JP2008042575A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、簡単な構成で、ガード長を超える遅延波が存在する場合でも、遅延可能になるOFDM受信装置、およびその受信方法を提供することを目的とする。
【解決手段】シンボル間干渉と、ＳＰ補間フィルタを独立に制御することにより、FFTする窓位置、すなわちシンボル切り出し位置を最適な位置に設定する。本発明では、エラーレートをモニターしつつ、シンボル間干渉による劣化、SP補間フィルタによる劣化をそれぞれ最小になるように制御する。本発明によると、従来、受信不能であったガード長を超えてくる遅延波が存在する場合でも回路規模を大きくすることなく、受信可能とすることができ、サービスエリアを拡大することができる。
【選択図】図８

Description

本発明は、地上デジタル放送に用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の受信方法及び受信回路に関し、特にＯＦＤＭ信号受信ににおける受信性能を改善する技術に関する。

日本および欧州の地上デジタル放送方式はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャネルの帯域内に多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。ＯＦＤＭ方式は、単一キャリア伝送に比べシンボル期間長が長くなるため、マルチパス妨害に強い方式として知られている。また有効シンボルの一部分を巡回的に複写したいわゆるガード期間を設けることにより、ガード期間以内のマルチパスであれば、シンボル間干渉が生じない。また、ガード期間内のマルチパスであれば、信号成分として有効に利用できる方式である。

このＯＦＤＭの特徴を利用して、単一の周波数でネットワークを構築するＳＦＮ（Single Frequency Network）が利用され、周波数の有効利用が図られている。
ＯＦＤＭ方式を利用して、日本ではＩＳＤＢ−Ｔ方式、欧州では、ＤＶＢ―Ｔ方式の地上デジタル放送が行われている。
次に、具体的に、ＩＳＤＢ−Ｔ方式、ＤＶＢ―Ｔ方式に共通な、送信処理及びその受信処理について説明する。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式、ＤＶＢ―Ｔ方式は、サブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入している。これは分散パイロット信号（以下ＳＰ信号）と呼ばれる。図９にこのＳＰ信号の配置を示す。このＳＰ信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなく、周波数方向及び時間軸方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、キャリア番号ｋがk=3(n mod 4)+12p（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送される。すなわち、図９に示されたようにＳＰ信号の配置は４シンボルを周期として反復され、ＳＰ信号はシンボル毎に３キャリアずつシフトして伝送される。このＳＰ信号は、そのキャリア位置で決定される特定のパターンで２値に変調されて送信される。

情報伝送信号は、ＳＰ信号が伝送されていないキャリアを用いて、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなどにマッピングされて伝送される。
このＯＦＤＭ変調方式の一般的な送信側の処理を図１０に示す。
データ信号を誤り訂正符号化１０１で誤り訂正符号化する。誤り訂正符号化されたデータはマッピング回路１０２で、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等にマッピングされる。マッピングされたデータは、キャリアシンボル単位でインタリーブ回路１０３で、時間インタリーブ、周波数インタリーブ等のインタリーブが施される。インタリーブされたキャリアシンボル単位のデータが、ＳＰ信号と共にフレーム構成部１０４でフレーム構成される。フレーム構成されたデータは、ＩＦＦＴ回路１０５で時間領域の信号に変換される。時間領域の信号に変換されたデータは、ガードインターバル付加部１０６で、ガードインターバル（ 以下、ガード期間という）が付加される。このガード期間は有効シンボルの後部を巡回的にシンボルの前部に複写したものである。すなわち、１シンボル期間は、ガード期間及びそれに続く有効シンボル期間から成っている。。これを図１１に示す。

次に、このように伝送されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置について説明する。
図１２は、ＩＳＤＢ−Ｔの受信機全体の構成を示す図である。アンテナ２００よりＯＦＤＭ信号はチューナ部２０１に入力される。チューナ部２０１で選局し、選局した信号を所定の帯域にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器２０２に入力する。Ａ／Ｄ変換器２０２でＡ／Ｄ変換した後、直交検波回路２０３に入力する。直交検波回路２０３で直交検波し、その信号を、同期回路２０５及びＦＦＴ回路２０４に出力する。同期回路２０５では、シンボル同期、サンプリング周波数同期、周波数同期などの同期の処理を行う。なお、同期回路２０５で、ＦＦＴの窓位置を決定する。

ＦＦＴ回路２０４は、時間領域の信号をＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ後の信号は等化回路２０６で等化処理し、等化処理された信号はデインタリーブ回路２０７でデインタリーブした後、誤り訂正回路２０８で、誤り訂正処理を施す。
次に、同期回路２０５の詳細について説明する。同期回路２０５では、受信信号と有効シンボル長遅延させた信号との相関（ 以下、ガード相関）を取ることにより、このガード相関による相関波形が非常に大きくなることを利用して、シンボル同期やサンプリング周波数同期を確立する。（ 例えば、非特許文献１ 参照）。これを図１３に示す。

次に、前記相関波形に基づいて、シンボル区間から有効シンボル区間だけを切り出す。通常は、送信側と同じ位相関係を得るために、ガード期間を捨てて、有効シンボルを抽出し、ＦＦＴ処理する窓位置の情報をＦＦＴ回路２０４に送る。
次に等化回路２０６の詳細について図１４を用いて説明する。
ＦＦＴ回路２０４の出力から、ＳＰ抽出回路３０１により、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号発生回路３０２は送信側のＳＰ信号を発生する。複素除算回路３０３は、受信したＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算する。これにより、ＳＰ信号位置の伝送路特性を推定する。次に、メモリ３０４は、時間軸補間するに必要なシンボルだけＳＰ信号を蓄積する。シンボル補間回路３０５はＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間する。シンボル方向に補間されたＳＰ信号を図１５に示す。

これで、３キャリア毎の伝送路特性が推定されるため、キャリア補間回路３０６で周波数軸方向に補間することにより、全キャリア位置での伝送路特性を推定する。この時の補間フィルタはローパスフィルタである。
それを図１６（ａ）に示す。遅延回路３００はＦＦＴ回路２０４の信号を各キャリア位置の伝送路特性の遅延と同じになるように遅延する。次に、複素除算回路３０７でＦＦＴ後の信号をキャリア補間回路３０６の出力の伝送路特性で除算することにより、受信データ信号を等化する。

図１７（ａ）に示すように、主波に対して遅延波が存在する場合は、送信側の有効シンボル期間を取り出して復調を行えば、シンボル間干渉なく信号の復調を行うことができるが、図１７（ｂ）のように、主波に先行する先行波が存在する場合、例えば主波の位置を０とした時に先行波が−Ｔｇの位置にあるとすると、有効シンボル期間を切り出してＦＦＴ回路に送った場合、図１７（ｂ）の斜線の部分にシンボル間干渉を生じる。従って、送信側とは異なる位置で、図１７（ｃ）に示すような位置でシンボルを切り出してＦＦＴ回路に送ることにより、先行波が存在する場合でもガード期間内であればシンボル間干渉のない受信が可能となる。

しかし、このような場合、信号の帯域が前記ＳＰの補間信号の帯域の外に出る。そのため、ＳＰ補間フィルタとしてローパスフィルタでなく、図１６（ｂ）に示すような複素フィルタを使う必要が生じる。 この対策として、例えば、特許文献１では、図１８に示すように信号を巡回的に並べ替える方法が提案されている。特許文献１では、−Ｔｇの先行波がある場合、図１８（ｃ）のように、シンボルを切出す。この時に、図１６（ｂ）のような複素フィルタを用いる必要があるため、シンボルを切り出した後に、図１８（ｄ）のように、信号を巡回的に並べ替える。すると、図１８（ｃ）と、同一になるため、補間フィルタとして図１６（ａ）に示すローパスフィルタを用いることができる。

また、図１９のように、信号成分がＳＰ補間フィルタの帯域外となるために、Ｔｇ／２だけ固定的にシフトして、信号成分をＳＰ補間フィルタの帯域中央に入るようにする場合もある。
特開２００３−２２９８３１

上記、従来の技術において、ガード期間内のマルチパスが存在する場合に、受信信号を巡回的に並べ替えることにより、ＳＰ補間フィルタとして、ローパスフィルタを使うことができた。
しかし、ネットワークがＳＦＮで行われる場合、サービスエリア外からの信号が長遅延波として受信される場合がある。この場合、遅延波が必ずしも、ガードインターバル以内に収まるとは限らず、ガード長を超えてくる長遅延波も存在する。

上記従来の技術は、ガード期間内のマルチパスが存在する場合にその対策を示しているが、ガード長を超えてくる遅延波に対して、その対策を示していない。
本発明は、シンボル切り出し位置と、ＳＰ補間フィルタとを独立に制御して、ガード長を超えてくる遅延波が存在する場合でも、シンボル間干渉による受信特性の劣化を軽減することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信して、当該ＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間の先頭に有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ変調信号であって、前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、キャリア毎に

を乗じて、ＦＦＴ後の波形をキャリア毎に可変に回転させることにより、時間軸領域の信号を可変にシフトする可変シフト手段を有することを特徴とする。ガード期間ＧＩ＝有効シンボル長に対する割合，ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む。αはシフト量を与える定数）
また、前記可変シフト手段は、数種類のシフト量を用いてシフトされ、その中でエラーレートが最小になるシフト量に固定することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、ガードインターバルを超えてくる遅延波に対しても、ＦＦＴ後に信号を回転することにより、シンボル間干渉とは独立にＳＰ補間フィルタ位置を設定できる。そのため、補間フィルタとしてローパスフィルタを用いて、仮想的な複素フィルターを実現することができるため、従来のＦＦＴ窓位置では受信不可能であった遅延波が存在する場合でも、受信可能となる場合がある。
本発明によれば、ガード長を超えてくるマルチパスを簡易に等化できる受信方法、及び受信装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態の基本的な受信ブロック図の構成を図８に、等化処理のブロック図を図１に示す。 アンテナ２００よりＯＦＤＭ信号はチューナ部２０１に入力される。チューナ部２０１で選局し、選局した信号を所定の帯域にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器２０２に入力する。Ａ／Ｄ変換器２０２でＡ／Ｄ変換した後、直交検波回路２０３に入力する。直交検波回路２０３で直交検波し、直交検波した信号を、同期回路２０５及びＦＦＴ回路２０４に出力する。同期回路２０５では、シンボル同期、サンプリング周波数同期、周波数同期などの同期の処理を行う。なお、同期回路２０５には、ＦＦＴ窓位置決定回路が含まれＦＦＴ窓位置決定回路により、ＦＦＴの窓位置を決定する。本実施の形態では、誤り訂正回路より算出されたエラーレートの情報を用いて、ＦＦＴの窓位置をシフトし、最終的にエラーレートが最小となる窓位置を決定する。これについては、後述する。

ＦＦＴ回路２０４は、時間領域の信号をＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ後の信号は等化回路２０６で等化処理し、等化処理された信号はデインタリーブ回路２０７でデインタリーブした後、誤り訂正回路２０８で、誤り訂正処理を施す。次に等化回路２０６の詳細について図１を用いて説明する。ＦＦＴ回路２０４の出力は、キャリア毎に、所定の回転数を乗算器２０９で乗じることにより、可変に回転させることにより変調する。これは、時間領域で等価的にシフトすることを意味するため、可変シフト手段２１０により、シフトされたとみなせる。次に、回転された信号から、ＳＰ抽出回路３０１により、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号発生回路３０２は送信側のＳＰ信号を発生する。複素除算回路３０３は、受信したＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算する。これにより、ＳＰ信号位置の伝送路特性を推定する。次に、メモリ３０４は、時間軸補間するに必要なシンボルだけＳＰ信号を蓄積する。シンボル補間回路３０５はＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間する。シンボル方向に補間されたＳＰ信号を図１５に示す。

これで、３キャリア毎の伝送路特性が推定されるため、キャリア補間回路３０６で周波数軸方向に補間することにより、全キャリア位置での伝送路特性を推定する。この時の補間フィルタはローパスフィルタである。
次に、更に詳細に、本発明の実施の形態を示す。図１３に示すように、まず、時間領域で、ＯＦＤＭ信号を、有効シンボル長遅延させたものとの相関を取る。図１３（ｃ）は相関を取った波形、図１３（ｄ）は、そのガード相関波形を、スライディング積分した結果である。図１３（ｄ）に示すように、ガード相関波形をスライド積分すると、シンボルの境界位置がピークとなる三角波が得られる。しかし、実際には、ノイズ、遅延波の影響のため、必ずしも、シンボルの境界位置に正確にピークが位置する三角波とはならない。

また、小さな遅延波が存在する場合は、シンボルの境界付近に、ピークが存在する三角波が得られるが、遅延波の位置が、どこにあるかは、ガード相関波形からは不明である。従って、遅延波の信号成分を有効に利用するためには、ガード相関波形のみから、正確なシンボル切り出し位置を決定するのは困難である。
従って、このガード相関波形のピーク位置を元に、シンボルの切り出しを行った後、ガード相関波形のピーク位置より前からシンボル切り出しを行う。また、ガード相関波形のピーク位置の後からシンボル切り出しを行う。次に、Ｃ／Ｎ，エラーレート等ををモニターして、Ｃ／Ｎが或いは、エラーレートが一番良くなる切り出し位置にシンボル切り出し位置を固定する。

このようにすることで、ガードインターバル以内の遅延波が存在する場合のシンボル切り出し位置を最適な位置に固定することができる。
しかし、先行波が存在する場合は、図１６（ａ）に示すように、通常のローパスフィルタを用いたＳＰ補間フィルターの場合、信号成分がその帯域外に出るため、信号成分の帯域をＳＰ補間フィルターが削ることになる。従って、これを避けるためには、複素フィルターを用いる必要がある。或いは、信号を巡回的に並べ替える必要がある。

本実施の形態では、図１に示すように、受信した信号を周波数領域で回転することにより、その信号帯域を、ＳＰ補間に用いるローパスフィルタの帯域に入るように、シフトする。なお、図１は、ＦＦＴ後に回転処理がある以外は従来例の図１４と同じである。
次に、具体的に、シンボル間干渉とＳＰ補間フィルターの関係について説明する。
図２は、２波マルチパス環境で、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢとし、主波の位置を固定して、遅延波の遅延時間を変えて、エラーレートの変化をシミュレーションしたものである。
シミュレーションは、ガード長 Ｔｇ＝Ｔｕ／８で行った。

図２では、シンボル切り出し位置を、送信側の有効シンボルの先頭に設定している。そのため、遅延波の遅延時間をｔ＝Ｔｇまで変化させてもエラーレートに変化は見られない。しかし、ｔ＝Ｔｇを超える遅延波の場合は、遅延時間が大きくなるにつれて、シンボル間干渉による劣化が大きくなり、エラーレートが劣化する。シンボル切り出し位置を送信側の有効シンボルの先頭に設定しているため、マルチパスが先行波である場合は、ｔ＝０以下になると、先行波の到来時間が早くなるにつれて、シンボル間干渉によりエラーレートは劣化する。

次にＳＰ補間フィルターは、シンボル切り出し位置を送信側の有効シンボルの先頭に設定した場合、伝送路特性はフラットになり、その補間フィルターの帯域は、図３のような位置関係となる。図３の下部にＳＰ補間フィルタの特性を示し、図３の上部実線でＳＰ補間フィルタの帯域外になることによるエラーレートの劣化の図を、破線のシンボル間干渉による劣化と同じグラフに示している。図３から明らかなように、信号成分が補間フィルターの帯域を出ると、シンボル間干渉による劣化よりもエラーレートが大きく劣化する。図３の場合、ガード内遅延波であればＳＰ補間フィルタによる劣化はないが、ガードを超える遅延波が存在する場合、シンボル間干渉による性能劣化よりも、信号成分がフィルターの帯域外に出ることによる劣化が支配的となる。

また、図３の場合、マルチパスが存在すると、シンボル間干渉による劣化と、ＳＰ補間フィルタの帯域外となることによる劣化による特性が前ゴーストと後ゴーストで非対称となる。
そこで、本実施の形態では、Ｔｇ／２だけ固定的に変調を施して、図４のような位置関係とした。この場合、基準となる位置がガードの中央となり、Ｔｇ／２の前ゴースト、Ｔｇ／２の後ゴーストに対応すると考えることができる。

なお、Ｔｇ／２の固定的な変調は、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ後に、キャリア毎に

を乗じて、ＦＦＴ後の波形を回転させる処理である。これにより、時間領域で見た場合の信号をシフトすることができる。
（ガード期間ＧＩ＝有効シンボル長に対する割合，ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む）
本発明は、ガードを超える遅延波が存在する場合、図４に示すシンボル間干渉による劣化と、ＳＰ補間フィルタによる劣化の関係を適応的に制御する方法に関する。本発明のフローチャートを図５に示す。また、これに対応するブロック図を図８に示す。

まず、ガード相関波形よりシンボル切り出し位置を仮決定する。次に、誤り訂正回路よりエラーレートの情報を得る。次にシンボル切り出し位置をシフトしてエラーレートの情報を得る。これを予め決められた切り出し位置の回数だけ繰り返しエラーレートが最小となる窓位置をシンボル切り出し位置とする。
次に、信号成分を予め決められた位置の回数だけ変調による信号成分のシフトを繰り返し、エラーレートが最小となる回転を決定する。

信号成分のシフトは、

のαの値を変化させて行う。本実施の形態では、α＝0, 0.5, 1, 1.5, 2の５種類に変化させて、それぞれの場合のエラーレートを確認した。なお、フローチャートでは、便宜上最初にα＝１、すなわち、Ｔｇ／２のシフトを行ない、それとは別に信号成分のシフトを行うように記載しているが、実際の回路では、図８に示すように、初期設定のＴｇ／２の回路の信号成分のシフトのシフト量を変える事によって実現している。

このようにして、シンボル切り出し位置、信号成分のシフトを決定して、以降、その位置に固定して通常の受信処理に移る。
図６にガード外の遅延波が存在する場合のシンボル切り出し位置と、信号成分の変調によるシフトをした結果の、シンボル間干渉による劣化と、ローパスフィルタを用いたＳＰ補間フィルタによる劣化の特性を示す。図６のように信号成分をシフトすると、ガード長より長い遅延波が存在する場合、図３、図４に比べＳＰ補間フィルタによる劣化がなく、シンボル間干渉による劣化のみとなることが推定される。

これを、実際にシミュレーションした結果を図７に示す。
図７は、２波マルチパスで、マルチパスの遅延波の遅延時間を変化させて、その遅延時間で受信可能な最大のマルチパスのレベル（Ｄ／Ｕ比）をシミュレーションした。
シミュレーション条件は、ＤＶＢ−Ｔで、８ｋモード、ガード１／８、６４ＱＡＭ、ＣＲ＝３／４、である。この条件では、ガード長が１１２ｕｓであるため、シミュレーション結果も、ほぼ１００ｕｓを過ぎたあたりから、シンボル間干渉により、受信できるマルチパスのＤ／Ｕが大きくなっている。すなわち、小さなマルチパスでないと受信不可能であることを示している。図７の破線のデータは、信号成分を固定的にＴｇ／２変調した場合であり、図７の実線のデータは、Ｔｇ変調した例である。

この結果から、Ｔｇ／２変調したものは、遅延波の遅延時間が１８０ｕｓあたりから、ＳＰ補間フィルターの通過帯域から信号成分がはみ出すことにより劣化が始まるのに対し、Ｔｇ変調したものは、遅延波の遅延時間が２４０ｕｓ離れた辺りからＳＰ補間フィルターの影響が見られる。また、この結果から、遅延波の遅延時間が２２０ｕｓの場合、Ｔｇ／２変調したものは、Ｄ／Ｕ＝２０ｄＢの小さな遅延波しか、受信できないのに対し、Ｔｇ変調したものはＤ／Ｕ＝１３ｄＢの遅延波がある場合でも受信可能である。

したがって、従来の固定的な位相関係の処理に比べ、ガード外遅延波が存在する場合は、性能が改善されることが分かる。
なお、本実施の形態では、ＦＦＴ窓位置および信号のシフト手段の決定のために、誤り訂正回路からのエラーレートを用いたが、Ｃ／Ｎその他、受信処理後の信号の品質を判断できる他の指標を用いてＦＦＴ窓位置および信号のシフト量、すなわちＦＦＴ後における信号の回転量を決めても良い。

なお、本明細書では、シンボル切り出し位置と、ＦＦＴ窓位置をほぼ同様の意味で用いている。

本発明にかかるシフト手段および回路は、ガードインターバルを大きく越える遅延時間差のマルチパス波が到来した場合でも、ＦＦＴ窓位置にもとづくシンボル間干渉による劣化とＳＰ補間フィルタによる劣化を分離して、それぞれ最適な位置に設定することが可能である。そのため、ＳＦＮ環境におけるガードインターバルを超えてくる長遅延の遅延波が存在する場合でも、最適なＦＦＴ窓位置およびＳＰ補間フィルタの適用位置の設定が可能となる。このような機能は、例えば、ＰＤＰや液晶テレビはもちろん、ＳＴＢ、ＤＶＤレコーダなどの地上デジタル放送受信機能を有する各種装置、および地上デジタル放送波解析装置、並びにそれらの装置に搭載される集積回路などに利用することができる。

本発明の一実施形態の処理を示すブロック構成図 シンボル間干渉による劣化の説明をする図 ＳＰ補間による劣化の説明をする図 ＳＰ補間による劣化の説明をする図 本発明の処理を示すフローチャート ＳＰ補間による劣化の説明をする図 本発明の実施形態のシミュレーション結果を示す図 本発明の実施形態の処理を示すブロック構成図 ＳＰ信号の配置を示す図 一般的なＯＦＤＭ送信機の処理を示すブロック構成図 ガードインターバルを説明する図 一般的なＯＦＤＭ受信器の処理を示すブロック構成図 一般的なＯＦＤＭ受信器の処理を説明する図 一般的なＯＦＤＭ受信器の処理を示すブロック構成図 一般的なＯＦＤＭ受信器の処理を説明する図 フィルタの特性を説明する図 シンボル間干渉の説明をする図 従来技術の処理を説明する図 従来技術の処理を説明する図

符号の説明

１０１ 誤り訂正符号化部
１０２ マッピング部
１０３ インタリーブ部
１０４ フレーム構成部
１０５ ＩＦＦＴ部
１０６ ガードインターバル付加部
２００ アンテナ
２０１ チューナー部
２０２ Ａ／Ｄ変換器
２０３ 直交検波回路
２０４ ＦＦＴ回路
２０５ 同期回路
２０６ 等化回路
２０７ デインタリーブ回路
２０８ 誤り訂正回路
２０９ 乗算器
２１０ 可変シフト手段
３００ 遅延回路
３０１ ＳＰ抽出回路
３０２ ＳＰ発生回路
３０３ 複素除算回路
３０４ メモリ
３０５ シンボル補間回路
３０６ キャリア補間回路
３０７ 複素除算回路

Claims (6)

1. ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間の先頭に前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ変調信号であって、
   シンボル同期を確立するシンボル同期手段と、ＦＦＴ窓位置を決定するＦＦＴ窓位置決定手段と、前記ＦＦＴ窓位置に入る信号をＦＦＴするＦＦＴ手段を有し、
   前記、ＦＦＴ後の信号に、
   キャリア毎に
   
   

   

   を乗じて、ＦＦＴ後の波形をキャリア毎に可変に回転させることにより、時間軸領域の信号を可変にシフトする可変シフト手段を有するＯＦＤＭ受信装置（ガード期間ＧＩ＝有効シンボル長に対する割合，ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む。αはシフト量を与える定数）
2. 前記可変シフト手段は、予め設定された数種類の可変量（α）を用いて、信号をシフトした後に、それぞれの場合のエラーレートを算出し、その中でエラーレートが最小になるシフト量に設定する請求項１記載の受信装置。
3. 前記可変シフト手段は、シンボル間干渉による劣化が一番少ない位置にＦＦＴ窓位置を設定した後に、ＦＦＴ演算を行い、その後、可変シフトを行う請求項１記載の受信装置。
4. ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間の先頭に前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ変調信号であって、
   シンボル同期を確立し、シンボル同期を確立した後、ＦＦＴの窓位置を決定し、前記決定されたＦＦＴ窓位置に入る信号をＦＦＴし、
   前記、ＦＦＴ後の信号に、
   キャリア毎に
   

   

   
   を乗じて、ＦＦＴ後の波形をキャリア毎に可変に回転させることにより、時間軸領域の信号を可変にシフト処理するＯＦＤＭ受信方法（ガード期間ＧＩ＝有効シンボル長に対する割合，ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む。αはシフト量を与える定数）
5. 前記可変シフト処理は、予め設定された数種類の可変量（α）を用いて、信号をシフトした後に、それぞれの場合のエラーレートを算出し、その中でエラーレートが最小になるシフト量に設定する請求項４記載の受信方法。
6. 前記可変シフト手段は、シンボル間干渉による劣化が一番少ない位置にＦＦＴ窓位置を設定した後に、ＦＦＴ演算を行い、その後、可変シフトを行う請求項４記載の受信方法。

Images