JP2007174652A

JP2007174652A - 直交周波数分割多重接続システムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法

Info

Publication number: JP2007174652A
Application number: JP2006338729A
Authority: JP
Inventors: Xiaolin Hou; 暁林侯; Zhan Zhang; 戰張; Hidetoshi Kayama; 英俊加山
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2005-12-19
Filing date: 2006-12-15
Publication date: 2007-07-05
Also published as: CN1988434A; CN1988434B

Abstract

【課題】直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法、および、それに基づく、チャネル推定方法。
【解決手段】ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、ここで、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数とパイロットシンボル数はみな可変であり、且つユーザーｕにおける各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数は同じである。ここで、ｕの範囲は１〜Ｕであり、ＵはＯＦＤＭＡシステムにおける全てのユーザー数である。
【選択図】図４

Description

本発明は無線通信技術分野に関し、特に直交周波数分割多重接続（OFDMA）システムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法に関する。

20世紀60年代頃、直交周波数分割多重（OFDM）システムは既に無線通信システムにおける高速伝送技術の一種として提出された。近年来、デジタル信号処理技術とASIC技術の急速な発展によって、OFDMシステムが実現され、OFDM技術が再び幅広い注目を集めている。現在、移動通信システムの発展に伴って、既に、種々の新型サービスをサポートできるパーソナル移動通信端末がユーザーに提供されている。これらのサービスが大量なデータの伝送を必要とするため、移動通信システムにおいて更に高いビット伝送レートが要求される。普通のシングルキャリアシステムにおいて、更に高いビット伝送レートを使用すると、無線チャネルの厳しい周波数選択性フェージングとシンボル間干渉（ISI）のため、信号の有効受信が難しくなる。OFDM技術はISIを抑圧する能力を有すると共に、高い周波数スペクトル効率を提供することができるため、次世代無線移動通信システムで採用される可能性の一番高い伝送技術の一つと見なされている。OFDM技術は既にデジタルユーザー回線、デジタルオーディオ/ビデオ放送、無線ローカルエリアネットワーク（WLAN）と無線メトロポリタンエリアネットワーク（WMAN）など様々な分野に広く応用されている。OFDMAシステムはOFDM技術に基づくマルチユーザー通信システムである。OFDMAシステムの基本原理は全体のOFDMサブキャリアを多数のサブキャリアグループに分けることであり、ここで当該サブキャリアグループがサブチャネルと呼ばれる。異なるユーザーが同一の時間に異なるサブチャネルを用いることができる。OFDMAシステムはOFDMのメリットを受け継いだうえで、同時に、更に柔軟なデータ伝送率も持っている。OFDMAシステムにおいて、チャネルパラメータを更によく推定するために、少数のサブキャリアはパイロット情報の伝送にも用いられ、パイロットサブキャリアと呼ばれる。それに対して、データ伝送に用いられるサブキャリアはデータサブキャリアと呼ばれる。現在のOFDMAシステムにおいて、パイロットシンボルのサブキャリアに対するグルーピングは特定のユーザーと関係ない。例えば、アップリンク(Up-Link)チャネル推定を行うとき、パイロットシンボルのサブキャリアを同一の大きさにグルーピングするが、このパイロットシンボルのサブキャリア
に対するグルーピング方法において、異なるユーザーにおける異なるチャネル特徴が考慮されなかったため、システムの最大マルチパス遅延時間に基づいて固定的にグルーピングしなければならない。従って、同時にサポートできるアップリンクユーザー数及び/又はアンテナ数が比較的少なく、かつ固定されて変化しない。

本発明は上記に鑑みてなされたものであって、OFDMAシステムにおいて更に多くのユーザー数及び/又はアンテナ数を同時にサポートできる、OFDMAシステムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法を提供することを主な目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の技術的な方法は下記のように実現される。

OFDMAシステムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法であって、
ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、ここで、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数と前記パイロットシンボル数はみな可変であり、且つユーザーｕにおける各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数は同じである。

ここで、ｕの範囲は1〜Uであり、UはOFDMAシステムにおける全てのユーザー数である。

前記OFDMAシステムにおいて無線チャネルの最大ドップラー[0]周波数偏移が増大するとき、前記パイロットシンボル数の最大値を低減させる。

前記OFDMAシステムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が増加するとき、前記パイロットシンボル数を増加させる。

前記OFDMAシステムにおいて周波数スペクトル効率を高める必要があるとき、前記パイロットシンボル数を低減させる。

前記パイロットシンボル数はＰであり、パイロットシンボル数の最小値は

であり、パイロットシンボル数の最大値は

であり、当該OFDMAシステムにおいて無線チャネルの最大ドップラー[0]周波数偏移は

であり、Ｐの範囲は、

である。

ユーザーｕの最大マルチパス遅延時間

が増加するとき、当該ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値

が増加し、且つ

であり、

が2の累乗である。

前記OFDMAシステムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が増加するとき、各ユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数を低減させる。

無線チャネル推定に対する精度要求が高ければ高いほど、各ユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数を大きくする。

ここで、

はｕ個目のユーザーの最大マルチパス遅延時間であり、

はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値であり、

はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最大値であり、

はｕ個目のユーザーにおけるサブキャリアグループ数であり、且つ

は2の累乗であり、
ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数である。

当該方法は、ユーザーｕにおける各アンテナのために同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、一つのパイロットサブキャリアを選択することを更に含む。

基地局に予めユーザーチャネルに関する情報がないとき、ユーザーｕにおける各アンテナのために、同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、一つのパイロットサブキャリアをランダムに選択し、本ユーザーにおける他のアンテナ或いは他ユーザーにおけるアンテナと同じパイロットサブキャリアを選択しなければいい。

基地局にユーザーチャネルに関する情報があるとき、ユーザーｕにおける各アンテナのために、同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、ナローバンド干渉の無い位置又はナローバンド干渉の弱い位置における一つのパイロットサブキャリアを選択すると共に、本ユーザーにおける他のアンテナと他ユーザーにおけるアンテナと同じパイロットサブキャリアを選択しない条件を満たすべきである。

当該方法は、
ユーザーｕにおけるアンテナkのパイロット位置に対してLSチャネル推定を行って、

個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を得、ここで、kの範囲は

であり、

はユーザーｕのアンテナ数であり、

は2の累乗であるステップAと、

個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を一つのOFDMシンボル内にマッピングして、

を得、

ここで、

ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数であり、Ｐはパイロットシンボル数であり、tは時間領域変数であり、nは周波数領域変数であるステップBと、

であるとき、

のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果に対して補間演算を行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答

を得、ここで、

はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値であるステップCとを更に含む。

であり、

はユーザーｕにおけるアンテナ数であり、

は2の累乗であるステップAと、

を得、

ここで、

であるとき、

のパイロット位置におけるLSチャネル推定値に対して補間演算を行って、各サブキャリア内の一つ目のサブキャリア位置におけるチャネル推定

を得、

であるステップCと、
補間を行って得られた

個のサブキャリアグループ内の一つ目のサブキャリア位置におけるチャネル推定

に対して

点の逆高速フーリエ変換IFFTを行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの時間領域でのチャネルインパルス応答推定

を得、

であるステップDと、

に対して切り捨て、ゼロパディングして、

を得るステップEと、

に対してＮ点の高速フーリエ変換FFTを行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答

を得るステップFとを更に含む。

前記補間演算は線形補間演算である。

上記の技術方法からわかるように、本発明において、OFDMAシステムにおける各ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングするとき、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数とパイロットシンボル数はみな可変であり、且つユーザーｕにおける各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数が同じである。同時に、本発明において、無線チャネルの最大ドップラー[0]周波数偏移と、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数と、システムにおける周波数スペクトル効率要求とに基づいてパイロットシンボル数を設定し、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数と、無線チャネル推定に対する精度要求と、各ユーザーの最大マルチパス遅延時間とに基づいて各ユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数を設定する。従って、本発明では、システムにおいて同時にサポートできるユーザー数及び/又はアンテナ数と、システムにおける周波数スペクトル効率要求との間で折衷的な均衡を実現し、システムにおいて同時にサポートできるユーザー数及び/又はアンテナ数と、無線チャネル推定に対する精度要求との間で折衷的な均衡を実現した。だから、パイロットシンボル数、及び異なるユーザーにおけるパイロットサブキャリアのグループ数に対するダイナミックな変化によって、できるだけ多くのユーザー数及び/又はアンテナ数を同時にサポートできる。また、本発明において、パイロットサブキャリアをグルーピングすることと、各グループ内でパイロットサブキャリアを選択することによって、各ユーザーに割り当てた一部の周波数リソースを利用して全てのアクティブユーザーにおける全てのアンテナの完全な周波数領域チャネル応答を取得することができる。

同時に、本発明において、ナローバンド干渉の分布情況に基づいて、基地局がユーザーのために相応のパイロットサブキャリアを自己適応的に選択することができる。これによって、ナローバンド干渉の影響が回避され、又は低減され、チャネル推定性能が引き上げられている。さらに、本発明では、ユーザーによって用いられるパイロットサブキャリアグループ数に基づいて、チャネル推定アルゴリズムを自己適応的に選択できることにより、チャネル推定の性能と複雑性の両方に配慮を加えることが可能となる。

本発明の目的、技術的な方法とメリットを更に明確にするために、以下、図面と具体的な実施例を参照して本発明を更に詳しく説明する。

本発明の主な考え方は、パイロットシンボル数及び異なるユーザーにおけるパイロットサブキャリアのグループ数をダイナミックに変えることによって、システムにおいて同時にサポートできるユーザー数及び/又はアンテナ数と、システムにおける周波数スペクトル効率要求との間で均衡を実現し、システムにおいて同時にサポートできるユーザー数及び/又はアンテナ数と、無線チャネル推定精度との間で均衡を実現することにより、OFDMAシステムにおいて更に多くのユーザー数及び/又はアンテナ数を同時にサポートできるようにすることである。

以下、本発明のアルゴリズムを詳細に説明し、まず、符号を定義する。

NはOFDMシンボルのサブキャリア数であり、
Pはパイロットシンボル数であり、
UはOFDMAシステムにおけるユーザー数であり、

はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアをグルーピングするグループ数であり、ここで、

は2の累乗であり、ｕ＝1,2,…,U、

はｕ個目のユーザーにおける各サブキャリアグループに含まれるサブキャリア数であり、ｕ＝1,2,…,U、

はｕ個目のユーザーにおけるアンテナ数であり、ｕ＝1,2,…,U、

はｕ個目のユーザーの最大マルチパス遅延時間であり、ｕ＝1,2,…,U、
まず、各ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、ここで、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数とパイロットシンボル数が可変であり、且つユーザーｕにおける各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数は同じである。ここで、ｕの範囲は1〜Uであり、UはOFDMAシステムにおける全てのユーザー数である。

つまり、まず、各ユーザーに対してそれぞれP個のパイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングする必要がある。即ちN個のサブキャリアを同一の大きさの

個グループに分け、各グループのサブキャリア数は

である。

図１は本発明の実施例によるパイロットサブキャリアのグルーピングを示す図である。図1に示すように、一つのデータフレームの概略図である。当該データフレームは、パイロットとデータという二つの部分を含み、データ部分がパイロット部分の後に位置し、パイロット部分は全部でP個のOFDMパイロットシンボルを含んだものである。

それぞれ各ユーザーのチャネル条件、例えば、最大マルチパス遅延時間に対して、P個のパイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、ここで、同一のユーザーにおける異なるパイロットシンボルのサブキャリアのグルーピング方法は同じである。つまり、N個のサブキャリアを同一の大きさの

個グループに分けて、各グループのサブキャリア数を

にすることである。ここで、パイロットシンボル数Pとサブキャリアグループの数

はみなダイナミック可変である。

パイロットシンボル数Pの値は、無線チャネルの時間に伴う変化の速さと、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数と、システムの周波数スペクトル効率とによって決められる。

無線チャネルの時間に伴う変化が速ければ速いほど、即ち最大ドップラー[0]周波数偏移

が大きければ大きいほど、Pの理論最大値

が小さくなるべきであり、

を満たし、
システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が多ければ多いほど、Pの値を大きくするべきであり、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が少なければ少ないほど、Pの値を小さくすることができる。

システムにおいて周波数スペクトル効率要求が高ければ高いほど、Pの値を小さくするべきであり、システムにおいて周波数スペクトル効率要求が低ければ低いほど、Pの値を大きくすることができる。

上記の内容からわかるように、Pの値は

の範囲内にあるべきである。

ここで、Pの具体的な値の大きさは異なるシステム要求に基づいて折衷的な考えをとる必要がある。つまり、同時にサポートされるユーザー数及び/又はアンテナ数と、周波数スペクトル効率との均衡関係に基づいてPの具体的な値に対して折衷的な考えをとる。

ｕ個目のユーザーにおけるサブキャリアグループ数

の値は、無線チャネルの最大マルチパス遅延時間

と、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数と、チャネル推定精度とによって決められる。

の値が大きければ大きいほど、サブキャリアグループ数

の理論最小値

が大きくなり、

を満たすべきであり、且つ

は2の累乗である。

システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が多ければ多いほど、

の値を小さくするべきであり、システムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が少なければ少ないほど、

の値を大きくすることができる。

チャネル推定に対する精度要求が高ければ高いほど、

の値を大きくするべきであり、チャネル推定に対する精度要求が低ければ低いほど、

の値を小さくすることができる。

上記の内容からわかるように、

の値は

の範囲内にあるべきである。

ここで、

の具体的な値の大きさは異なるシステム要求に基づいて折衷的な考えをとる必要がある。つまり、同時にサポートされるユーザー数及び/又はアンテナ数と、チャネル推定精度との間の均衡に基づいて

の具体的な値に対して折衷的な考慮をとる。

従って、システムにおいて同時にサポートできるユーザー数及び/又はアンテナ数には

という制約条件がある。

ここからわかるように、できるだけ多くのユーザー数及び/又はアンテナ数を同時にサポートするために、チャネル条件の許可される範囲内で、Pの値を増大させ、及び/又は

の値を減少させてよい。無線チャネルの指数フェージング（fading）特性を考慮して、できるだけ多くのユーザー数及び/又はアンテナ数を同時にサポートするために、ひいては

の値を理論最小値

より小さくしてもよく、例えば、

であり得る。このようにすれば、チャネル推定性能が一定程度低下されることは明らかであるけれども、システムによって同時にサポートされるユーザー数及び/又はアンテナ数を増加させることができる。

上記の説明に基づいてサブキャリアのダイナミックなグルーピングを完成した後、さらに、各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択する。ユーザーｕにおける各アンテナは各サブキャリアグループ内で一つのサブキャリアを占用でき、且つ、一つのサブキャリアしか占用できないが、当該サブキャリアグループはP個のパイロットシンボル内のいずれか一つに位置することができる。

図2は本発明の実施例による各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択する図である。図2からわかるように、各ユーザーにおける各アンテナは相応の各パイロットサブキャリアグループ内で一つのパイロットサブキャリアを占用すべきであり、且つ一つのパイロットサブキャリアしか占用できなく、また、全てのユーザーにおける全てのアンテナのパイロットサブキャリア位置がお互いに重複してはいけない。

同時に、ユーザーｕの各サブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択することが基地局によって制御されるとき、二つの場合に分けられる。

通信の確立段階にある場合、基地局にはユーザーチャネルに関する情報がないことがよくあり、このとき、基地局はユーザーｕにおける各アンテナのために各サブキャリアグループ内で一つのパイロットサブキャリアをランダムに選択し、現有ユーザーにおけるアンテナのパイロットサブキャリアと重複しないことさえ保証すればいい。

通信の持続段階にある場合、基地局にはユーザーチャネルに関する情報があることがよくあり、このとき、基地局はナローバンド干渉の分布情況に基づいて、ユーザーｕにおける各アンテナのために、各サブキャリアグループ内で一つのパイロットサブキャリアを選択する。現有ユーザーにおけるアンテナのパイロットサブキャリアと重複しないことを保証する前提で、できるだけナローバンド干渉の位置におけるパイロットサブキャリアを選択することを回避することにより、チャネル推定性能を引き上げる。

図3は本発明の実施例による各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択することと従来技術の比較図である。図3からわかるように、従来技術ではパイロットサブキャリアを選択するとき、ナローバンド干渉の影響を考慮しなかったので、選択されたパイロットサブキャリア位置にナローバンド干渉が出る可能性があり、このようにすればチャネル推定の性能に影響を与えるのが明らかである。それに対して、本発明におけるパイロットサブキャリアの選択方法を採用すれば、ナローバンド干渉の影響を有効に回避し、又は低減することができることにより、チャネル推定の性能を引き上げる。

サブキャリアのダイナミックなグルーピングとサブキャリアの選択を完成した後、ダイナミックなチャネル推定を行うことができる。ここで、ユーザーにおけるサブキャリアグループ数に基づいて適当なチャネル推定アルゴリズムを選択していい。

図4は本発明の実施例による自己適応MIMO-OFDMAシステムにおけるアップリンクチャネル推定のフローチャートである。この実施例において、当該OFDMAシステムを自己適応多入力多出力直交周波数分割多重接続（MIMO-OFDMA）システムと仮定する。MIMOシステムは送受信の両側にみな複数のアンテナを配置することによって、信号周波数スペクトル帯域幅を増加しない上で無線通信システムの容量の倍増を実現することができる。自己適応MIMO-OFDMAシステムは一般に準静止，あるいはスローフェージング環境に適用される。当該システムにおいて、基地局は各ユーザーのチャネル条件に基づいてチャネルリソースをダイナミックに割り当てることができる。即ち各ユーザーに用いられるサブキャリア数とアンテナ数がみなダイナミック可変である。全次元の自己適応を実現するために、基地局は全てのアクティブユーザーにおける全てのアンテナの完全な周波数領域チャネル応答を知る必要がある。

図4に示すように、本発明による当該自己適応MIMO-OFDMAシステムにおけるアップリンクチャネル推定は以下のステップを含む。

ステップ401で、ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、ここで、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数とパイロットシンボル数は可変であり、且つユーザーｕの各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数は同じである。

ここで、まず、それぞれ各ユーザーのチャネル条件、例えば、最大マルチパス遅延時間に対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグルーピングし、その中で、同一のユーザーにおける異なるパイロットシンボルのサブキャリアのグルーピング方法は同じである。つまり、N個のサブキャリアを同一の大きさの

個グループに分けて、各グループのサブキャリア数を

にすることである。その中で、パイロットシンボル数とサブキャリアグループの数

はみなダイナミック可変である。

ステップ402で、各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択する。

ここで、基地局にユーザーチャネルに関する情報があるかどうかに基づいてパイロットサブキャリアを選択する。基地局に予めユーザーチャネルに関する情報がないとき、ユーザーｕにおける各アンテナのために各サブキャリアグループ内で一つのパイロットサブキャリアをランダムに選択し、現有ユーザーにおけるアンテナのパイロットサブキャリアと重複しないことさえ保証すればいい。基地局にユーザーチャネルに関する情報があるとき、基地局はナローバンド干渉の分布情況に基づいて、ユーザーｕにおける各アンテナのために各サブキャリアグループ内で一つのパイロットサブキャリアを選択する。現有ユーザーにおけるアンテナのパイロットサブキャリアと重複しないことを保証する前提で、できるだけナローバンド干渉の位置におけるパイロットサブキャリアを選択することを回避することにより、チャネル推定性能を引き上げる。

ステップ403で、ユーザーｕにおけるアンテナkのパイロット位置に対してLSチャネル推定を行って、

であり、

はユーザーｕのアンテナ数であり、

は2の累乗である。

ステップ404で、

を得、

ここで、tは時間領域変数であり、

nは周波数領域変数であり、

ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数であり、Ｐはパイロットシンボル数である。

ステップ405で、サブキャリアグループ数がグループ数の最小値より大きいかどうかを判断して、サブキャリアグループ数がグループ数の最小値より大きいとき、ステップ406及びその後続のステップを実行し、サブキャリアグループ数がグループ数の最小値より小さいか又は等しいとき、ステップ409及びその後続のステップを実行する。

ステップ406で、

のパイロット位置におけるLSチャネル推定値に対して補間演算を行って、各サブキャリアグループ内の一つ目のサブキャリア位置におけるチャネル推定

を得、

ここで、LSチャネル推定値に対して任意の補間演算を行うことができ、線形補間演算を採用するのが好ましい。

ステップ407で、補間を行って得られた

個のサブキャリアグループ内の一つ目のサブキャリア位置におけるLSチャネル推定

に対して

点のIFFT変換を行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの時間領域チャネルインパルス応答推定

を得、

ステップ408で、

に対して切り捨て、ゼロパディングして、

を得、そして

に対してＮ点のFFT変換を行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答

を得る。

ステップ409で、

のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果に対して補間演算を行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答を得、ここで、

はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値である。

ここで、ステップ409でもLSチャネル推定結果に対して任意の補間演算を行うことができ、同様に線形補間演算の採用が好ましい。

特に説明すべきものは次のようになる。本発明はOFDMAシステムに適用されるのみならず、送信機で離散フーリェ変換（DFT）と逆離散フーリェ変換（IDFT）モジュールを用い、受信機で周波数領域等化（FDE）モジュールを用いるシングルキャリア周波数分割多重接続（SC-FDMA）システムにも同様に適用される。

上記は、本発明の好ましい実施例にすぎず、本発明の保護範囲を限定するものではない。本発明の精神と原則内で行われる種々の修正、均等切替、改善などは全て本発明の保護範囲内に含まれるべきである。

本発明の実施例によるパイロットサブキャリアのグルーピングを示す図である。本発明の実施例による各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択する図である。本発明の実施例による各ユーザーにおける各アンテナのために相応のサブキャリアグループ内でパイロットサブキャリアを選択することと関連従来技術の比較図である。本発明の実施例による自己適応MIMO-OFDMAシステムにおけるアップリンクチャネル推定のフローチャートである。

Claims

直交周波数分割多重接続OFDMAシステムにおけるパイロットサブキャリアのグルーピング方法であって、
ユーザーｕに対して、パイロットシンボル内のサブキャリアをグループ化し、ここで、ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数と前記パイロットシンボル数はみな可変であり、且つユーザーｕにおける各パイロットサブキャリアグループ内のサブキャリア数は同じであり、
ここで、ｕの範囲は1〜Uであり、UはOFDMAシステムにおける全てのユーザー数である、
ことを特徴とするこの方法。
前記OFDMAシステムにおいて無線チャネルの最大ドップラー[0]周波数偏移が増大するとき、前記パイロットシンボル数の最大値が低減することを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記OFDMAシステムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が増加するとき、前記パイロットシンボル数を増加させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記OFDMAシステムにおいて周波数スペクトル効率を高める必要があるとき、前記パイロットシンボル数を低減させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記パイロットシンボル数はＰであり、パイロットシンボル数の最小値は
であり、パイロットシンボル数の最大値は
であり、当該OFDMAシステムにおいて無線チャネルの最大ドップラー[0]周波数偏移は
であり、Ｐの範囲は、
であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
ユーザーｕの最大マルチパス遅延時間
が増加するとき、当該ユーザーｕにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値
が増加し、且つ
であり、
が2の累乗であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記OFDMAシステムにおいて同時にサポートする必要のあるユーザー数及び/又はアンテナ数が増加するとき、各ユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数を低減させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
無線チャネル推定に対する精度要求が高ければ高いほど、各ユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数を大きくすることを特徴とする請求項１に記載の方法。
ここで、
はｕ個目のユーザーの最大マルチパス遅延時間であり、
はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値であり、
はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最大値であり、
はｕ個目のユーザーにおけるサブキャリアグループ数であり、且つ
は2の累乗であり、
ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数である、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
ユーザーｕにおける各アンテナのために同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、一つのパイロットサブキャリアを選択することを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
基地局に予めユーザーチャネルに関する情報がないとき、ユーザーｕにおける各アンテナのために同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、一つのパイロットサブキャリアをランダムに選択し、本ユーザーにおける他のアンテナ或いは他ユーザーにおけるアンテナと同じパイロットサブキャリアを選択しなければいいことを特徴とする請求項10に記載の方法。
基地局にユーザーチャネルに関する情報があるとき、ユーザーｕにおける各アンテナのために同一又は異なるパイロットシンボルに属する各サブキャリアグループ内で、ナローバンド干渉の無い位置又はナローバンド干渉の弱い位置における一つのパイロットサブキャリアを選択すると共に、本ユーザーにおける他のアンテナと他ユーザーにおけるアンテナと同じパイロットサブキャリアを選択しない条件を満たすべきであることを特徴とする請求項10に記載の方法。
ユーザーｕにおけるアンテナkのパイロット位置に対してLSチャネル推定を行って、
個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を得、ここで、kの範囲は
であり、
はユーザーｕのアンテナ数であり、
はｕ個目のユーザーにおけるサブキャリアグループ数であり、且つ
は2の累乗であるステップAと、
個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を一つのOFDMシンボル内にマッピングして、
を得、
、ここで、
ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数であり、Ｐはパイロットシンボル数であり、tは時間領域変数であり、nは周波数領域変数であるステップBと、
であるとき、
のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果に対して補間演算を行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答
を得、ここで、
はｕ個目のユーザーにおけるパイロットサブキャリアグループ数の最小値であるステップCと、
を更に含むことを特徴とする請求項10に記載の方法。
ユーザーｕにおけるアンテナkのパイロット位置に対してLSチャネル推定を行って、
個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を得、ここで、kの範囲は
であり、
はユーザーｕにおけるアンテナ数であり、
はｕ個目のユーザーにおけるサブキャリアグループ数であり、且つ
は2の累乗であるステップAと、
個のパイロット位置におけるLSチャネル推定結果を一つのOFDMシンボル内にマッピングして、
を得、
ここで、
ＮはOFDMシンボルのサブキャリア数であり、Ｐはパイロットシンボル数であり、tは時間領域変数であり、nは周波数領域変数であるステップBと、
であるとき、
のパイロット位置におけるLSチャネル推定値に対して補間演算を行って、各サブキャリア内の一つ目のサブキャリア位置におけるチャネル推定
を得、
であるステップCと、
補間を行って得られた
個のサブキャリアグループ内の一つ目のサブキャリア位置におけるチャネル推定
に対して
点の逆高速フーリエ変換IFFTを行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの時間領域でのチャネルインパルス応答推定
を得、
であるステップDと、
に対して切り捨て、ゼロパディングして、
を得るステップEと、
に対してＮ点の高速フーリエ変換FFTを行って、ユーザーｕにおけるアンテナkの完全な周波数領域チャネル応答
を得るステップFと、
を更に含むことを特徴とする請求項10に記載の方法。
前記補間演算が線形補間演算であることを特徴とする請求項13又は請求項14に記載の方法。