JP2008103879A - オーディオ再生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 小口径のスピーカでも歪み感の抑制された低音感が得られるオーディオ装置を提供する。
【解決手段】 倍音付加回路１０と、イコライザ回路２０とを設ける。倍音付加回路１０は、オーディオ信号Ｓ11から共振周波数ｆ0以上の周波数成分を取り出すハイパスフィルタ１２と、周波数がｆ1／２以下の低域成分を取り出すフィルタ１６と、フィルタ１６の出力から２倍の倍音成分を形成するピッチシフト回路１７と、ハイパスフィルタ１２の出力およびピッチシフト回路１７の出力を加算する加算回路１３とから構成する。イコライザ回路２０は、加算回路１３の出力のレベルを動的に制御するための利得制御回路２３と、利得制御回路２３の入力レベルを検出するレベル検出回路２４と、加算回路１３の出力および利得制御回路２３の出力を加算する加算回路２１とから構成する。加算回路２１の出力をスピーカ３３に供給する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、オーディオ再生装置に関する。

いわゆるミニコンポや薄型のテレビなどでは、口径の小さいスピーカを使用しているが、そのスピーカを収納しているエンクロージャ（スピーカボックス）の容積も小さい傾向にある。このため、スピーカの共振周波数ｆ0が100Hz程度あるいはそれ以上に高くなっている。

そして、一般に、スピーカに共振周波数ｆ0以下のオーディオ信号を供給すると、周波数が低くなるにつれて基本波成分の出力音圧が次第に低下していくとともに、歪み成分（高調波成分）が急速に増加していく傾向がある。

したがって、上記のような口径の小さいスピーカを使用したオーディオ機器では、スピーカの共振周波数ｆ0以下の低音を十分に再生することができない。

このため、オーディオ信号を再生する場合、
(1) イコライザ回路により低域をブーストし、低音感を増強する方法。
(2) 低域成分の倍音成分を出力して低音感を得る方法。
が考えられている。

この場合、(1)の方法は、スピーカの共振周波数ｆ0付近の帯域成分を増強することにより、低音感を得るものである。

また、(2)の方法は、人間の聴感を利用するものである。すなわち、楽器の音は、基音とその倍音とから構成され、その割り合いが音色を決定している。そして、人間の聴感は、基音が出力されていなくても、その倍音が出力されていれば、あたかもその基音が出力されているかのように知覚することが、心理音響的に実証されている。そこで、(2)の方法は、そのような知覚特性を利用して低音感が得るものである。

図１４は、そのようなオーディオ装置の一例を示すもので、符号５が低音感の改善の対象となるスピーカである。そして、オーディオ信号Ｓ1が、入力端子１を通じてハイパスフィルタ２に供給されて図１５Ａに示すように、スピーカ５の共振周波数ｆ0以上の中高域成分Ｓ2が取り出され、この中高域成分Ｓ2が加算回路３に供給される。また、入力端子１のオーディオ信号Ｓ1がバンドパスフィルタ７に供給されて図１５Ｂに示すように、周波数帯域ｆ0／２〜ｆ0に含まれる低域成分Ｓ7が取り出され、この低域成分Ｓ7がピッチシフト回路８に供給される。

このピッチシフト回路８は、これに供給された低域成分Ｓ7の周波数を２倍に逓倍するものであり、したがって、ピッチシフト回路８からは、図１５Ｃに示すように、周波数がｆ0〜２ｆ0の逓倍波成分Ｓ8、すなわち、倍音成分Ｓ8が出力される。

そして、この倍音成分Ｓ8が加算回路３に供給されて中高域成分Ｓ2に加算され、加算回路３からは図１５Ｄに示すように、低域成分Ｓ7の倍音成分Ｓ8が増強されたオーディオ信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3がパワーアンプ４を通じてスピーカ５に供給される。したがって、スピーカ５からは、図１５Ｄに示すような周波数特性の音響出力、すなわち、低域成分Ｓ7の倍音成分Ｓ8が増強された音響が出力される。

そして、この場合、スピーカ５からは、低域成分Ｓ7の音響は出力されないが、この低域成分Ｓ7が基音成分に対応するとともに、その倍音成分Ｓ8の音響が出力されるので、上述のように、リスナには低域成分Ｓ7の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ５が小口径であっても、低音感を得ることができる。

なお、一般的には、低域成分Ｓ7を逓倍処理して倍音成分Ｓ5を生成した場合、その倍音成分Ｓ8の周波数が200Hz程度以下であれば、聴感上違和感がないとされている。

先行技術文献として例えば以下のものがある。
特開平８−２１３８６２号公報

ところが、(1)の低域をブーストする方法は、もともと低域を再生できない小口径のスピーカには不向きである。また、ブースト量が固定のイコライザ回路を用いると、信号がクリップするので、ノイズや歪みの原因となってしまう。まして、いわゆる重低音成分を供給することは、スピーカにとっても好ましくない。

その点、(2)の倍音を付加する方法は、低域成分そのものはスピーカ５に供給していないので、口径の小さいスピーカーでも有効である。しかし、倍音成分Ｓ8は、低域成分Ｓ7の高調波歪み成分と類似する成分でもある。このため、低音感を強めるために倍音成分Ｓ8を増やすと、歪み感が強くなってしまい、逆に、歪み感を弱めるために倍音成分Ｓ8を減らすと、低音感が弱くなってしまう。つまり、低音感と歪み感とがトレードオフの関係にある。

この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。

この発明においては、
ｆ0：スピーカの共振周波数
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない周波数の上限値
とするとき、
倍音付加回路と、
イコライザ回路と
を有し、
上記倍音付加回路は、
オーディオ信号から上記共振周波数ｆ0以上の周波数成分を取り出すハイパスフィルタと、
上記オーディオ信号から周波数がｆ1／２以下の低域成分を取り出すフィルタと、
このフィルタの出力を２逓倍して２倍の倍音成分を形成するピッチシフト回路と、
上記ハイパスフィルタから出力される周波数成分に、上記ピッチシフト回路から出力される倍音成分を加算する第１の加算回路と
を有し、
上記イコライザ回路は、
上記第１の加算回路の出力に含まれる倍音成分が供給されてそのレベルを動的に制御するための利得制御回路と、
この利得制御回路の入力レベルを検出するレベル検出回路と、
上記第１の加算回路の出力と、上記利得制御回路から出力される上記倍音成分とを加算する第２の加算回路と
を有するとともに、
上記利得制御回路において上記レベル検出回路の検出出力により上記倍音成分のレベルを動的に制御し、
上記第２の加算回路の出力信号を上記スピーカに供給する
ようにしたオーディオ再生装置
とするものである。

この発明によれば、オーディオ信号の低域成分の周波数がスピーカの共振周波数ｆ0より低い場合には、その低域成分の倍音成分の音響を出力するようにしているので、この倍音成分により低音感を得ることができる。また、倍音成分を出力するとき、そのレベルを動的に変化させているので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を軽減することができる。

〔１〕 第１の例
図１は、この発明の第１の実施例を示すもので、符号３３が低音感の改善の対象となる口径の小さいスピーカである。なお、ここで、
ｆ0：スピーカ３３の共振周波数。この例では、100Hz付近あるいはそれ以下。
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない上限の周波数（逓倍結果の信号の周波数）。一般には200Hz程度。
とする。この例においては、ｆ0＝ｆ1／２（あるいはｆ0≦ｆ1／２）とする。また、２チャンネルステレオやマルチチャンネルステレオの場合には、各チャンネルを図１の構成とすることができる。

そして、再生の対象となるオーディオ信号Ｓ11が倍音付加回路１０に供給され、低音感を与える倍音成分が付加される。すなわち、オーディオ信号Ｓ11が、入力端子１１を通じてハイパスフィルタ１２に供給されて図２Ａに実線で示すように、スピーカ３３の共振周波数ｆ0以上、この例においては、100Hz以上の周波数成分Ｓ12が取り出され、この中高域の周波数成分Ｓ12が加算回路１３に供給される。また、入力端子１１からのオーディオ信号Ｓ11がローパスフィルタ１４に供給されて図２Ａに破線で示すように、スピーカ３３の共振周波数ｆ0以下、この例においては、100Hz以下の低域成分Ｓ14が取り出され、この低域成分Ｓ14がアッテネータ回路１５により所定のレベルとされてから加算回路１３に供給される。

さらに、入力端子１１からのオーディオ信号Ｓ11がバンドパスフィルタ１６に供給されて図２Ｂに実線で示すように、周波数帯域ｆ0／２〜ｆ1／２、この例においては、50Hz〜100Hzの低域成分Ｓ16が取り出され、この低域成分Ｓ16がピッチシフト回路１７に供給される。

このピッチシフト回路１７は、その一例を後述するが、これに供給された低域成分Ｓ16の周波数を２倍に逓倍するものであり、したがって、ピッチシフト回路１７からは、図２Ｂに破線で示すように、２倍の周波数の倍音成分Ｓ17が取り出される。なお、低域成分Ｓ16の周波数帯域はｆ0／２〜ｆ1／２であるから、倍音成分Ｓ17の周波数帯域はｆ0〜ｆ1である。そして、この２倍の倍音成分Ｓ17がアッテネータ回路１８により所定のレベルとされてから加算回路１３に供給される。

こうして、加算回路１３からは、図２Ｃに示すように、中高域の周波数成分Ｓ12に、低域成分Ｓ14と、２倍の倍音成分Ｓ17とが、所定の割り合いで加算されたオーディオ信号Ｓ13が取り出される。

そして、このオーディオ信号Ｓ13が利得制御型のイコライザ回路２０に供給され、低音感と歪み感とを考慮した動的なイコライザ処理が行われる。すなわち、オーディオ信号Ｓ13が加算回路２１に供給されるとともに、バンドパスフィルタ２２に供給されて図２Ｄに示すように、周波数帯域がｆ0〜ｆ1、この例においては、100Hz〜200Hzの低域成分Ｓ22が取り出され、この低域成分Ｓ22が、後述する利得制御回路２３を通じて加算回路２１に供給される。

この場合、図２Ｄにも示すように、低域成分Ｓ22には、周波数成分Ｓ12（図２Ａ）のうちの低域成分Ｓ121と、倍音成分Ｓ17（図２Ｂ）とが含まれているので、利得制御回路２３の出力信号を信号成分Ｓ23とすれば、これは低域成分Ｓ22と等しい周波数成分Ｓ121、Ｓ17を含み、レベルの制御された低域成分である。

さらに、バンドパスフィルタ２２からの低域成分Ｓ22がレベル検出回路２４に供給され、例えば図３に実線で示すように、低域成分Ｓ22の１サイクル期間、すなわち、例えば、極性が負から正に反転する時点から、次に負から正に反転する時点までの期間Ｔxを１サイクル期間とし、この１サイクル期間Ｔxにおけるピークレベル（絶対値）Ｖ22が検出され、この検出信号Ｓ24が利得制御回路２３にその利得の制御信号として供給される。

図４は、利得制御回路２３の制御特性の一例を示すもので、横軸は、利得制御回路２３に供給される低域成分Ｓ22の入力レベル、すなわち、検出信号Ｓ24が検出した１サイクル期間Ｔxにおける低域成分Ｓ22のピークレベルＶ22を示し、縦軸は、利得制御回路２３から出力される低域成分Ｓ23の出力レベルＶ23を示す。なお、破線Ｂは、入力レベルＶ22（ピークレベル）にかかわらず利得が１倍の場合の特性を、参考のために示す。

そして、
ＶLM：あらかじめ設定された所定の上限値
ＶTH：あらかじめ設定された所定のスレッショールドレベル
ただし、ＶLM＞ＶTH
とすると、利得制御回路２３の制御特性は折れ線の特性Ａで示され、
Ｖ22≧ＶLMのとき、Ｖ23＝ＶMAXに制限する。
Ｖ22＜ＶLMのとき、レベルＶ23はレベルＶ22にリニアに比例する。
ＶTH＜Ｖ22＜ＶLMのとき、利得は１倍よりも大きい。
Ｖ22＝ＶTHのとき、利得は１倍となる。
Ｖ22＜ＶTHのとき、利得は１倍よりも小さい。
とされている。

そして、低域成分Ｓ22は、利得制御回路２３において、１サイクル期間Ｔxを区切りとし、検出信号Ｓ24および制御特性Ａにしたがってレベルが制御され、低域成分Ｓ23として出力される。なお、１サイクル期間Ｔxが終了するまでは、その１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22を知ることはできないが、ここでは、簡単のため、１サイクル期間Ｔxの開始時に、その１サイクル期間ＴxおけるピークレベルＶ22を検出できるものとする。このような検出および制御を実現するには、レベル制御される低域成分Ｓ22をあらかじめ遅延させておき、対応する検出信号Ｓ24と同期させればよい。

そして、加算回路２１において、加算回路１３からのオーディオ信号Ｓ13に、利得制御回路２３からのレベル（利得）の制御された低域成分Ｓ23が加算され、図２Ｅに示すように、周波数成分Ｓ14、Ｓ121、Ｓ17、Ｓ12を有するオーディオ信号Ｓ21とされる。そして、このオーディオ信号Ｓ21が低域カットフィルタ３１に供給され、図２Ｆに示すように、オーディオ信号Ｓ21のうち、小口径のスピーカ３３にとって有害な重低音成分、すなわち、スピーカ３３に供給されたとき、正常な低音はほとんど出力されないが、歪み成分（高調波成分）が大量に出力されるような低域成分が除去されたオーディオ信号Ｓ31とされ、このオーディオ信号Ｓ31がパワーアンプ３２を通じてスピーカ３３に供給される。

このような構成によれば、入力端子１１にオーディオ信号Ｓ11が供給されると、図２Ｆに示すようなオーディオ信号Ｓ31に処理され、このオーディオ信号Ｓ31がスピーカ３３に供給されて音響として出力されるが、この場合、スピーカ３３に供給されるオーディオ信号Ｓ31には、図２Ｆにも示すように、低域成分Ｓ16（図２Ｂ）の２倍の倍音成分Ｓ17が付加されている。

したがって、スピーカ３３からは共振周波数ｆ0以下の基音成分の音響はほとんど出力されないが、低域成分Ｓ16の倍音成分Ｓ17の音響が出力されるので、上述のように、リスナには共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ３３が小口径であっても、低音感を得ることができる。

また、倍音成分Ｓ17を含む低域成分Ｓ22が利得制御回路２３により低域成分Ｓ23にレベル制御されるが、このとき、利得制御回路２３が図４に示すような制御特性を有するので、出力される低域成分Ｓ23の波形（レベル）は、図３に破線に示すようになる。すなわち、低域成分Ｓ22のある１サイクル期間ＴxのピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも小さいときには、図４に矢印Ｃにより示すように、倍音成分Ｓ23の出力レベルＶ23は、本来の大きさよりも小さくなる。また、低域成分Ｓ22のある１サイクル期間ＴxのピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも大きいときには、図４に矢印Ｄにより示すように、倍音成分Ｓ23の出力レベルＶ23は本来の大きさよりも大きくなる。

したがって、利得制御回路２３から出力される低域成分Ｓ23のレベル（波形）Ｖ23は、図３に破線により示すように、ピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも小さい１サイクル期間Ｔxでは、より小さくなり、逆にピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも大きい１サイクル期間Ｔxでは、より大きくなる。したがって、この低域成分Ｓ23に含まれる倍音成分Ｓ17も、同様にレベルが動的に変化するので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を抑えることができる。

また、図２Ａ、Ｆにも示すように、もとの入力オーディオ信号Ｓ11に含まれる低域成分Ｓ14の一部も残しているので、低音感を自然なものとすることができる。そして、このとき、低域成分Ｓ14のうちでも、小口径のスピーカ３３にとって有害な重低音成分は、低域カットフィルタ３１により除去されるので、正常な低音はほとんど出力されないのに、歪み成分（高調波成分）が大量に出力されるというようなことがない。

なお、上述においては、バンドパスフィルタ２２から出力される低域成分Ｓ22を検出回路２４に供給したが、図１に破線により示すように、加算回路１３から出力されるオーディオ信号Ｓ13を検出回路２４に供給して検出信号Ｓ24を得ることもできる。

〔２〕 第２の例
図５は、この発明の第２の実施例を示す。この例においては、図１の装置におけるバンドパスフィルタ１６が省略され、ローパスフィルタ１４から出力される低域成分Ｓ14がピッチシフト回路１７に供給される。また、バンドパスフィルタ２２に代わってカットオフ周波数が上限周波数ｆ1のローパスフィルタ２５が設けられる。なお、他の構成は図１と同様である。

したがって、この装置においては、低域成分Ｓ14の倍音成分Ｓ17の音響が出力されるので、上述のように、リスナには共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ３３が小口径であっても、低音感を得ることができる。

また、倍音成分Ｓ17を含む低域成分Ｓ22が利得制御回路２３により低域成分Ｓ23にレベル制御されるとともに、利得制御回路２３が図４に示すような制御特性を有するので、利得制御回路２３から出力される低域成分Ｓ23に含まれる倍音成分Ｓ17は、やはりレベルが動的に変化し、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を抑えることができる。

なお、この例においてもは、図５に破線により示すように、加算回路１３から出力されるオーディオ信号Ｓ13を検出回路２４に供給して検出信号Ｓ24を得ることができる。

〔３〕 倍音付加回路１０の他の例（その１）
図６は、倍音付加回路１０の第１の他の実施例を示す。すなわち、図６においては、倍音付加回路１０の一部が図１のそれと同様に構成され、図７Ａに示すように、ハイパスフィルタ１２およびローパスフィルタ１４により、入力オーディオ信号Ｓ11から中高域の周波数成分Ｓ12および低域成分Ｓ14が取り出され、加算回路１３に供給される。

また、図７Ｂに示すように、バンドパスフィルタ１６により、周波数帯域がｆ0／２〜ｆ1／２の低域成分Ｓ16が取り出されるとともに、この低域成分Ｓ16がピッチシフト回路１７により２倍の周波数の倍音成分Ｓ17に逓倍され、この倍音成分Ｓ17がアッテネータ１８を通じて加算回路１３に供給される。

さらに、入力端子１１からのオーディオ信号Ｓ11がバンドパスフィルタ４６に供給され、図７Ｂに示すように、周波数帯域がｆ0／４〜ｆ1／４の低域成分Ｓ46が取り出され、この低域成分Ｓ46がピッチシフト回路４７により４倍の周波数の倍音成分Ｓ47に逓倍され、この倍音成分Ｓ47がアッテネータ４８を通じて加算回路１３に供給される。

したがって、加算回路１３からは、図７Ｃに示すように、中高域の周波数成分Ｓ12に、低域成分Ｓ14と、２倍の倍音成分Ｓ17と、４倍の倍音成分Ｓ47とが、アッテネータ回路１５、１８、４８により所定の割り合いで加算されたオーディオ信号Ｓ13が取り出される。

そして、以後の処理は図１と同様とされ、図示はしないが、そのオーディオ信号Ｓ13が、イコライザ回路２０→低域カットフィルタ３１→パワーアンプ３２の信号ラインを通じてスピーカ３３に供給される。

このような構成によれば、やはりスピーカ５からは共振周波数ｆ0以下の基音成分の音響はほとんど出力されないが、倍音成分Ｓ17、Ｓ47の音響が出力されるので、上述のように、リスナには共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ３３が小口径であっても、低音感を得ることができる。

そして、この場合、例えば図８Ａに示すように（符号Ｆ33はスピーカ３３の周波数特性を示す）、低域成分Ｓ16（Ｓ46）の周波数が35Hzであれば、この低域成分Ｓ16から２倍の周波数の倍音成分Ｓ17（破線図示）を形成しても、その周波数は70Hzであり、スピーカ３３により再生することはできない。

しかし、図６の倍音付加回路１０においては、低域成分Ｓ16の周波数が35Hzであれば、この低域成分Ｓ16、すなわち、低域成分Ｓ46がバンドパスフィルタ４６を通じてピッチシフト回路４７に供給されて４倍の周波数140Hzの倍音成分Ｓ47（実線図示）が形成され、この倍音成分Ｓ47が加算回路１３に供給される。したがって、低域成分Ｓ16の周波数が35Hzであっても、その４倍の周波数の倍音成分Ｓ47により低域成分Ｓ17に対応する低音感を得ることができる。

また、例えば図８Ｂに示すように、低域成分Ｓ46（Ｓ16）の周波数が60Hzであれば、この低域成分Ｓ46から４倍の周波数の倍音成分Ｓ47（破線図示）を形成すると、その周波数は240Hzであり、倍音を付加するときの上限周波数ｆ1（≒200Hz）を越えているので、この倍音成分Ｓ47をスピーカ３３に供給すると違和感を与える音響となってしまう。

しかし、図６の倍音付加回路１０においては、低域成分Ｓ46の周波数が60Hzであれば、この低域成分Ｓ46、すなわち、低域成分Ｓ16はバンドパスフィルタ１６を通じてピッチシフト回路１７に供給されて２倍の周波数120Hzの倍音成分Ｓ17（実線図示）とされ、この倍音成分Ｓ17が加算回路１３に供給される。したがって、低域成分Ｓ46の周波数が60Hzであっても、その２倍の周波数の倍音成分Ｓ17により低域成分Ｓ46に対応する低音感を得ることができる。

〔４〕 倍音付加回路１０の他の例（その２）
図９は、倍音付加回路１０の第２の他の実施例を示す。この倍音付加回路１０は、図６の倍音付加回路１０と同様、基音波成分の周波数が低い場合には、その４倍の周波数の倍音成分Ｓ47を付加するものであるが、ピッチシフト回路１７、４７から出力される倍音成分Ｓ17、Ｓ47が、アッテネータ回路１８、４８を通じて加算回路１９に供給され、図１０Ａに示すように、倍音成分Ｓ17、Ｓ47を加算した倍音成分Ｓ19が取り出され、この倍音成分Ｓ19がローパスフィルタ４９に供給される。

このローパスフィルタ４９は、図１０Ｂに例えば曲線Ｆ49により示す周波数特性を有するものであり、すなわち、共振周波数ｆ0付近をカットオフ周波数とし、上限周波数ｆ1では入力信号成分をほぼ遮断する周波数特性を有するものである。

したがって、ローパスフィルタ４９からは、倍音成分Ｓ19のうち、違和感を与えない２倍および４倍の倍音成分Ｓ49（ハッチング部分）が出力される。そして、この倍音成分Ｓ49が加算回路１３に供給される。

そして、以後の処理は図１と同様とされ、図示はしないが、そのオーディオ信号Ｓ13が、イコライザ回路２０→低域カットフィルタ３１→パワーアンプ３２の信号ラインを通じてスピーカ３３に供給される。

このような構成によれば、図６の装置と同様、ピッチシフト回路１７、４７により低域成分Ｓ16あるいはＳ46の２倍あるいは４倍の周波数の倍音成分Ｓ17あるいはＳ47が形成されるので、スピーカ３３からは共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ３３が小口径であっても、低音感を得ることができる。

そして、この場合、加算回路１９から出力される倍音成分Ｓ19は、ローパスフィルタ４９により上限周波数ｆ1に近づくにつれてレベルが小さくされているので、たとえ倍音成分Ｓ19に上限周波数ｆ1に近い周波数成分が含まれていても、あるいは上限周波数ｆ1を越えるような周波数成分が含まれていても、違和感を抑えることができる。この結果、例えばｆ0＞ｆ1／２であっても、違和感を与えることなく、低音感を得ることができる。

〔５〕 ピッチシフト回路１７、４２の例
低域成分Ｓ16、Ｓ46の２倍あるいは４倍の周波数の低域成分Ｓ17、Ｓ47は、例えば図１１に示すような方法により形成することができる。すなわち、今、図１１Ａに示すように、正弦波信号ＳAの１サイクルにＤ／Ａ変換できるデジタルデータＤAが、メモリに保存されているとする。なお、記号●は、そのサンプル点を示し、１サンプルごとに１つのアドレスに保存されているとする。また、期間ＴAは、その正弦波信号ＳAの１サイクル期間、期間１／ｆcは１サンプル期間とする。

そして、このデジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで１サンプルずつ順に読み出せば、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの１サイクルを得ることができる。

また、デジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、図１１Ｂに示すように、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、２番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、その読み出しを２回繰り返すと、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの２倍の周波数の正弦波信号ＳBを２サイクル得ることができる。つまり、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの２倍の周波数の倍音成分ＳBを得ることができる。

さらに、デジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、図１１Ｃに示すように、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、４番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、その読み出しを４回繰り返すと、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの４倍の周波数の正弦波信号ＳCを４サイクル得ることができる。つまり、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの４倍の周波数の倍音成分ＳCを得ることができる。

したがって、ピッチシフト回路１７（および４７）は、例えば図１２に示すように構成することができる。すなわち、図１２において、符号１７Ｍは例えばリングバッファにより構成されて実質的に十分な大きさのアドレス（容量）を有するメモリ回路を示す。また、低域成分Ｓ16が例えば図１３Ａに示すような波形であり、これをＡ／Ｄ変換した信号がデジタルデータＤ16であり、そのサンプリング周波数（クロック周波数）はｆcであるとする。

さらに、このデジタルデータＤ16（低域成分Ｓ16）の極性が、例えば負から正に反転する時点を、時点ｔxとする。また、ある時点ｔxからその次の時点ｔxまでの期間、すなわち、低域成分Ｓ16の１サイクル期間を、期間Ｔxとする。

そして、図１２において、デジタルデータＤ16が入力端子１７Ａを通じてメモリ回路１７Ｍに供給され、図１３Ａに示すように、デジタルデータＤ16は、その１サンプル分ごとにメモリ回路１７Ｍの各アドレスに順に書き込まれていく。したがって、図１３の期間Ｔxが図１１の期間ＴAに対応し、図１３Ａは図１１Ａに対応する。

また、この書き込みと同時に、メモリ１７から、１つ前の期間Ｔxにメモリ１７に書き込まれたデジタルデータＤ16が読み出される。図１３では、簡単のため、書き込み側の期間Ｔxと、読み出し側の期間Ｔxとが同一であるとしている。

このメモリ１７からの読み出しは、図１１Ｂと同様に実行されるものであり、すなわち、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、２番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すものである。また、期間Ｔxに、その読み出しを２回繰り返すものである。したがって、この読み出したデジタルデータＤ17をＤ／Ａ変換すれば、もとの低域成分Ｓ16の２倍の周波数の倍音成分Ｓ17を得ることができる。

さらに、低域成分Ｓ46についても、同様にＡ／Ｄ変換してメモリに書き込み、図１１Ｃと同様に読み出せば、すなわち、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、４番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、期間Ｔxにその読み出しを４回繰り返せば、その読み出したデジタルデータをＤ／Ａ変換したとき、もとの低域成分Ｓ46の４倍の周波数の倍音成分Ｓ47を得ることができる。

〔６〕 まとめ
上述の装置によれば、低域成分Ｓ16の周波数がスピーカ３３の共振周波数ｆ0より低い場合でも、ピッチシフト回路１７によりスピーカ３３の共振周波数ｆ0よりも高い周波数の倍音成分Ｓ17に変換し、これを中高域成分Ｓ12に付加してスピーカ３３に供給するようにしているので、スピーカ３３の口径が小さくても低音感を得ることができる。

しかも、その場合、倍音成分Ｓ17のレベルを、そのレベルにしたがって例えば図３に示すように動的に変化させているので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を軽減することができる。

さらに、低域成分Ｓ16を逓倍するとき、その逓倍結果の倍音成分が、スピーカ３３の共振周波数ｆ0と、上限周波数ｆ1との間の帯域に収まるように、２逓倍あるいは４逓倍としているので、低音感に違和感を生じることがない。

また、例えば３倍の周波数の倍音成分は、もとの基音成分に対してオクターブの関係にないので、違和感を与えてしまうが、２倍あるいは４倍の周波数の倍音成分は、もとの基本波成分に対して１オクターブあるいは２オクターブ高い周波数の関係にあり、再生音に違和感を与えることがない。

〔７〕 その他
上述においては、レベル検出回路２４が、１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22を検出し、その１サイクル期間Ｔxに対する利得を制御したが、１サイクル期間Ｔxにおける平均レベルを検出し、その１サイクル期間Ｔxに対する利得を制御することもできる。あるいは検出回路２４に供給される逓倍成分の１サンプルごとにレベルを検出して、すなわち、エンベロープを検出して利得を制御することもできる。また、そのとき、アタックタイム、リリースタイムなどをスピーカ３３の特性を考慮して設定することができる。

さらに、利得制御回路２３の制御特性を図４とは逆にすることもでき、すなわち、
Ｖ22＞ＶTHのとき、利得は１倍よりも小さい。
Ｖ22＝ＶTHのとき、利得は１倍となる。
Ｖ22＜ＶTHのとき、利得は１倍よりも大きい。
とすることもでき、このようにする場合には、ＡＧＣのように作用するので、常に低音感を得ることができる。

また、上述において、入力オーディオ信号Ｓ11から出力オーディオ信号Ｓ31を得るまでの信号系は、実際には、ＤＳＰや専用のハードウェアを使用してデジタル処理により実現するので、例えば、バッファ用のメモリなどを共用できる場合もある。

さらに、上述においては、ピッチシフト回路１７、４７が、図１３に示すように、入力された低域成分Ｄ16（Ｓ16）の１サイクルを単位（区切り）としてその単位ごとに２逓倍しているが、一定の期間を単位としてその単位期間ごとに２逓倍することもでき、その場合には、ある期間の波形の最後の部分と、次の期間の波形の最初の部分とが滑らかにつながるように処理することができる。

また、低域カットフィルタ３１は、倍音付加回路１０と、イコライザ回路２０との間に接続することもできる。さらに、上述においては、周波数ｆ0をスピーカ３３の共振周波数としたが、実際の製品においては、低音感を得たい周波数に対応して他の周波数に設定することもできる。

〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ ：Analog to Digital
ＡＧＣ ：Automatic Gain Control
Ｄ／Ａ ：Digital to Analog
ＤＳＰ ：Digital Signal Processor

この発明の一形態を示す系統図である。 この発明を説明するための周波数特性図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための制御特性図である。 この発明の他の形態を示す系統図である。 この発明の一部の他の形態を示す系統図である。 図６の回路を説明するための周波数特性図である。 図６の回路を説明するための周波数特性図である。 この発明の一部の他の形態を示す系統図である。 図９の回路を説明するための周波数特性図である。 この発明を説明するための波形図である。 この発明を説明するための系統図である。 図１２の回路を説明するための波形図である。 この発明を説明するための系統図である。 図１４の回路を説明するための周波数特性図である。

符号の説明

１０…倍音付加回路、１１…入力端子、１２…ハイパスフィルタ、１４…ローパスフィルタ、１６…バンドパスフィルタ、１７…ピッチシフト回路、２０…イコライザ回路、２２…バンドパスフィルタ、２３…利得制御回路、２４…レベル検出回路、３１…低域カットフィルタ、３３…スピーカ

Claims (3)

1. ｆ0：スピーカの共振周波数
   ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない周波数の上限値
   とするとき、
   倍音付加回路と、
   イコライザ回路と
   を有し、
   上記倍音付加回路は、
   オーディオ信号から上記共振周波数ｆ0以上の周波数成分を取り出すハイパスフィルタと、
   上記オーディオ信号から周波数がｆ1／２以下の低域成分を取り出すフィルタと、
   このフィルタの出力を２逓倍して２倍の倍音成分を形成するピッチシフト回路と、
   上記ハイパスフィルタから出力される周波数成分に、上記ピッチシフト回路から出力される倍音成分を加算する第１の加算回路と
   を有し、
   上記イコライザ回路は、
   上記第１の加算回路の出力に含まれる倍音成分が供給されてそのレベルを動的に制御するための利得制御回路と、
   この利得制御回路の入力レベルを検出するレベル検出回路と、
   上記第１の加算回路の出力と、上記利得制御回路から出力される上記倍音成分とを加算する第２の加算回路と
   を有するとともに、
   上記利得制御回路において上記レベル検出回路の検出出力により上記倍音成分のレベルを動的に制御し、
   上記第２の加算回路の出力信号を上記スピーカに供給する
   ようにしたオーディオ再生装置。
2. 請求項１に記載のオーディオ再生装置において、
   上記倍音付加回路は、
   上記周波数がｆ1／２以下の低域成分を取り出すフィルタの出力を４逓倍して４倍の倍音成分を形成する別のピッチシフト回路
   を有し、
   この別のピッチシフト回路から出力される上記４倍の倍音成分も上記第１の加算回路に供給して上記ハイパスフィルタから出力される周波数成分に加算する
   ようにしたオーディオ再生装置。
3. 請求項１あるいは請求項２に記載のオーディオ再生装置において、
   上記第２の加算回路の出力のうち、上記周波数ｆ0よりも低い周波数成分を除去する低域カットフィルタを設ける
   ようにしたオーディオ再生装置。

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