電圧による大きい電圧差と負荷回路１３への供給電流により、バイポーラトランジスタＱ１の電力損失により図１０（ｇ）に示すような高い発熱状態を続けてしまう。

この発熱に耐えるために、バイポーラトランジスタＱ１は、発熱容量の大きい部品で構成される必要があり、且つ実装基盤においては放熱設計も必要となる。これは高コスト化を招来するばかりか携帯機器などの限られたスペースにおいては部品実装面積の大幅な増加を招く。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、制御トランジスタによる電力損失による発熱を抑制することができ、低コスト化及び実装面積削減を実現するとともに、安全性の向上を図ることができる充電装置を提供することを目的とする。

本発明の充電装置は、直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する充電装置であって、前記制御トランジスタの電流流出端子に接続され、充電電流を検出する電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗をバイパスする経路に設置されたスイッチ手段と、前記二次電池に流入する電流を検出し、該検出電流が所定値以下のとき、前記スイッチ手段をオンして前記電流検出抵抗を短絡する制御手段とを備える構成を採る。

本発明によれば、ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、充電完了後はバッテリから負荷へ直接電力供給されるので、制御トランジスタによる電力損失による発熱が抑制することができ、充電制御トランジスタの低コスト化及び実装面積削減を実現でき、更に安全性の向上を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の充電装置は、携帯機器の電池を充電する充電制御回路に適用した例である。

図１において、充電装置１００は、直流電源であるＡＣアダプタから制御トランジスタと電流検出抵抗Ｒｓを介してリチウム電池等のバッテリ２００を充電する充電装置である。

充電装置１００は、ＡＣアダプタの出力直流電圧が入力されるＡＣアダプタ入力端子１０１と、端子電圧（例えばゲート端子電圧）の信号に応じて充電電流を制御するＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２（制御トランジスタ）と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の充電電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓと、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２及び電流検出抵抗Ｒｓから構成される充電部１１０と、マイナス入力端子がＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２及び電流検出抵抗Ｒｓ間に接続され、プラス入力端子が定電圧源１２１を介して電流検出抵抗Ｒｓ及びバッテリ２００間に接続され、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅する電流誤差増幅器１２０と、コンパレータ１６０の比較結果により電流検出抵抗Ｒｓを短絡するスイッチ１３０と、バッテリ電圧と基準電圧源１３５により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１４０と、電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧源１４５により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１５０と、電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧源１５５により生成された基準電圧との電圧を比較するコンパレータ１６０と、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧と基準電圧源１６５により生成された基準電圧との電圧を比較するコンパレータ１７０と、電圧誤差増幅器１５０の出力（ｅ）と電圧誤差増幅器１４０の出力（ｄ）のいずれかを選択してＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに印加するスイッチ１８０とを備えて構成される。

電流検出抵抗Ｒｓは、バッテリ２００へ流入する電流を検出する。電流誤差増幅器１２０は、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅して電流誤差として出力する。

ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲートに電圧誤差増幅器１５０の出力が選択されている時はバッテリ２００への充電電流を定電流制御し、電圧誤差増幅器１４０の出力が選択されている時はバッテリ電圧を定電圧制御する。

ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２は、バッテリ２００からＡＣアダプタ入力端子１０１への逆流を防止する。また、Ｄ１はＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１の寄生ダイオード、Ｄ２はＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。

図２は、電流誤差増幅器１２０の具体的構成を示す回路図である。

図２に示すように、電流誤差増幅器１２０は、プラス入力端子に接続された定電流源１２２及び抵抗１２３からなる定電圧源１２１を備える。定電圧源１２１は、電流誤差増幅器１２０のプラス入力端子の入力電位を所定電位シフトさせる。

負荷回路３００は、充電装置１００が搭載されている電子機器内の各種電子回路を総称しており、バッテリ２００へ流れる電流が所定値以下の場合には電流検出抵抗Ｒｓを短絡し、バッテリ２００からスイッチ１３０を介して電力供給されるように接続される。具体的には、負荷回路３００は、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２と電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続されており、スイッチ１３０がオンのとき、バッテリ２００からスイッチ１３０を介して負荷回路３００に電力が供給される。なお、図９に示す従来例では、図９の負荷回路１３は、電流検出抵抗Ｒｓとバッテリ１２の間に接続されており、充電装置１００に接続する負荷回路３００の接続位置ついても本実施の形態と従来例とで差異がある。

また、ＡＣアダプタは、定電流垂下特性を有する。

図３及び図４は、実施の形態１に係る充電装置の他の構成を示す回路図であり、電流検出抵抗Ｒｓに接続される電流誤差増幅器の入力端子部の構成のみが異なる。

図３において、充電装置１００Ａの電流誤差増幅器１２０は、マイナス入力端子が定電圧源１２１Ａを介してＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２及び電流検出抵抗Ｒｓ間に接続され、プラス入力端子が電流検出抵抗Ｒｓ及びバッテリ２００間に接続される。

また、図４に示すように、充電装置１００Ａの電流誤差増幅器１２０は、マイナス入力端子に接続された定電流源１２２Ａ及び抵抗１２３Ａからなる定電圧源１２１Ａを備える。定電圧源１２１Ａは、電流誤差増幅器１２０のマイナス入力端子の入力電位を所定電位シフトさせる。

以下、上述のように構成された充電装置の動作について説明する。図１に示す充電装置１００と図３に示す充電装置１００Ａとは、同一動作であるため充電装置１００の動作を代表して説明する。

図５は、充電装置１００の動作を説明するタイミングチャートであり、図１の各部の動作タイミング及び波形を示す。図５において、ＡＣアダプタ入力端子１０１にＡＣアダプタが入力された時のＡＣアダプタ電圧、バッテリ電圧、充電電流、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧（ｄ）、電圧誤差増幅器１５０の出力電圧（ｅ）、コンパレータ１７０の出力電圧（ｆ）、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１の発熱量（ｇ）、コンパレータ１６０の出力電圧（ｈ）を示す。また、Ｉｏは負荷回路３００への流入電流であり、Ｉｂａｔはバッテリ２００への流入電流である。

上記充電装置１００の動作を、負荷回路３００への供給電流が大きい（Ｉｏ≫Ｉｂａｔ）場合について、図５のタイミングチャートを用いて詳細に説明する。

[期間ｔ１]
ＡＣアダプタ入力端子１０１にＡＣアダプタ電圧が入力され、充電電流が上昇し、ＡＣアダプタの電圧が低下し、バッテリ電圧が上昇している。この期間ｔ１において、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧（ｄ）は、バッテリ電圧が依然として低い電圧であるので低い電圧にある。

コンパレータ１７０の出力電圧（ｆ）は、上記（ｄ）が依然として低い電圧にあるので、スイッチ１８０の（ａ）と（ｂ）が接続される低い電圧が出力されおり、充電装置１００は定電流充電制御により動作している。

また、電圧誤差増幅器１５０の出力電圧（ｅ）は、一定の充電電流が流れているので、低い電圧を出力している。

コンパレータ１６０の出力電圧（ｈ）は、電流誤差増幅器１２０の出力電圧が低いので、低い電圧であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２はオフせず且つスイッチ１３０はオフし電流検出抵抗Ｒｓは短絡されない。

この期間では、ＡＣアダプタ電圧とバッテリ電圧による小さい電圧差と一定レベルの充電電流により、バッテリ電圧が所定の電圧に到達するまでは、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１の電力損失により図５（ｇ）に示すような低い発熱が生ずる。

[期間ｔ２]
充電電流が減少し、ＡＣアダプタ電圧が垂下に至らない所定電圧に復帰し、バッテリ電圧が所望の電圧に到達し且つバッテリ２００への流入電流Ｉｂａｔは減少しているが、負荷回路３００への供給電流として負荷が流れ続けている。この期間ｔ２において、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧（ｄ）は、バッテリ電圧がほぼ満充電電圧になっているので、高い電圧になる。

コンパレータ１７０の出力電圧（ｆ）は、上記（ｄ）が高い電圧にあるので、スイッチ１８０の（ａ）と（ｃ）が接続される高い電圧が出力されており、充電装置１００は定電圧制御で動作している。

また、電圧誤差増幅器１５０の出力電圧（ｅ）は充電電流が減少し、電圧が高い電圧を出力している。

コンパレータ１６０の出力電圧（ｈ）は、電流誤差増幅器１２０の出力電圧が高いので、高い電圧であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２はオフし、且つスイッチ１３０はオンし電流検出抵抗Ｒｓは短絡される。このため、負荷回路３００への電力供給は、充電が完了したバッテリ２００からスイッチ１３０を介して、直接行われる。

このように、ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、充電完了後は、バッテリからスイッチ１３０を介して負荷に電力が供給されるので、充電制御トランジスタによる電力損失による発熱が抑制される。

以上詳細に説明したように、本実施の形態によれば、充電装置１００は、充電電流を制御するＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の電流流出端子に接続され、充電電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓと、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅する電流誤差増幅器１２０と、電流検出抵抗Ｒｓをバイパスする経路に設置されたスイッチ１３０と、電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧源１５５により生成された基準電圧との電圧を比較するコンパレータ１６０と、スイッチ１３０のオン時にバッテリ２００から電流検出抵抗Ｒｓを介さずに電源供給を受ける負荷３００とを備え、電流誤差増幅器１２０は、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅し、コンパレータ１６０が電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧との電圧を比較することで、バッテリ２００に流入する電流が所定値以下のとき、スイッチ１３０をオンして電流検出抵抗Ｒｓを短絡するので、ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、バッテリ２００が満充電状態に近い状態なら、バッテリ２００からスイッチ１３０を経由して負荷回路３００に電力供給する。これにより、制御トランジスタであるＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の発熱を抑制することができる。制御トランジスタの発熱を抑制できることは、発熱容量の小さい汎用のトランジスタを使用できることにつながり、実装基盤の放熱設計も簡易で済む。したがって、制御トランジスタによる電力損失自体を防ぐとともに、この電力損失に起因する発熱を抑制し低コスト化及び実装面積削減、さらには安全性を向上させることができる。

ここで、充電電流は、ＡＣアダプタの定電流垂下特性に従った電流値である場合を例に説明した。ＡＣアダプタの電流供給能力が高く、定電流垂下特性に従った充電電流によると、電流供給が大きすぎる場合には、充電装置内の定電流制御機能に従った定電流で充電される。本実施の形態では、この定電流制御時にスイッチ１３０はオフであり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２（制御トランジスタ）の発熱抑制効果には無関係である。実施の形態２以降もＡＣアダプタの定電流垂下特性に従った定電流制御として説明する。

（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一部分には同一符号を付している。

図６において、充電装置４００は、ＡＣアダプタの出力直流電圧が入力されるＡＣアダプタ入力端子１０１と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２及び電流検出抵抗Ｒｓから構成される充電部１１０と、マイナス入力端子がＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２及び電流検出抵抗Ｒｓ間に接続され、プラス入力端子が定電圧源１２１を介して電流検出抵抗Ｒｓ及びバッテリ２００間に接続され、電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧を増幅する電流誤差増幅器１２０と、コンパレータ１６０の比較結果により電流検出抵抗Ｒｓを短絡するスイッチ１３０と、コンパレータ１６０の比較結果によりＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１のソース−ゲート間を短絡するスイッチ４１０と、バッテリ電圧と基準電圧源１３５により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１４０と、電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧源１４５により生成された基準電圧との電圧誤差を増幅する電圧誤差増幅器１５０と、電流誤差増幅器１２０の出力電圧と基準電圧源１５５により生成された基準電圧との電圧を比較するコンパレータ１６０と、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧と基準電圧源１６５により生成された基準電圧との電圧を比較するコンパレータ１７０と、電圧誤差増幅器１５０の出力（ｅ）と電圧誤差増幅器１４０の出力（ｄ）のいずれかを選択してＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに印加するスイッチ１８０とを備えて構成される。

充電装置４００は、図１の充電装置１００に、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１のソース−ゲート間を短絡するスイッチ４１０を付加した構成となっている。スイッチ４１０は、コンパレータ１６０によって駆動され、スイッチ１３０と同期してオンオフする。

図７は、実施の形態２に係る充電装置の他の構成を示す回路図であり、電流検出抵抗Ｒｓに接続される電流誤差増幅器の入力端子部の構成のみが異なる。

図７において、充電装置４００Ａの電流誤差増幅器１２０は、マイナス入力端子が定電圧源１２１Ａを介してＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２及び電流検出抵抗Ｒｓ間に接続され、プラス入力端子が電流検出抵抗Ｒｓ及びバッテリ２００間に接続される。

また、充電装置４００Ａの電流誤差増幅器１２０は、プラス入力端子に接続された定電流源１２２Ａ及び抵抗１２３Ａからなる定電圧源１２１Ａを備える。定電圧源１２１Ａは、電流誤差増幅器１２０のマイナス入力端子の入力電位を所定電位シフトさせる。

以下、上述のように構成された充電装置の動作について説明する。図６に示す充電装置４００と図７に示す充電装置４００Ａとは、同一動作であるため充電装置４００の動作を代表して説明する。

図８は、充電装置４００の動作を説明するタイミングチャートであり、図１の各部の動作タイミング及び波形を示す。図８において、ＡＣアダプタ入力端子１０１にＡＣアダプタが入力された時のＡＣアダプタ電圧、バッテリ電圧、充電電流、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧（ｄ）、電圧誤差増幅器１５０の出力電圧（ｅ）、コンパレータ１７０の出力電圧（ｆ）、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１の発熱量（ｇ）、コンパレータ１６０の出力電圧（ｈ）を示す。また、Ｉｏは負荷回路３００への流入電流であり、Ｉｂａｔはバッテリ２００への流入電流である。

上記充電装置４００の動作を、負荷回路３００への供給電流が大きい（Ｉｏ≫Ｉｂａｔ）場合について、図８のタイミングチャートを用いて詳細に説明する。

[期間ｔ１]
ＡＣアダプタ入力端子１０１にＡＣアダプタ電圧が入力され、充電電流が上昇し、ＡＣアダプタの電圧が低下し、バッテリ電圧が上昇している。この期間ｔ１において、スイッチ４１０はオフしているので、実施の形態１の充電装置の期間ｔ１と同様の動作をする。

[期間ｔ２]
充電電流が減少し、ＡＣアダプタ電圧が垂下に至らない所定電圧に復帰し、バッテリ電圧が所望の電圧に到達し且つバッテリ２００への流入電流Ｉｂａｔは減少しているが、負荷回路３００への供給電流として負荷が流れ続けている。この期間ｔ２において、電圧誤差増幅器１４０の出力電圧（ｄ）は、バッテリ電圧がほぼ満充電電圧になっているので、高い電圧になる。

コンパレータ１７０の出力電圧（ｆ）は、上記（ｄ）が高い電圧にあるので、スイッチ１８０の（ａ）と（ｃ）が接続される高い電圧が出力されており、充電装置４００は定電圧制御で動作している。

また、電圧誤差増幅器１５０の出力電圧（ｅ）は充電電流が減少し、電圧が高い電圧を出力している。

コンパレータ１６０の出力電圧（ｈ）は、電流誤差増幅器１２０の出力電圧が高いので、高い電圧であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２は非動作し、且つスイッチ４１０はオンしているのでＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１は非動作であり、且つスイッチ１３０もオンしているので電流検出抵抗Ｒｓは短絡される。この状態で、負荷回路３００への電力供給は、充電が完了したバッテリ２００からスイッチ１３０を介して、直接行われる。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様に、ＡＣアダプタが接続された状態で重い負荷があっても、充電完了後は、バッテリからスイッチ１３０を介して負荷に電力が供給されるので、制御トランジスタであるＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の電力損失による発熱を抑制することが可能である。

特に、本実施の形態では、ＡＣアダプタが充電中に故障し、ＡＣアダプタ電圧が急激に低下することがあっても、ＡＣアダプタ側から負荷回路３００へ電力供給が行われず、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１の電力損失が発生しない。つまり、制御トランジスタの低コスト化及び実装面積削減に加えて、更に安全性の向上を図ることができる。

以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。

例えば、上記各実施の形態では、ＡＣアダプタ入力端子１０１からバッテリ２００への充電電流経路にＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１とＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２とを直列に接続する構成としているが、この構成に限定されるものではない。ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１はバイポーラトランジスタであっても構わない。また、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ２は逆流防止用スイッチとして動作しているので、順方向損失は増大するがダイオードであっても構わない。

また、スイッチ１３０やスイッチ４１０は、制御の容易性や他回路素子と同じ半導体集積回路内に形成できるように、ＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタで構成された半導体スイッチが好ましい。

また、制御トランジスタを含む各トランジスタの種類、極性は上記各実施の形態のものに限定されるものではない。例えば、制御トランジスタを構成するＰｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２を、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成（但し回路構成は異なる）することも可能である。

また、上記各実施の形態は、充電装置に適用した例であるが、直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する電源装置であれば、どのような回路構成であってもよい。また、上述した充電装置を備える電源回路であってもよい。

また、上記各実施の形態では充電装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、充電制御回路、充電器、電源装置等であってもよいことは勿論である。

さらに、上記充電装置を構成する各回路部、例えばスイッチ素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。スイッチ素子は、例えばＭＯＳトランジスタを使用するのが一般的であるが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。

本発明に係る充電装置は、携帯電話などの充電装置に有用である。また、携帯機器以外の電子機器における充電装置にも広く適用され得るものである。

本発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す回路図 図１の充電装置の電流誤差増幅器の具体的構成を示す回路図 上記実施の形態１に係る充電装置の他の構成を示す回路図 図３の充電装置の電流誤差増幅器の具体的構成を示す回路図 上記実施の形態１に係る充電装置の動作を説明するタイミング図 本発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す回路図 上記実施の形態２に係る充電装置の他の構成を示す回路図 上記実施の形態２に係る充電装置の動作を説明するタイミング図 従来の充電装置の構成を示す回路図 従来の充電装置の動作を説明するタイミング図

符号の説明

１００，１１０Ａ，４００，４００Ａ 充電装置
１０１ ＡＣアダプタ入力端子
１１０ 充電部
１２０ 電流誤差増幅器
１２１，１２１Ａ 定電圧源
１２２，１２２Ａ 定電流源
１２３，１２３Ａ 抵抗
１３０，１８０，４１０ スイッチ
１３５，１４５，１５５，１６５ 基準電圧源
１４０，１５０ 電圧誤差増幅器
１６０，１７０ コンパレータ
２００ バッテリ
３００ 負荷回路
Ｍ１，Ｍ２ ＰｃｈＭＯＳトランジスタ
Ｒｓ 電流検出抵抗

Claims (5)

1. 直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する充電装置であって、
   前記制御トランジスタの電流流出端子に接続され、充電電流を検出する電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗をバイパスする経路に設置されたスイッチ手段と、
   前記二次電池に流入する電流を検出し、該検出電流が所定値以下のとき、前記スイッチ手段をオンして前記電流検出抵抗を短絡する制御手段と
   を備えることを特徴とする充電装置。
2. 前記制御トランジスタの電流流出端子と前記電流検出抵抗との間に接続され、前記直流電源又は前記二次電池からの電源供給を受ける負荷をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
3. 前記制御手段は、前記検出電流が所定値以下のとき、前記制御トランジスタをオフすることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
4. 前記制御トランジスタは、ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
5. 前記スイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
   

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