JP2007220812A - 発光ダイオード駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電流制限抵抗による電力損失を大幅に軽減できる高効率の発光ダイオード駆動装置を提供する。
【解決手段】 発光ダイオード駆動装置１においては、主駆動ライン３上の発光ダイオード２にインダクタＬ１を直列接続し、インダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄えつつ主駆動電流を供給する第一通電状態Ｓ１と、主駆動電流の主駆動ライン３への供給を遮断しつつ、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを発光ダイオード２の補助駆動電流として補助閉電流路７を介して放出させる第二通電状態Ｓ２とを交互に切り替えることで、発光ダイオード２を発光駆動する。従来の回路では電流制限抵抗で無駄に消費されていた電力を、第一通電状態Ｓ１においてインダクタＬ１に一旦蓄えて電流制限し、そのインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーは第二通電状態Ｓ２で発光ダイオード２の駆動に使用するので極めて効率がよい。
【選択図】 図１

Description

この発明は、発光ダイオード駆動装置に関する。

特開平８−７８７３１号公報

近年、発光ダイオード（Light Emitting Diode：以下、ＬＥＤともいう）はインジケータの他、照明などにも広範囲に用いられるようになっている。従来のＬＥＤ駆動回路例を図１４に示す（文献による実例として、特許文献１の図１）。＋Ｖは電源電圧、ＳｉｇはＬＥＤのＯＮ，ＯＦＦ及び調光制御のための信号である。Ｓｉｇに電圧が加わると抵抗Ｒ１を通じてトランジスタＴｒのベース電流が流れトランジスタＴｒがＯＮする。ＬＥＤには電流制限抵抗Ｒ２を介して電流が流れて発光する。ＬＥＤの輝度は流れる電流ｉにほぼ比例するので、ＬＥＤの順方向電圧降下をＶ_Ｆ、トランジスタＯＮ時のコレクタ−エミッタ間電圧をＶｃｅとするとＬＥＤの発光強度Ｉは以下のように表わすことができる。
Ｉ≒Ａｉ＝Ａ（＋Ｖ−Ｖ_Ｆ−Ｖｃｅ）／Ｒ２ ‥（０）
通常、発光強度Ｉは、電源電圧＋Ｖと電流制限抵抗Ｒ２の電気抵抗値とを設定することで決定される。

しかし、上記のような駆動回路では必ず電流制限抵抗Ｒ２により電力が消費されるため効率は良くない。特に、多数のＬＥＤを用いる場合は放熱量が大きくなり、回路基板や筐体の設計上問題となる。電流制限抵抗Ｒ２を小さくして該電流制限抵抗Ｒ２による電圧降下量を減少させれば、ＬＥＤの駆動効率自体は改善されるが、ＬＥＤの製造上不可避的に生ずる特性値のバラツキ、特に順方向電圧降下Ｖ_Ｆのバラツキや変動の影響を大きく受けることになるので、電流制限抵抗Ｒ２を小さくするには限界がある。

本発明の課題は、電流制限抵抗による電力損失を大幅に軽減できる高効率の発光ダイオード駆動装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

上記の課題を解決するために、本発明の発光ダイオード駆動装置は、
発光ダイオードを駆動するための主駆動ラインと、
該主駆動ライン上に発光ダイオードに対し直列に挿入されるインダクタと、
発光ダイオードに駆動電源からの主駆動電流を供給する電源ラインと、
発光ダイオードに対する電源ラインを含まない補助閉電流路を、主駆動ラインとともに形成す補助閉電流路形成ラインと、
発光ダイオードに対する通電状態を、電源ラインから主駆動ラインに対し、インダクタに磁気エネルギーを蓄えつつ主駆動電流を供給する第一通電状態と、主駆動電流の主駆動ラインへの供給を遮断しつつ、インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを発光ダイオードの補助駆動電流として補助閉電流路を介して放出させる第二通電状態との間で交互に切り替える通電状態切り替え手段とを備えたことを特徴とする。

上記本発明の発光ダイオード駆動装置によれば、主駆動ライン上の発光ダイオードにインダクタを直列接続し、インダクタに磁気エネルギーを蓄えつつ主駆動電流を供給する第一通電状態と、主駆動電流の主駆動ラインへの供給を遮断しつつ、インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを発光ダイオードの補助駆動電流として補助閉電流路を介して放出させる第二通電状態とを交互に切り替えることで、発光ダイオードを発光駆動する。第一通電状態では、主駆動ラインを流れる電流エネルギーの一部がインダクタに磁気エネルギーとして蓄えられることにより、発光ダイオードの駆動電流を制限することができる。そして、第二通電状態では、第一通電状態で電流制限のためにインダクタに蓄えたエネルギーを、補助駆動電流の形で発光ダイオードの駆動に無駄なく使用することができる。つまり、従来の回路では電流制限抵抗で無駄に消費されていた電力を、第一通電状態においてインダクタに一旦蓄えて電流制限し、そのインダクタに蓄えられたエネルギーは第二通電状態で発光ダイオードの駆動に使用するので極めて効率がよい。その結果、無駄な電力消費が抑えられるので発熱も少なく、回路基板や筐体の放熱設計も簡単にできる。

上記本発明の構成であれば、発光ダイオードへの通電電流を調整するための電流調整抵抗を、電源ライン、主駆動ライン及び補助閉電流路形成ラインを含む該発光ダイオードの通電経路から排除することができる。これにより、電流調整抵抗での無駄な電力消費は本質的に生じなくなる。

次に、通電状態切り替え手段は、電源ラインと主駆動ラインとを接続状態と切り離し状態との間で切り替える駆動スイッチを備えたものとして構成できる。この場合、発光ダイオード及びインダクタのいずれよりも該駆動スイッチに近い側にて主駆動ラインから補助閉電流路形成ラインを分岐させ、該補助閉電流路形成ライン上には、駆動スイッチにより電源ラインが主駆動ラインに接続された状態では、該補助閉電流路形成ラインに主駆動電流が流れることを阻止し、電源ラインが主駆動ラインから切り離された状態では、該補助閉電流路形成ラインに補助駆動電流が流れることを許容する整流素子（例えばダイオード）を設けることができる。駆動スイッチと整流素子とを組み合わせた簡単な回路構成により、上記の第一通電状態と第二通電状態とを切り替える機構を容易にかつ安価に実現できる。

駆動スイッチはトランジスタスイッチにて構成することができる。該トランジスタスイッチの駆動端子に駆動信号を入力することにより、電源ラインを介した発光ダイオード及びインダクタへの主駆動電流の供給を周期的にスイッチングすることで、第一通電状態と第二通電状態との切り替えを容易にかつ高速に行なうことができる。一方、駆動電源が、予め定められた周期の方形波電源出力を電源ラインに供給するものである場合は、駆動スイッチを、主駆動ラインへの主駆動電流の導通は許容し、電源ライン側への補助駆動電流の導通を遮断するダイオードにより、より安価に構成することができる。

次に、本発明においては、通電状態切り替え手段による第一通電状態と第二通電状態との１回の切り替え周期にて発光ダイオードに生ずる発光パルス強度を、当該切り替え周期における第一通電状態の継続時間を変更することにより調整するパルス強度調整手段を設けることができる。この構成によると、例えば駆動電源電圧が一定の場合、第一通電状態の継続時間を長くすることで、１回の切り替え周期にて発光ダイオードに生ずる発光パルスの強度を大きくすることができる。また、駆動電源電圧が変動する場合は、駆動電源電圧による発光パルス強度の変動を打ち消す向きに変化させる（例えば、駆動電源電圧が増加方向に変動する場合は、第一通電状態の継続時間を短くするように変化させる）ことで、発光ダイオードの発光強度の安定化を図ることができる。

通電状態切り替え手段による第一通電状態と第二通電状態との切り替え周波数が固定されている場合、パルス強度調整手段は、１回の切り替え周期における第一通電状態のデューティ比を変更することにより発光ダイオードの平均的な発光強度を調整する調光手段として機能させることができる。また、駆動電源の電圧を検出する電圧検出手段を設ければ、前述のパルス強度調整手段を、該検出された電圧が高くなるほど、同じ発光強度を得るための、１回の切り替え周期における第一通電状態のデューティ比を小さく設定する発光強度安定化手段として機能させることができる。これらの構成では、第一通電状態と第二通電状態との切り替え制御を、周知のＰＷＭ制御信号に基づいて簡単に行なうことができ、その制御信号のデューティ比の変更により調光制御あるいは発光強度安定化制御を精度よく実施することができる。

他方、本発明においては、通電状態切り替え手段による第一通電状態と第二通電状態との切り替え周波数を変更することにより、発光ダイオードに生ずる単位時間当たりの発光パルス数を調整するパルス数調整手段を設けることもできる。この構成も発光ダイオードの調光制御ないし発光強度安定化制御等に有効に活用することができる。例えば、前者の場合は、パルス数調整手段を、切り替え周波数の変更により発光ダイオードの平均的な発光強度を調整する調光手段として機能させればよい。また、後者においては、駆動電源の電圧を検出する電圧検出手段を設けるとともに、パルス数調整手段を、該検出された電圧が高くなるほど切り替え周波数を小さく設定する発光強度安定化手段として機能させればよい。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。図１は、本発明の発光ダイオード駆動装置の一例を概念的に示すものである。該発光ダイオード駆動装置１は、次の要件を備えて構成されている。
・主駆動ライン３：発光ダイオードＬＥＤ２が設けられる。
・インダクタＬ１：該主駆動ライン３上に発光ダイオードＬＥＤ２に対し直列に挿入される。
・電源ライン６：発光ダイオードＬＥＤ２に駆動電源５からの主駆動電流を供給する。
・補助閉電流路形成ライン４：発光ダイオードＬＥＤ２に対する電源ライン６を含まない補助閉電流路７を、主駆動ライン３とともに形成する。
・通電状態切り替え手段：発光ダイオードＬＥＤ２に対する通電状態を、電源ライン６から主駆動ライン３に対し、インダクタＬ１（符号「Ｌ１，Ｌ２」は、各インダクタのインダクタンスを表わすものともする）に磁気エネルギーを蓄えつつ主駆動電流を供給する第一通電状態Ｓ１と、主駆動電流の主駆動ライン３への供給を遮断しつつ、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーを発光ダイオードＬＥＤ２の補助駆動電流として補助閉電流路７を介して放出させる第二通電状態Ｓ２との間で交互に切り替える。図１では、この機能を概念的に実現するためのスイッチ（ここではＳＰＤＴスイッチとしているが、全体としての機能が等価であれば、スイッチ形態はこれに限られるものではない）１０と、その切り替え制御主体となる図示しないＣＰＵ（図７にて符号８により示すもの）とにより実現している。

駆動ライン３は第一端がスイッチ１０を介して電源ライン６に接続される一方、第二端側は接地されている。電源ライン６には駆動電源５（本実施形態では、電源電圧が＋Ｖ_Ｂの車載バッテリーである）が接続されている。また、補助閉電流路形成ライン４の末端も接地されている。スイッチ１０は、主駆動ライン３を電源ライン６（Ｓ１側）と補助閉電流路形成ライン４（Ｓ２側）とのいずれかに切り替え可能に接続する役割を果たす。そして、スイッチ１０が補助閉電流路形成ライン４側に倒れているときは、補助閉電流路形成ライン４と主駆動ライン３とが接地を介して環状につながり、補助閉電流路７を形成することとなる。発光ダイオードＬＥＤ２はアノード側が接地されるように駆動ライン３上に接続されているが、電源５の極性は反転することもでき、この場合は発光ダイオードＬＥＤ２の駆動ライン３への挿入方向も逆となる。

図１において明らかなごとく、電源ライン６、主駆動ライン３及び補助閉電流路形成ライン４を含む該発光ダイオードＬＥＤ２の通電経路からは、発光ダイオードＬＥＤ２への通電電流を調整するための電流調整抵抗が完全に排除されている。

図１の回路の動作概要について説明する。
まず、スイッチ１０がＳ１側に倒れて第一通電状態になると、発光ダイオードＬＥＤ２には電源からの直接駆動電流である主駆動電流が流れ始める。電流調整抵抗を省略した状態で発光ダイオードＬＥＤ２を駆動電源５に直結して連続通電すると、（０）式からも明らかな通り、発光ダイオードＬＥＤ２を流れる電流値Ｉは瞬時にして非常に大きな値となり、発光ダイオードＬＥＤ２を破壊することにつながる。

しかし、図１では、発光ダイオードＬＥＤ２にインダクタＬ１が直列接続されている。インダクタンスＬ１と抵抗Ｒ０と順方向電圧降下Ｖ_Ｆの発光ダイオードＬＥＤ２とを電圧Ｖの電源に接続したときの、回路を流れる電流Ｉの過渡方程式は、以下の数１に示す通りである。

電流調整抵抗が省略されている場合、回路に含まれる抵抗Ｒ０は、発光ダイオードＬＥＤ２の通電経路が固有に有する直流抵抗のみとなるが、この直流抵抗の値は、例えば従来の回路における式（１）の電流調整抵抗の値からみて無視できる程度（例えば１／１００以下）に小さい。そこで、Ｒ０を近似的にゼロとし、通電開始時の電流値Ｉ0をゼロとして数１を解くことにより、発光ダイオードＬＥＤ２に流れる電流Ｉ（主駆動電流）は、下記（１）式のごとく得られる。発光ダイオードＬＥＤ２に流れる主駆動電流Ｉは、インダクタＬ１への磁気エネルギーの蓄積により、図２に示すように通電時間ｔの経過とともにゼロからリニアに増加する。

第一通電状態の維統間をτonとすると、最大電流値Ｉｐは次の（２）式で表される。

次に、上記の状態からスイッチ１０がＳ２側に倒れて第二通電状態になると、すぐには電流Ｉはゼロとはならず、インダクタＬ１に蓄えられた磁気エネルギーが放出されて補助閉電流路７に、下記（３）式にて表される補助駆動電流Ｉ’（ｔ）が減衰しつつ流れる。

（２）式から明らかな通り、補助駆動電流Ｉｐは時間ｔとともにリニアに減少し（図２）、第二通電状態に切り替えたあと、下記（４）式で表される臨界時間τkが経過すればゼロとなる。

発光ダイオードＬＥＤ２の発光強度ＩLは流れる電流の積分値に比例するので、第一通電状態と第二通電状態（Ｓ１／Ｓ２）との切り替え周波数をＦとすると、輝度ＩＬは下記（５）式にて表される。すなわち、発光ダイオードＬＥＤ２の発光強度ＩＬは電源電圧Ｖ、インダクタンスＬ１、第一通電状態の継続時間τon及び切り替え周波数Ｆで制御できることがわかる。

なお、理論上は、通電経路の固有直流抵抗に応じた電流飽和値が存在するが、その値は、一般的な発光ダイオードにおける通電可能な最大電流値よりもはるかに大きい。従って、第一通電状態から第二通電状態への切り替えは、発光ダイオードＬＥＤ２を流れる電流Ｉが該最大電流値に到達する前に行なう必要がある。逆にいえば、該切り替えを上記最大電流値に到達する前に行なうからこそ、電流調整抵抗が排除されているにも拘わらず、発光ダイオードＬＥＤ２の通電電流の制限ができるわけである。

図３は、より具体的な回路例を示すものである。該回路では、電源ライン６と主駆動ライン３とを接続状態と切り離し状態との間で切り替える駆動スイッチＴｒ１が設けられている。また、発光ダイオードＬＥＤ２及びインダクタＬ１のいずれよりも該駆動スイッチＴｒ１に近い側にて主駆動ライン３から補助閉電流路形成ライン４が分岐している。そして、該補助閉電流路形成ライン４上には、駆動スイッチＴｒ１により電源ライン６が主駆動ライン３に接続された状態では、該補助閉電流路形成ライン４に主駆動電流が流れることを阻止し、電源ライン６が主駆動ライン３から切り離された状態では、該補助閉電流路形成ライン４に補助駆動電流が流れることを許容する整流素子Ｄｉ１（ここではダイオード）が設けられている。

図３において、駆動スイッチＴｒ１はトランジスタスイッチとされている（ここでは、バイポーラトランジスタであるが、ＦＥＴでもよい：なお、リレー等の機械式スイッチでも代用できる）。該トランジスタスイッチＴｒ１の駆動端子に駆動信号ＳＣを入力することにより、電源ライン６を介した発光ダイオードＬＥＤ２及びインダクタＬ１への主駆動電流の供給を周期的にスイッチングすることで、第一通電状態と第二通電状態とを切り替えることができる。駆動スイッチＴｒ１をなすバイポーラトランジスタは、補助トランジスタＴｒ２を介して駆動信号ＳＣによりスイッチング駆動される。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ３は各トランジスタＴｒ２，Ｔｒ１の駆動入力電圧を調整するためのものであり、抵抗Ｒ２は補助トランジスタＴｒ２の残留電荷を引き抜いてスイッチング速度を向上させる働きをなす。

例えば、電源電圧Ｖを１２Ｖ、発光ダイオードＬＥＤ２の順方向電圧降下Ｖ_Ｆを２Ｖ、インダクタＬ１のインダクタンスを２ｍＨとすると、Ｔｒ１がオンして（第一通電状態）１０μｓ後には発光ダイオードＬＥＤ２の電流は５０ｍＡまで増加する。ここで制御信号ＳＣを“Ｌ”としてＴｒ１をオフにするとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーによりダイオードＤｉ１、インダクタＬ１、発光ダイオードＬＥＤ２が作る補助閉電流路７に補助駆動電流が流れる。式（４）からわかるように、この補助駆動電流は約５０μｓ（臨界時間τk）後にゼロになる。制御信号ＳＣの“Ｈ／Ｌ（第一通電状態／第二通電状態）”の切り替え周波数Ｆを１０ＫＨｚに固定し、第一通電状態の継続時間τonが１０μｓ（デューティ比ηは０．１）の時の輝度を１００％とすると、式（５）からτonを１μｓから１０μｓまで（つまり、デューティ比ηを０．０１から０．１まで）制御することにより、輝度を１％から１００％まで制御できる。

図４に示すごとく、第一通電状態と第二通電状態との切り替え周波数がＦ0に固定されている場合、１回の切り替え周期Ｔ0における第一通電状態のデューティ比ηを変更することにより、発光ダイオードＬＥＤ２の平均的な発光強度ＩLを調整することができる。η＝τon・Ｆ0だから、これを前述の（５）式に代入すれば明らかな通り、発光強度ＩLは、駆動電源電圧Ｖが一定であればデューティ比ηの２乗に比例して大きくなる。また、目標発光強度ＩLが与えられたときのデューティ比ηは、下記（６）式により算出できる。

一方、駆動電源５の電圧Ｖ（ここでは、車載バッテリー電圧Ｖ_Ｂである）が変動する場合は、該電源電圧Ｖを検出し、該検出された電圧が高くなるほど、同じ発光強度ＩLを得るための、１回の切り替え周期Ｔ0における第一通電状態のデューティ比ηを小さく設定するように制御すれば、発光強度ＩLを安定化させることができる。この場合は、発光強度ＩLを固定値とする形で、検出された電源電圧Ｖに対応するデューティ比ηを、上記の式（６）により算出することができる。

次に、別の方式としては、第一通電状態と第二通電状態との切り替え周波数Ｆを変更することにより、発光ダイオードＬＥＤ２に生ずる単位時間当たりの発光パルス数を調整することもできる。図５の（Ａ），（Ｂ）及び図６の（Ｃ）に示すように、第一通電状態の継続時間τonが一定であり、かつ、第二通電状態の継続時間τoffを前述の臨界時間τk以上に設定しておけば、１パルス当たりの発光量を一定にでき、切り替え周波数Ｆに比例した調光が可能となる。なお、第二通電状態の継続時間τoffは図６の（Ｃ）に示すように、臨界時間τkと等しくなるように設定することも可能であり、三角波状の発光パルスを連続発生させることで発光強度を高めることができる。第一通電状態の継続時間がτon0に固定されるとき、目標発光強度ＩLが与えられたときの切り替え周波数Ｆは、下記（７）式により算出できる。

駆動電源５の電圧Ｖ（ここでは、車載バッテリー電圧Ｖ_Ｂである）が変動する場合は該電源電圧Ｖを検出し、該検出された電圧が高くなるほど、同じ発光強度ＩLを得るための上記周波数Ｆを小さく設定するように制御すれば、発光強度ＩLを安定化させることができる。この場合は、発光強度ＩLを固定値とする形で、検出された電源電圧Ｖに対応する切り替え周波数Ｆを、上記の式（７）により算出することができる。すなわち、目標発光強度ＩLに対応する切り替え周波数Ｆは、電源電圧（例えば、検出される車載バッテリー電圧＋Ｖ_Ｂ）から発光ダイオードＬＥＤ２の順方向電圧降下Ｖ_Ｆを減じた値に逆比例するよう設定すればよいことがわかる。

なお、第二通電状態の継続時間τoffを臨界時間τkよりも短く設定することも可能であり、この場合は、図６の（Ｄ）に示すように、発光ダイオードを一定レベル以上の発光強度で連続点灯させることができる。この場合、前回のサイクルの第二通電状態期間でインダクタに蓄えられた磁気エネルギーが完全に放出されないうちに、次のサイクルの第一通電状態へと移行する形となるので、当該第一通電状態期間にて到達する通電電流値が、発光ダイオードＬＥＤ２の許容最大電流値を超えないように、デューティ比ηを定める必要がある。

図７は、以上の機能をＣＰＵによるソフトウェア処理により実現するようにした回路の例である。駆動電源電圧（車載バッテリー電圧）＋Ｖ_ＢはＣＰＵ８のＡ／Ｄ変換ポートに入力され、他方、目標発光強度ＩLもＣＰＵ８の別のポートに入力される。ＣＰＵ８は、図８に示すプログラム処理の流れに従い、発光駆動制御を行なう。まず、Ｕ１、Ｕ２では、入力されている駆動電源電圧＋Ｖ_Ｂと目標発光強度ＩLとの各値を読み取り、ＰＷＭ制御の場合はデューティ比ηを前記の（６）式に従い算出する。また、周波数制御の場合は、設定周波数Ｆを前述の（７）式に従い算出する。そして、Ｕ４で、指定されたポートから、算出されたデューティ比ηないし切り替え周波数Ｆを有する方形波制御信号ＳＣを出力する。なお、図９に示すように、目標発光強度ＩLと駆動電源電圧Ｖ_Ｂとの値の組み合わせに応じて、設定デューティ比ηないし切り替え周波数Ｆを二次元テーブルＢ１あるいはＢ２として記憶しておき、取得した目標発光強度ＩLと駆動電源電圧Ｖ_Ｂとに対応するデューティ比ηないし切り替え周波数Ｆを該テーブルＢ１あるいはＢ２から取得するようにしてもよい。

また、目標発光強度ＩLが常に一定の場合は、図８のステップＵ２を省略し、Ｕ３において目標発光強度ＩLを定数としてデューティ比ηないし切り替え周波数Ｆを算出すればよい（テーブルを用いる場合も、これに対応する一次元のテーブルを用いればよい）。他方、安定化電源を使用できる場合など、駆動電源電圧＋Ｖ_Ｂが一定の場合は、図８のステップＵ１を省略し、Ｕ３において駆動電源電圧Ｖ_Ｂを定数としてデューティ比ηないし切り替え周波数Ｆを算出すればよい（テーブルを用いる場合も、これに対応する一次元のテーブルを用いればよい）。

また、別の方式として、目標発光強度ＩLの設定に対してはデューティ比ηの変更により対応し、駆動電源電圧＋Ｖ_Ｂに対応した輝度安定化については切り替え周波数Ｆの変更により対応したり、あるいはその逆とするなど、周波数制御とデューティ比制御とを組み合わせた複合制御方式を採用することも可能である。

次に、図１０は、デューティ比制御を行なうための制御信号ＳＣの発生部をアナログハードウェアで構成した例を示すものである。この場合、駆動電源電圧＋Ｖ_Ｂと目標発光強度ＩLとの各入力値に基づいて、（６）式に従いデューティ比ηを演算し、アナログ値として出力する専用ＩＣで構成された信号変換部を設け、そのデューティ比ηの指示電圧と、のこぎり波発生回路２６からの発振出力をコンパレータ２７に入力してＰＷＭ制御信号ＳＣを出力させることができる。

また、図３、図７及び図１０においては、駆動スイッチをトランジスタスイッチＴｒ１（バイポーラトランジスタでも、ＦＥＴでもいずれでもよい）にて構成していたが、図１１に示すごとく、駆動電源５が方形波電源電圧波形として予めスイッチングされた状態で電源ライン６に入力される場合は、駆動スイッチを、主駆動ライン３への主駆動電流の導通は許容し、電源ライン６側への補助駆動電流の導通を遮断するダイオードＤｉ２により構成することも可能である。電源入力が＋Ｖ_ＢとなるとダイオードＤｉ２、インダクタＬ１を通じて主駆動電流が流れる。この主駆動電流はダイオードの順方向電圧降下Ｄｉ２を無視すれば式（２）で表される。一定時間後に電源電圧がゼロとなるとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーによりＤｉ２、Ｌ１、発光ダイオードＬＥＤ２が作る補助閉電流路に補助駆動電流が流れる。つまり、方形波出力の電源があればダイオードＤｉ２だけで同じ動作が実現できる。電源が＋Ｖの期間が第一通電状態の継続時間τonであり、０Ｖの期間が第一通電状態の継続時間τoffに対応する。この場合、方形波電源電圧の周波数をＦとすれば、発光ダイオードＬＥＤ２の発光強度は、式（５）により全く同様に表わされる。

また、図１２及び図１３のように、インダクタを複数用意し、それらインダクタの１ないし２以上のものを、合計インダクタンスが互いに異なる組み合わせにて主駆動ライン３に切り替え可能に接続するインダクタ切り替え機構を付加することもできる。これにより、主駆動ラインに接続されるインダクタンスを可変とする構成が簡便に実現でき、発光駆動制御の自由度をより高めることができる。例えば、インダクタンスを第一のインダクタンスＬ１と、該第一のインダクタンスＬ１よりも大きい第二のインダクタンス（図１２ではＬ１＋Ｌ２、図１３ではＬ２）との間で切り替え可能としておくと、第一通電状態の継続時間τonないし第一通電状態／第二通電状態の切り替え周波数Ｆの可変範囲が同一に設定されている場合、第一のインダクタンスと第二のインダクタンスとの一方において不能な調光範囲を、他方において可能な調光範囲にてカバーすることができ、装置全体として可能な調光範囲を効果的に拡大することができる。

図１２の構成では、第一のインダクタＬ１と、該第一のインダクタＬ１よりもインダクタンスの大きい第二のインダクタＬ２とが主駆動ライン３に直列に挿入されている。インダクタ切り替え機構は、第ニのインダクタＬ２の両端を短絡させるバイパスライン１８と、該バイパスライン１８上に設けられ、該バイパスライン１８の導通／遮断を切り替える切り替えスイッチＳＷとを有する。切り替えスイッチＳＷの作動により第ニのインダクタＬ２の両端を短絡させれば、発光ダイオードＬＥＤ２に接続されるインダクタンスは第一のインダクタＬ１に由来した値のみとなる一方、バイパスライン１８を開放して第ニのインダクタＬ２の短絡状態を解消すれば、発光ダイオードＬＥＤ２に接続されるインダクタンスは第一のインダクタＬ１と第二のインダクタＬ２とを直列合成した場合の値となり、インダクタンスの変更を簡単に行なうことができる。また、この構成では、スイッチＳＷを、バイパスライン１８をオープンとショートの間で切り替える機能があればよく、ＳＰＳＴスイッチなどで単純に構成できる利点がある。図１２においては、スイッチＳＷを、２個のトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と周辺の抵抗Ｒ５，Ｒ４にて構成され、切り替え制御信号ＳＫの入力レベルにより切り替えがなされる。

スイッチＳＷがオン状態のときの動作特性は、図３の構成と同じである。第一通電状態の継続時間τonを１０μｓとしたときの発光強度を１００％とすると、式（５）からτonを１μｓから１０μｓまで制御することにより、輝度を１％から１００％まで制御できる。ここでより発光強度を減少するためにはτonを短くすれば良いが、トランジスタやダイオードの周波数特性、特にＴｒ１、Ｔｒ２のオン／オフ時間や、ダイオードＤｉ１のオン／オフ時間が無視できなくなり、効率が低下することにつながる。また高い周波数でスイッチングさせるのでノイズが問題となる場合がある。そこでインダクタＬ２のインダクタンスをインダクタＬ１の、例えば９９倍に設定してスイッチＳＷを開くと、合成インダクタンスが１００倍となる。式（５）からわかるように、τon＝１０μｓでも発光強度（ＩL）は１／１００に減光する。この状態からτonを１μｓまで減少させると発光強度はさらに１／１００に減光するので、最初の発光強度の１／１００００まで減光できる。このように、インダクタ切り替え機構を追加することで調光範囲を大幅に拡大できるうえ、τon（デューティ比η）や周波数Ｆのみによる制御と比較して効率低下やノイズの問題を回避することが可能になる。

なお、図１３に示すように、主駆動ライン上に複数のインダクタＬ１，Ｌ２を互いに並列に設け、スイッチＳＸにより、それらインダクタを電源ラインに択一的に切り替えて接続するように構成してもよい。この場合、スイッチＳＸは、切り替え可能なインダクタＬ１，Ｌ２の数に応じた多投型スイッチを用いる必要がある。図１３では、スイッチＳＸを、各インダクタＬ１，Ｌ２に対応したアナログ半導体スイッチσ１，σ２を用いたＳＰＤＴスイッチとして構成している。スイッチ制御のためのレベル信号ＳＫは、一方のアナログ半導体スイッチσ１には直接入力され、他方のアナログ半導体スイッチσ２にはインバータ９によりレベル反転して入力されるようになっている。

本発明の発光ダイオード駆動装置の一実施形態を示す概念図。 図１の発光ダイオード駆動装置の動作概念を示すタイミング図。 図１の発光ダイオード駆動装置をより具体化した第一例を示す回路図。 図３の発光ダイオード駆動装置をＰＷＭ制御する場合の説明図。 図３の発光ダイオード駆動装置を周波数制御する場合の第一の説明図。 同じく第二の説明図。 図３の発光ダイオード駆動装置をさらに具体化した例を示す回路図。 図７の発光ダイオード駆動装置における制御フローの一例を示す図。 図７の発光ダイオード駆動装置にて使用するデューティ比ないし周波数の変換用テーブルの概念図。 図３の発光ダイオード駆動装置をさらに具体化した別例を示す回路図。 図１の発光ダイオード駆動装置をより具体化した第二例を示す回路図。 図１の発光ダイオード駆動装置をより具体化した第三例を示す回路図。 図１の発光ダイオード駆動装置をより具体化した第四例を示す回路図。 従来の発光ダイオード駆動装置の回路図。

符号の説明

１ 発光ダイオード駆動装置
２ 発光ダイオード
３ 主駆動ライン
４ 補助閉電流路形成ライン
６ 電源ライン
７ 補助閉電流路
８ ＣＰＵ（通電状態切り替え手段、パルス強度調整手段、発光強度安定化手段、パルス数調整手段、調光手段）
１８ バイパスライン
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｄｉ２ 駆動スイッチ
ＳＷ 切り替えスイッチ（インダクタ切り替え機構）

Claims (13)

1. 発光ダイオードを駆動するための主駆動ラインと、
   該主駆動ライン上に前記発光ダイオードに対し直列に挿入されるインダクタと、
   前記発光ダイオードに駆動電源からの主駆動電流を供給する電源ラインと、
   前記発光ダイオードに対する前記電源ラインを含まない補助閉電流路を、前記主駆動ラインとともに形成する補助閉電流路形成ラインと、
   前記発光ダイオードに対する通電状態を、前記電源ラインから前記主駆動ラインに対し、前記インダクタに磁気エネルギーを蓄えつつ前記主駆動電流を供給する第一通電状態と、前記主駆動電流の前記主駆動ラインへの供給を遮断しつつ、前記インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを前記発光ダイオードの補助駆動電流として前記補助閉電流路を介して放出させる第二通電状態との間で交互に切り替える通電状態切り替え手段と、
   を備えたことを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
2. 前記発光ダイオードへの通電電流を調整するための電流調整抵抗が、前記電源ライン、前記主駆動ライン及び前記補助閉電流路形成ラインを含む該発光ダイオードの通電経路から排除されてなる請求項１記載の発光ダイオード駆動装置。
3. 前記通電状態切り替え手段は、前記電源ラインと前記主駆動ラインとを接続状態と切り離し状態との間で切り替える駆動スイッチを備え、前記発光ダイオード及び前記インダクタのいずれよりも前記駆動スイッチに近い側にて前記主駆動ラインから前記補助閉電流路形成ラインが分岐するとともに、該補助閉電流路形成ライン上には、前記駆動スイッチにより前記電源ラインが前記主駆動ラインに接続された状態では、該補助閉電流路形成ラインに前記主駆動電流が流れることを阻止し、前記電源ラインが前記主駆動ラインから切り離された状態では、該補助閉電流路形成ラインに前記補助駆動電流が流れることを許容する整流素子を有してなる請求項１又は請求項２に記載の発光ダイオード駆動装置。
4. 前記駆動スイッチがトランジスタスイッチにて構成され、該トランジスタスイッチの駆動端子に駆動信号を入力することにより、前記電源ラインを介した前記発光ダイオード及び前記インダクタへの前記主駆動電流の供給を周期的にスイッチングする請求項３に記載の発光ダイオード駆動装置。
5. 前記駆動電源は、予め定められた周期の方形波電源出力を前記電源ラインに供給するものであり、前記駆動スイッチは、前記主駆動ラインへの前記主駆動電流の導通は許容し、前記電源ライン側への前記補助駆動電流の導通を遮断するダイオードである請求項３に記載の発光ダイオード駆動装置。
6. 前記通電状態切り替え手段による前記第一通電状態と前記第二通電状態との１回の切り替え周期にて前記発光ダイオードに生ずる発光パルス強度を、当該切り替え周期における前記第一通電状態の継続時間を変更することにより調整するパルス強度調整手段を有する請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
7. 前記通電状態切り替え手段による前記第一通電状態と前記第二通電状態との切り替え周波数が固定され、前記パルス強度調整手段は、前記１回の切り替え周期における前記第一通電状態のデューティ比を変更することにより前記発光ダイオードの平均的な発光強度を調整する調光手段として機能する請求項６記載の発光ダイオード駆動装置。
8. 前記駆動電源の電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記パルス強度調整手段は、該検出された電圧が高くなるほど、同じ発光強度を得るための、前記１回の切り替え周期における前記第一通電状態のデューティ比を小さく設定する発光強度安定化手段として機能する請求項６記載の発光ダイオード駆動装置。
9. 前記通電状態切り替え手段による前記第一通電状態と前記第二通電状態との切り替え周波数を変更することにより、前記発光ダイオードに生ずる単位時間当たりの発光パルス数を調整するパルス数調整手段を有する請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
10. 前記パルス数調整手段は、前記切り替え周波数の変更により前記発光ダイオードの平均的な発光強度を調整する調光手段として機能する請求項９記載の発光ダイオード駆動装置。
11. 前記駆動電源の電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記パルス数調整手段は、該検出された電圧が高くなるほど前記切り替え周波数を小さく設定する発光強度安定化手段として機能する請求項９又は請求項１０に記載の発光ダイオード駆動装置。
12. 前記インダクタが複数用意され、それらインダクタの１ないし２以上のものを、合計インダクタンスが互いに異なる組み合わせにて前記主駆動ラインに切り替え可能に接続するインダクタ切り替え機構を有してなる請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の発光ダイオード駆動装置。
13. 前記インダクタは、第一のインダクタと、該第一のインダクタよりもインダクタンスの大きい第二のインダクタとが前記主駆動ラインに直列に挿入され、前記インダクタ切り替え機構は、前記第二のインダクタの両端を短絡させるバイパスラインと、該バイパスライン上に設けられ、該バイパスラインの導通／遮断を切り替える切り替えスイッチとを有してなる請求項１２記載の発光ダイオード駆動装置。

Images