JP2008022187A5

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Publication number: JP2008022187A5
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Filing date: 2006-07-12
Publication date: 2010-05-27
Anticipated expiration: 2026-07-12

Description

受信装置

本発明は、受信したＲＦ信号または中間周波数にダウンコンバートされたＩＦ信号からＩ成分及びＱ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段を備えてなる受信装置に関する。

ＡＭ放送信号を受信してＤＳＰ等のデジタル信号処理デバイスにより復調する場合、サンプリング周波数の低い安価なＡＤコンバータが採用できるように、周波数変換手段により予めＲＦ信号を低域のＩＦ信号にダウンコンバートすることによりサンプリング周波数を低減させるように構成される。

例えば、前記ＲＦ信号または中間周波数にダウンコンバートされたＩＦ信号に対して、零ＩＦ方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートして、〔数１〕に示すようなＩ成分及びＱ成分のアナログ直交信号を生成する直交復調手段を備え、生成された前記アナログ直交信号がＡＤ変換手段によりデジタル直交信号に変換される。

しかし、さらに部品点数の削減等により安価に構成すべく、前記直交復調手段には、ＲＦ信号またはＩＦ信号から位相及び周波数がキャリアと同期した基準信号を抽出するキャリア抽出回路を備えて、抽出されたキャリアと前記ＲＦ信号または前記ＩＦ信号とを乗積してベースバンド周波数にダウンコンバートするのではなく、キャリアとほぼ同じ周波数の基準信号をローカルで生成する基準信号発信器を設けて、当該基準信号と前記ＲＦ信号または前記ＩＦ信号とを乗積してベースバンド周波数にダウンコンバートするように構成される。

ここに、Ａは振幅、Ｍは変調度、Ｘ（ｔ）はベースバンド信号、φ（ｔ）はキャリアと基準信号のずれによる信号成分である。

その結果、生成されたＩ成分およびＱ成分のアナログ直交信号には、キャリアと基準信号との周波数誤差や位相のずれに起因する低周波信号φ（ｔ）が重畳されることになる。このような低域のＩＱ信号をＡＤ変換したデジタル直交信号からベースバンド信号を得るために一般に広いロック範囲を持つ同期検波方式を用いる場合には、位相の同期をとるのが極めて困難となるため、実用に供されるのが困難であった。

そこで、基準信号を用いずにデジタル直交信号からベースバンド信号を取り出すため、〔数２〕に示すように、Ｉ成分及びＱ成分の夫々の信号成分の自乗和の平方根を演算導出して、その値からＤＣ成分を除去するフィルタ演算処理を行なうことにより、ベースバンド信号Ｘ（ｔ）を取り出す非同期検波方式が採用されていた。

ところで、参考文献として特許文献１には、同期検波あるいはＰＬＬ周波数検波を切り替えて行える検波回路であって、入力された被変調波に対して同期検波を行う同期検波手段と、入力された被変調波に対してＰＬＬ周波数検波を行うＰＬＬ周波数検波手段と、状況に応じて上記同期検波手段とＰＬＬ周波数検波手段とを切り替えるスイッチ手段とを有し、上記同期検波手段とＰＬＬ周波数検波手段とが、少なくとも電圧制御発振器（ＶＣＯ）および乗算器を共用することを特徴とし、フェージングによるビット誤り率が大きくなった場合に、前記スイッチ手段により上記ＰＬＬ周波数検波手段に切り替える検波回路が提案されている。
特開平９−６９８６１号公報

しかし、非同期検波方式を採用する場合には、変調度Ｍが１以下の場合には好ましい検波特性を示すが、変調度Ｍが１を超えた過変調が生じると再生波に歪が生じる結果、検波特性が大きく劣化するという問題があった。そこで、過変調にも対応可能な同期検波方式の実用化が望まれていた。

尚、特許文献１に記載された技術は、変形コスタスループ及びＰＬＬを用いてキャリアから基準信号を抽出する同期検波方式で、フェージング等に起因するキャリアのダイナミックな変動に対処するべく両検波方式の何れかに切り替える技術であり、キャリア周波数と局発周波数とのスタティックなずれに起因する問題に効果的に対処できるような示唆がなされるものではない。

本発明の目的は、上述の従来欠点に鑑み、デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）を精度良く検出して良好に同期検波できる受信装置、さらには、同期が取れない場合であっても確実にベースバンド信号を取り出せる受信装置を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明による受信装置の第一の特徴構成は、受信したＲＦ信号または中間周波数にダウンコンバートされたＩＦ信号からＩ成分及びＱ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段を備え、前記デジタル検波手段に、前記ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するＰＬＬにより前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する同期検波手段を備えて構成されている点にある。

直交信号生成手段により生成され、ＲＦ信号またはＩＦ信号のキャリアと局発の周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）が重畳したデジタル直交信号の周波数スペクトルを観察すると、周波数０から僅かにずれた位置に存在するずれ成分の周波数ｆ_Δを基準としてその両側にベースバンド信号の帯域が分布している。そこで、ずれ成分φ（ｔ）に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段を、ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するＰＬＬで構成することにより、容易に基準信号を生成することができるようになるのである。好ましくは、基準信号生成手段の前段に前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦを備えることにより、さらに容易に基準信号を生成することができるようになる。

さらなる特徴構成は、上述の特徴構成に加えて、前記デジタル検波手段に、前記基準信号を用いずに前記ベースバンド信号を取り出す非同期検波手段を備え、同期検波手段が正常に動作するまでの間は前記非同期検波手段から前記ベースバンド信号を出力し、前記同期検波手段が正常に動作した後には前記同期検波手段から前記ベースバンド信号を出力するように、前記同期検波手段または非同期検波手段からの出力を選択的に切り替えて後段に出力する出力切替手段を備えている点にある。

上述の構成によれば、同期検波手段が正常に動作するまでの間は出力切替手段により非同期検波手段から出力されるように、また、同期検波手段が正常に動作した後には出力切替手段により同期検波手段から出力されるように切り替えることにより高品位なベースバンド信号を再生することができるようになる。

以上説明した通り、本発明によれば、デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）を精度良く検出して良好に同期検波できる受信装置、さらには、同期が取れない場合であっても確実にベースバンド信号を取り出せる受信装置を提供することができるようになった。

以下に、本発明による受信装置の実施形態を説明する。

本発明による受信装置は、音声信号が５０Ｈｚから４５００Ｈｚに帯域制限されるＡＭ放送波の受信装置であり、図２に示すように、ＡＭ放送のＲＦ信号を受信する受信アンテナ１と、所望のキャリア周波数を通過させるバンドパスフィルタ２と、バンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」と記す。）２を通過したＲＦ信号を増幅する低雑音アンプ１０ａを備えたＲＦ増幅手段１０と、増幅されたＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする周波数変換手段２０と、前記ＩＦ信号を増幅する低雑音アンプ３ａを備えたＩＦ増幅手段３と、零ＩＦ方式により前記ＩＦ信号からベースバンド信号の周波数にダウンコンバートしてＩ成分及びＱ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段３０と、生成されたデジタル直交信号からＡＭのベースバンド信号を出力するデジタル検波手段４０とを備えて構成されている。

前記周波数変換手段２０は、前記ＲＦ信号の周波数と前記ＩＦ信号の周波数との差の周波数の信号を発生させる第一局部発振回路２１と、前記ＲＦ信号と前記第一局部発振回路２１の出力信号とを乗積する混合器２２とを備えて構成されている。尚、図には示されていないが、前記混合器２２の後段には乗積により生じる高調波を除去するローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と記す。）が備えられていることは言うまでも無い。

前記直交信号生成手段３０は、前記ＲＦ信号またはＩＦ信号を零ＩＦ方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段３００と、前記アナログ直交信号をデジタル直交信号に変換するＡＤ変換手段５，７で構成されている。

前記直交復調手段３００は、前記ＩＦ信号の周波数と同じ周波数の信号を発生させる第二局部発信回路３１と、前記第二局部発信回路３１の出力信号を９０度シフトさせる移相器３２と、前記ＩＦ信号と前記第二局部発信回路３１の出力信号とを乗積してアナログ直交信号のＩ成分を出力する混合器３３と、前記ＩＦ信号と前記移相器３２の出力信号とを乗積して、アナログ直交信号のＱ成分を出力する混合器３４と、各混合器３３，３４の出力から高調波成分を除去するＬＰＦ４，６とを備えて構成され、前記ＬＰＦ４，６を通過したアナログ直交信号が前記ＡＤ変換手段５，７によりＩ成分Ｑ成分のデジタル直交信号に変換される。

前記デジタル検波手段４０は、デジタルシグナルプロセッサ（以下、「ＤＳＰ」と記す。）及びその周辺回路で構成され、図３に示すように、前記デジタル直交信号Ｉ，Ｑに基づいてＡＭのベースバンド信号を出力する同期検波手段４２と、同期検波された直交信号のうち、Ｑ成分が零となるように補正する補正手段４３と、非同期検波手段４４を備え、前記同期検波手段４２または前記非同期検波手段４４の何れか一方の出力を選択的に切り替えて後段に出力する出力切替手段４８等を備えて構成されている。ここで、図３に示す信号ラインの太線は前記デジタル直交信号Ｉ，Ｑの双方に対してなされる処理であることを示すものである。

前記同期検波手段４２は、前記ベースバンド信号の帯域下限値つまり５０Ｈｚ以下の発振周波数の範囲で動作するＰＬＬ４１２を備え、前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段４１と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する混合器４２１とから構成されている。

前記ＰＬＬ４１２は、位相検波器４１４と、５０Ｈｚ以下の発振周波数の範囲で動作するように調整された電圧制御発振器４１５と、周波数分周器４１３により構成され、前記ベースバンド信号の帯域下限値を遮断周波数とするＬＰＦ４１１を通過したずれ成分φ（ｔ）を示す信号と、前記周波数分周器４１３により分周された信号との位相差が前記位相検波器４１４により検出され、当該位相差が一致するように前記電圧制御発振器４１５がフィードバック制御されて前記基準信号が生成される。

当該基準信号と前記直交信号Ｉ，Ｑが前記混合器４２１で乗積されて、ずれ成分φ（ｔ）が除去される。

つまり、図１（ａ）に示すように、前記受信アンテナ１で受信されたキャリア周波数ｆ_ＲＦの両側に音声信号であるベースバンド信号の帯域ＬＳＢ，ＵＳＢが分布するＲＦ信号が、図１（ｂ）に示すように、前記周波数変換手段２０により中間周波数ｆ_ＩＦのＩＦ信号にダウンコンバートされ、さらに、零ＩＦ方式を採用する前記直交信号生成手段３０により、図１（ｃ）に示すように、周波数０の両側にベースバンド信号の帯域ＬＳＢ，ＵＳＢが分布する直交信号Ｉ，Ｑが生成される。

しかし、前記第二局部発信回路３１の出力信号はローカル信号でありＩＦ信号から抽出されるものではく、ＩＦ信号とは周波数や位相が僅かにずれているため、そのような出力信号とＩＦ信号とを乗積した零ＩＦ信号である前記直交信号Ｉ，Ｑには、〔数３〕及び図１（ｄ）に示すように、ＩＦ信号との周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）である周波数ｆ_Δの極めて低い信号が重畳されている。つまり、コンスタレーションで表すと、図４（ｂ）に示すように、ずれ成分φ（ｔ）に起因する位相Φだけずれた状態で前記直交信号のＩ成分及びＱ成分が得られるのである。

ここに、Ａは振幅、Ｍは変調度、Ｘ（ｔ）はベースバンド信号、φ（ｔ）はＩＦ信号の周波数と基準信号のずれによる信号成分である。

そこで、前記同期検波手段４２によりずれ成分φ（ｔ）が除去されるのである。理想的には、図４（ａ）に示すように、前記同期検波手段４２から出力された直交信号のうちＱ成分は零となるのであるが、前記ＰＬＬ４１２のずれがあると僅かではあるがＱ成分が残存する。

前記補正手段４３は、このような僅かに残存したＱ成分を除去するブロックであり、前記同期検波手段４２から出力されたデジタル直交信号のＱ成分を２乗する自乗器４３１と、入力信号の周波数と同じ周波数の信号を出力するために周波数調整を行うＰＬＬ４３２と、前記同期検波手段４２から出力された前記直交信号Ｉ，Ｑと前記ＰＬＬ４３２の出力信号とを乗積する混合器４３３とを備えて構成されている。当該ＰＬＬ４３２も、位相検波器４４３５と電圧制御発振器４４３６と周波数分周器４３４により構成されている。尚、前記自乗器４３１は必ずしも必要なものではなく、混合器４３３の出力であるＱ成分を直接前記ＰＬＬ４３２にフィードバックするものであってもよい。

その結果、〔数４〕に示すようなＩ成分の直交信号が出力され、直流成分Ａを除去するハイパスフィルタ（以下、「ＨＰＦ」と記す。）５３を通して直流成分が除去されてベースバンド信号が出力される。

一方、前記非同期検波手段４４は、前記基準信号を用いずに前記ベースバンド信号を取り出すブロックであり、前記ＡＤ変換手段５、７から出力されたＩ，Ｑ夫々の直交信号を２乗演算する混合器４４１，４４２と、前記混合器４４１，４４２の出力を加算演算する加算器４４３と、加算値の平方根を算出する平方根演算器４４４とを備えて構成されており、演算の結果、〔数３〕に示すＩ，Ｑ成分の直交信号から〔数５〕に示すＤＣオフセットを有するベースバンド信号が取り出され、ＨＰＦ５４を通して直流成分が除去されてベースバンド信号が出力される。

上述の同期検波手段４２では、ＲＦ信号の受信強度の変動等に起因して前記直交信号生成手段３０により生成されたＩ，Ｑ直交信号に重畳されるずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが大きく変動する場合には、前記ＬＰＦ４１１を通過した信号にベースバンド信号成分が大きく含まれ、前記ＰＬＬ４１２によりスムーズに同期に引き込むことができなくなるという不都合があり、上述の非同期検波手段４４では、変調度Ｍが１以下の場合には好ましい検波特性を示すが、変調度Ｍが１を超えた過変調が生じると再生波に歪が生じる結果、検波特性が大きく劣化するという不都合がある。

そこで、前記出力切替手段４８により前記同期検波手段４２または前記非同期検波手段４４の何れか一方の好ましい出力を選択的に切り替えて後段に出力するように構成されている。

以下、前記同期検波手段４２を安定動作させるための構成、及び、前記出力切替手段４８による切替動作について詳述する。

図２及び図３に示すように、前記デジタル検波手段４０を構成するＤＳＰ及びその周辺回路には、さらに、前記直交信号Ｉ，Ｑからずれ成分φ（ｔ）の影響を受けない受信信号の電力を演算する電力算出手段４５（４９ａ）と、前記帯域下限値近傍である約５０Ｈｚを遮断周波数とするＬＰＦ４６（４９ａ）を備えており、前記ＬＰＦ４６（４９ａ）を通過した電力の直流成分が所定レベルとなるように前記ＩＦ増幅手段３のゲインを調整する自動ゲイン制御手段（以下、「ＡＧＣ」と記す。）４７が設けられ、前記出力切替手段４８は前記ＡＧＣ４７の出力レベルに基づいて出力を切り替えるように構成されている。

前記電力算出手段４５（４９ａ）は、前記ＡＤ変換手段５、７から出力されたデジタル直交信号のＩ，Ｑ成分を夫々２乗するための一対の混合器と、夫々の混合器の出力を加算して〔数６〕に示すような電力Ｐを算出する加算器（図示せず）を備えて構成され、加算出力が前記ＬＰＦ４６（４９ａ）を通過すると電力の直流成分Ａ^２、つまりキャリアの振幅の２乗値が出力される。

前記ＡＧＣ４７は、前記電力の直流成分が予め設定された目標レベルに維持されるように、前記ＩＦ増幅手段３のゲインを調整するフィードバック制御部として機能し、前記電力の直流成分と前記目標レベルの偏差が大きいときには、偏差が小さくなるように前記ＩＦ増幅手段３のゲインを可変制御する。

例えば、図５に示すように、初期に前記電力の直流成分が前記目標レベルより小さいときには前記ＩＦ増幅手段３のゲインが大きくなるようにＡＧＣ出力レベルが上昇し、その結果、前記電力の直流成分が前記目標レベルより大きくなれば前記ＩＦ増幅手段３のゲインが小さくなるようにＡＧＣ出力レベルが下降する。このような動作を繰り返して次第に前記電力の直流成分が前記目標レベルに近づくように収束する時点、つまり、前記ＡＧＣ４７の出力レベルのレベル変動幅が所定変動幅Ｌｔｈより小さくなる時点Ｔ以降に安定期に到る。

このようなＡＧＣ出力レベルをモニタするＡＧＣ出力判定手段５２が設けられ、前記ＡＧＣ出力判定手段５２によりＡＧＣ４７が安定期に達すると判定された時点で、前記出力切替手段４８に対して前記非同期検波手段４４からベースバンド信号が出力されている状態から前記同期検波手段４２からベースバンド信号が出力されるように切り替える。つまり、ＡＧＣ４７が安定期に達すると、前記直交信号生成手段３０により生成されたＩ，Ｑ直交信号に重畳されるずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが小さくなり、前記ＰＬＬ４１２が適正に作動する状態になったと判断するものである。

さらに、前記デジタル検波手段４０を構成するＤＳＰには、前記デジタル直交信号Ｉ，Ｑから電力を演算する一対の電力算出手段４５（４９ａ，４９ｂ）と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とする一対のＬＰＦ４６（４９ａ，４９ｂ）を備え、前記出力切替手段４８は、前記電力算出手段４５（４９ａ）により演算され前記ＬＰＦ４６（４９ａ）を通過した電力信号の直流成分と、前記ＬＰＦ４６（４９ｂ）を通過した前記デジタル直交信号Ｉ，Ｑから前記電力算出手段４５（４９ｂ）により算出された電力の値に基づいて出力を切り替えるように構成されている。

詳述すると、前記デジタル検波手段４０は、前記ＡＤ変換手段５、７から出力された直交信号Ｉ，Ｑから高周波成分を除去するためのＬＰＦ５０と、前記電力算出手段４５の後段に前記ＬＰＦ４６を設けた第一電力算出手段４９ａと、前記ＬＰＦ４６の後段に前記電力算出手段４５を設けた第二電力算出手段４９ｂと、前記第一電力算出手段４９ａと前記第二電力算出手段４９ｂにより算出された電力値を比較する比較手段５１を備えている。

前記第一電力算出手段４９ａでは、先ず、前記電力算出手段４５（４９ａ）により前記直交信号Ｉ，Ｑからずれ成分φ（ｔ）の影響を受けない受信信号の電力、つまり、図１（ｃ）に示すような周波数スペクトルに対応する電力が算出され、前記帯域下限値近傍（５０Ｈｚ）を遮断周波数とする前記ＬＰＦ４６（４９ａ）により零Ｈｚつまり直流成分の電力値が算出される。

前記第二電力算出手段４９ｂでは、先ず、前記帯域下限値近傍（５０Ｈｚ）を遮断周波数とする前記ＬＰＦ４６（４９ｂ）により前記直交信号Ｉ，Ｑのうち±５０Ｈｚの範囲の信号が得られ、その信号に対して前記電力算出手段４５（４９ｂ）により電力が算出される。

前記第二電力算出手段４９ｂにより算出される電力は、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより小さいときには、図１（ｄ）に示す周波数スペクトルのうち、±５０Ｈｚの範囲のスペクトルに対応する電力が求まり、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより大きいときには、図１（ｅ）に示す周波数スペクトルのうち、±５０Ｈｚの範囲のスペクトルに対応する電力が求まる。つまり、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより小さいときには前記第一電力算出手段４９ａにより求められる電力値とほぼ等しいか若干大きな値となり、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより大きいときには前記第一電力算出手段４９ａにより求められる電力値より極めて小さな値となる。

従って、前記比較手段５１は前記第一電力算出手段４９ａにより求められる電力値と前記第二電力算出手段４９ｂにより求められる電力値を比較することにより、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより小さいか大きいかを判別することができ、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより小さいときに、前記出力切替手段４８に対して、前記非同期検波手段４４からベースバンド信号が出力されている状態から前記同期検波手段４２からベースバンド信号が出力されるように切り替える。つまり、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが±５０Ｈｚより小さくなれば、前記ＰＬＬ４１２が適正に作動する状態になったと判断するものである。

尚、上述の構成は、前記基準信号生成手段４１がベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数（５０Ｈｚ）の範囲で動作するＰＬＬ４１２で構成されているため、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが前記電圧制御発振器４１５の発振周波数の範囲内である場合は容易に基準信号が生成されて同期に引き込まれるが、前記ずれ成分φ（ｔ）の周波数ｆ_Δが前記電圧制御発振器４１５の発振周波数の範囲外である場合は、容易に基準信号が生成されないため、同期検波することができないという課題に対応するものであり、仮に前記電圧制御発振器４１５がベースバンド信号の帯域下限値以上の幅の広い発振周波数の範囲で動作するように構成される場合には、もはや同期をとるのは極めて困難となる。

本実施形態において、前記受信装置の電源投入時において、前記出力切替手段４８は、前記非同期検波手段４４からベースバンド信号が出力されるように設定され、前記ＡＧＣ出力判定手段５２及び前記比較手段５１の双方がともに前記同期検波手段４２からベースバンド信号が出力されるように切り替える旨の切替信号を出力したときに、前記同期検波手段４２からベースバンド信号が出力されるように切り替えるように構成されている。

以下、別実施形態について説明する。

上述の実施形態では、前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力するか否かを切り替える出力切替手段４８が、前記ＡＧＣ４７の出力レベル、及び、デジタル直交信号Ｉ，Ｑの電力の双方に基づいて切り替えられる構成を説明したが、前記ＡＧＣ４７の出力レベル、または、デジタル直交信号Ｉ，Ｑの電力の何れかに基づいて切り替えられるものであってもよい。

上述の実施形態では、受信したＡＭ放送のＲＦ信号を、ＲＦ信号より十分小さくゼロより大きい所定の中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする周波数変換手段２０を備えた構成について説明したが、前記中間周波数はＲＦ信号より十分小さければ特に制限されるものではない。

また、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする周波数変換手段２０を設けることなく、前記ＲＦ信号を直接的に零ＩＦ方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段を構成することも可能である。

この場合には、例えば、図６に示すように、前記直交復調手段３００は、前記ＲＦ信号の周波数と同じ周波数の信号を発生させる局部発信回路である零周波数発振回路３３１と、前記零周波数発振回路３３１の出力信号を９０度シフトさせる移相器３３２と、前記ＲＦ信号と前記零周波数発振回路３３１の出力信号とを乗算させて、前記アナログ直交信号のＩ成分を出力する混合器３３３と、前記ＲＦ信号と前記移相器３３２の出力信号とを乗積して、前記アナログ直交信号のＱ成分を出力する混合器３３４等を備えて構成すればよく、前記ＡＧＣ４７は、前記ＩＦ増幅手段３の代わりに前記ＲＦ増幅手段１０のゲインを調整するように構成すればよい。

上述の構成は、キャリア周波数を直接ゼロにダウンコンバートするものであるため、前記周波数変換手段２０やＩＦ信号を増幅させるためのＩＦ増幅手段３が不要となり回路構成を単純化できる。

上述の実施形態では、直交信号生成手段３０を、周波数変換手段２０によりダウンコンバートされたＩＦ信号を零ＩＦ方式によりベースバンド周波数にダウンコンバートしてアナログ直交信号を生成する直交復調手段３００と、前記アナログ直交信号をデジタル直交信号に変換するＡＤ変換手段５，７を備えて構成するものを説明したが、図７に示すように、直交信号生成手段３０を、周波数変換手段２０によりダウンコンバートされたＩＦ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段５と、変換されたデジタルＩＦ信号からデジタル直交信号Ｉ，Ｑを生成する直交信号生成手段３１０を備えて構成するものであってもよい。

このように、デジタル変換されたＩＦ信号からデジタル信号処理によりデジタル直交信号を生成することにより、アナログ回路で構成される直交復調手段３００を削除して回路構成を簡略化することが可能になる。

上述の実施形態では、非同期検波手段４４は、混合器４４２と加算器４４３と平方根演算器４４４とを備えて構成されており、これらの構成要素の演算によってキャリアと基準信号のずれによる信号成分φ（ｔ）を排除してベースバンド信号を演算導出する構成について説明したが、前記非同期検波手段４４による演算構成はこれに限定されるものではなく、Ｉ，Ｑ直交信号からベースバンド信号を生成するものであれば、他の演算方法を採用するものであってもよい。

上述の実施形態では、出力切替手段４８は、同期検波手段４２からの出力を後段に出力するか、非同期検波手段４４からの出力を後段に出力するかを排他的に切り替える構成について説明したが、前記デジタル検波手段４０に前記同期検波手段４２のみ設ける場合において、前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力するか否かを切り替えるように構成されるものであってもよい。

具体的には、図８に示すように、前記ＡＧＣ４７の出力レベルに基づいて前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力するか否かを切り替える出力切替手段４８を備え、前記ＡＧＣ出力判定手段５２により前記ＡＧＣ４７が安定域に達したと判断された場合に前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力して、前記ＡＧＣ４７が安定域に達していないと判断された場合に前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力しないように切り替える構成であってもよい。

また、前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段４５と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦ４６を備え、前記ＬＰＦ４６を通過した電力の直流成分と前記ＬＰＦ４６を通過した前記デジタル直交信号から前記電力算出手段４５により算出された電力の値を比較する比較手段５１と、比較結果に基づいて前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力する出力切替手段４８を備え、両電力の差分値が予め設定された所定電力値以下である場合は、前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力して、両電力の差分値が予め設定された所定電力値より大きい場合は、前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力しないように構成するものであってもよい。

さらには、前記ＡＧＣ出力判定手段５２と前記比較手段５１の双方を備え、共に前記同期検波手段４２からの出力を後段に出力すると判定したときにのみ前記同期検波手段４２の出力が後段に出力されるように前記出力切替手段４８を切り替えるように構成するものであってもよい。

尚、上述した実施形態は本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等を適宜変更設計できることは言うまでもない。

（ａ）は、ＲＦ信号の周波数スペクトルを示し、（ｂ）は、ＩＦ信号の周波数スペクトルを示し、（ｃ）は、ずれ成分の周波数が帯域下限値以下の場合の周波数スペクトルを示し、（ｄ）は、ずれ成分の周波数が帯域下限値より大きい場合の周波数スペクトルを示す説明図本発明による受信装置前段部分の機能ブロック構成図本発明による受信装置後段部分の機能ブロック構成図（ａ）は、Ｑ成分がゼロの場合を示し、（ｂ）は、Ｑ成分がゼロでない場合を示す直交信号をＩＱ座標上で表現した説明図ＡＧＣ出力レベルのレベル変動を示す説明図零ＩＦ方式における受信装置前段部分の機能ブロック構成図ＡＤ変換後に直交信号を生成する受信装置の機能ブロック構成図別実施形態を示す受信装置の機能ブロック構成図

３：ＩＦ増幅手段
５：ＡＤ変換手段
７：ＡＤ変換手段
１０：ＲＦ増幅手段
２０：周波数変換手段
２３：直交復調手段
３０：直交信号生成手段
４０：デジタル検波手段
４１：基準信号生成手段
４１２：ＰＬＬ
４２：同期検波手段
４３：補正手段
４４：非同期検波手段
４５：電力算出手段
４６：ＬＰＦ
４７：ＡＧＣ
４８：出力切替手段

Claims

受信したＲＦ信号または中間周波数にダウンコンバートされたＩＦ信号からＩ成分及びＱ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段を備え、
前記デジタル検波手段に、前記ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するＰＬＬにより前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段と、生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する同期検波手段を備えて構成されている受信装置。
前記同期検波手段から出力された直交検波信号に対して直交成分が零となるようにＰＬＬ制御する補正手段を備えている請求項１記載の受信装置。
前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦを備え、前記ＬＰＦを通過した電力の直流成分が所定レベルとなるように前記ＲＦ信号を増幅するＲＦ増幅手段または前記ＩＦ信号を増幅するＩＦ増幅手段のゲインを調整するＡＧＣを備えている請求項１または２記載の受信装置。
前記ＡＧＣの出力レベルが安定したときに前記同期検波手段からの出力を後段に出力する出力切替手段を備えている請求項３記載の受信装置。
前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦを備え、前記ＬＰＦを通過した電力の直流成分と前記ＬＰＦを通過した前記デジタル直交信号から前記電力算出手段により算出された電力の値に基づいて前記同期検波手段からの出力を後段に出力する出力切替手段を備えている請求項３または４記載の受信装置。
受信したＲＦ信号または中間周波数にダウンコンバートされたＩＦ信号からＩ成分及びＱ成分のデジタル直交信号を生成する直交信号生成手段と、
生成されたデジタル直交信号からベースバンド信号を出力するデジタル検波手段と、を備えるとともに、
前記デジタル検波手段に、
前記ベースバンド信号の帯域下限値以下の発振周波数の範囲で動作するＰＬＬにより前記デジタル直交信号に重畳された周波数または位相のずれ成分φ（ｔ）に同期した基準信号を生成する基準信号生成手段と、
生成された基準信号と前記デジタル直交信号とを乗積する同期検波手段と、
前記基準信号を用いずに前記ベースバンド信号を取り出す非同期検波手段と、
前記同期検波手段または非同期検波手段からの出力を選択的に切り替えて後段に出力する出力切替手段と、を備え、
前記出力切替手段は、前記同期検波手段が正常に動作するまでの間は前記非同期検波手段から前記ベースバンド信号を出力し、前記同期検波手段が正常に動作した後には前記同期検波手段から前記ベースバンド信号を出力するように切り替えるように構成されている受信装置。
前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦを備え、前記ＬＰＦを通過した電力の直流成分が所定レベルとなるように前記ＲＦ信号を増幅するＲＦ増幅手段または前記ＩＦ信号を増幅するＩＦ増幅手段のゲインを調整するＡＧＣが設けられ、前記出力切替手段は前記ＡＧＣの出力レベルに基づいて出力を切り替える請求項６記載の受信装置。
前記デジタル直交信号から電力を演算する電力算出手段と、前記帯域下限値近傍を遮断周波数とするＬＰＦを備え、前記出力切替手段は前記ＬＰＦを通過した電力の直流成分と前記ＬＰＦを通過した前記デジタル直交信号から前記電力算出手段により算出された電力の値に基づいて出力を切り替える請求項６または７記載の受信装置。