JP2007064671A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ステップ周波数方式のレーダにおいて、レンジサイドローブ領域に発生するグレーティングローブの低減を図る。
【解決手段】 ステップ周波数を用いたレーダ装置において、ウェイト制御器９を設け、パルス圧縮器６における複素ウェイトを制御し、レンジサイドローブが上昇する距離領域における、受信感度応答特性の低減を図る。
【選択図】 図１

Description

本発明は、クラッタを抑圧し、高い距離分解能を形成して目標を検出するステップ周波数方式のレーダ装置に関する。

直線状のＦＭ変調を加えたチャープ信号を空間に向けて送信するパルス圧縮レーダによれば、受信時のパルス圧縮により、距離方向に高い分解能を得ることができる。（例えば、非特許文献１参照。）。

パルス圧縮レーダは、送信パルス信号におけるチャープ帯域幅ΔＦを広げることで、より高い距離分解能を得ることができるが、周波数が連続するチャープ帯域幅ΔＦの拡大は、送受信における瞬時帯域の広がりが大となり、アンテナや送受信器の構成を困難にするので、チャープ帯域幅ΔＦを拡大してより距離分解能を高めるのには限界がある。

そこで、瞬時帯域を大きく広げることなく高い距離分解能を得るために、狭帯域の周波数をステップ状に変化させて送受信するステップ周波数方式のレーダ装置が提案されている。（例えば、非特許文献２のpp.200-209、及び非特許文献３参照。）。

ステップ周波数方式のレーダ装置によれば、狭帯域周波数をステップ状に変化させたＮ（複数）個のパルス（ｆ１，ｆ２，・・ｆｎ，・・・ｆＮ）からなるパルス信号を送信し、受信時において、各パルスに対するパルス圧縮と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換；Fast Fourier Transform）合成によるステップ周波数合成とによって、広帯域なチャープ信号によるのと等価な高い距離分解能を得ることができる。

従来のステップ周波数方式のレーダ装置は、図７に示したように構成されている。

すなわち、ステップ＆チャープ信号生成器１は、ステップ周波数からなるパルス信号を生成して送信増幅器２に供給する。

ステップ＆チャープ信号生成器１において生成されるパルス信号は、図８（ａ）に示したように、パルス幅τを有し、パルス繰り返し周期（ＰＲＩ）でつらなるパルスで構成され、隣接するパルス間では、図８（ｂ）に対応して示したように、ステップ周波数Δｆの間隔（ステップ）を有し、ＣＰＩ(Coherent Processing Interval)の期間内において、すなわち受信時におけるＭＴＩ（Moving Target Indicator）やＤＦＴ(Digital Fourier Transform)などの処理が完了するのに必要な期間内において、周波数Ｆの範囲にわたり変化するように形成されている。ステップ周波数方式のレーダ装置では、周波数Ｆの範囲が広ければ広いほど、受信時においてより高い距離分解能を得ることができる。

ステップ＆チャープ信号生成器１で生成されたパルス信号は、アンテナから送信するのに必要な周波数にアップコンバートされて送信増幅器２に供給され、送信増幅器２において送信増幅された後、サーキュレータ３及びアダプティブアレイからなるアンテナ４を介して空間に放射される。

アンテナ４を介して空間に放射され、目標で反射されてアンテナ４を介して受信された反射パルス信号は、サーキュレータ３を介して受信器５に供給される。

受信器５は、高周波増幅回路及び周波数変換回路及びＡ／Ｄ変換回路を備え、サーキュレータ３を介して供給された目標反射パルス信号は、増幅され、中間周波数信号（ＩＦ）に変換され、さらにデジタル信号への変換が行われた後、パルス圧縮器６に供給される。

パルス圧縮器６に供給された反射パルス信号は、狭帯域な各パルスに対するパルス圧縮を受けた後、ステップ周波数合成器７に供給される。

ステップ周波数合成器７は、パルス圧縮された反射パルス信号に対しＦＦＴ合成を行い、パルス幅が１／Ｆからなる距離方向に高分解能の目標検出信号を生成出力する。

このステップ周波数合成器７の出力信号は、目標に対する測角や測距処理や移動目標検出等の処理を経て、不図示の表示器等に供給表示される。

なお、図７において、レーダ制御器８は、レーダの送受信機能を統括制御するとともに、送信パルス信号を生成するのに必要なタイミング信号をステップ＆チャープ信号生成器１に供給する。
電子情報通信学会「改訂レーダ技術」pp.275-278(1996) Donald R.Wehner「High-Resolution Radar Second Edition」Artech House(1995) Jae Sok Son「Range-Doppler Radar Imaging and Motion Compensation」Artec House(2001), pp.13-15

上記説明のように、電波取得の制約等により、連続した周波数範囲の広いチャープ信号を形成できない場合でも、ステップ周波数方式のレーダ装置によれば、狭帯域の周波数がステップ状に広がるパルス信号の送受信により、距離方向に高い分解能を得ることができる。

ステップ周波数方式のレーダ装置において、狭帯域の周波数がステップ状に広がるパルス信号を形成するのは、前述のように、チャープ帯域の拡大が送受信機器の構成を困難にするという理由のほかに、連続した広い周波数帯域を占有することができないという電波取得上の制約があるからである。

従ってまた、電波取得の制約上から、周波数Ｆにわたりステップ周波数信号を形成するとき、どうしても飛び飛びにステップ周波数Δｆの間隔を広げざるを得ない場合が発生する。

しかしながら、たとえ距離方向に高い分解能が得られるとしても、ステップ周波数方式のレーダ装置において、ステップ周波数Δｆの間隔が広がり、結果的にステップ数（Ｎ個）が少なくなると、図８（ｃ）に合成振幅を示したように、距離サイドローブのレベルが上昇し、主ローブＬとは１／Δｆの間隔を隔てた距離にグレーティングローブＳ１，Ｓ２が周期性を有して発生する。

このように、ステップ周波数Δｆの間隔が広がれば広がるほど、より主ローブＬに近い距離領域にグレーティングローブＳ１，Ｓ２が発生するので、たとえ高い距離分解能が得られたとしても、クラッタ等の影響により目標検出機能や目標追尾能力が低下するという現象が発生した。

そこで本発明は、上記従来の課題を解決するもので、グレーティングローブを抑制し、距離方向に高い分解能を得つつ、クラッタを抑圧して良好な目標検出機能や目標追尾能力が得られるレーダ装置を提供することを目的とする。

第１の本発明は、ステップ周波数からなるパルス信号をアンテナを介して空間に放射し、反射パルス信号をパルス圧縮合成して目標を検出するレーダ装置において、前記アンテナを介して受信された反射パルス信号を導入し、複素ウェイトに基づきパルス圧縮するパルス圧縮手段と、このパルス圧縮手段によりパルス圧縮された前記反射パルス信号を合成して出力するステップ周波数合成手段と、前記パルス圧縮手段の複素ウェイトを制御するウェイト制御手段とを具備し、前記ウェイト制御手段は、前記ステップ周波数合成手段の出力信号におけるレンジサイドローブの受信感度が低減するように複素ウェイトを制御することを特徴とする。

第２の本発明は、ステップ周波数からなるパルス信号をアンテナを介して空間に放射し、反射パルス信号をパルス圧縮合成して目標を検出するレーダ装置において、前記アンテナを介して受信された前記反射パルス信号を合成して出力するステップ周波数合成手段と、このステップ周波数合成手段で合成された前記反射パルス信号を複素ウェイトに基づきパルス圧縮して出力するパルス圧縮手段と、このパルス圧縮手段の複素ウェイトを制御するウェイト制御手段とを具備し、前記ウェイト制御手段は、前記パルス圧縮手段の出力信号におけるレンジサイドローブの受信感度が低減するように複素ウェイトを制御することを特徴とする。

上記第１及び第２の本発明は、ステップ周波数方式のレーダ装置において、受信時におけるパルス圧縮及びステップ周波数合成による出力波形は、パルス圧縮後における距離軸上の信号波形と、ステップ周波数合成による距離軸上の信号波形との乗算によるものであり、パルス圧縮における複素ウェイトを制御することにより、サイドローブレベルが上昇する距離領域における受信感度の応答特性を低下させることができることに着目してなされたものである。

すなわち、第１及び第２の本発明のレーダ装置は、ウェイト制御手段を設け、グレーティングローブが形成される距離領域の受信感度の応答特性が低下するように、パルス圧縮手段における複素ウェイトを制御するので、たとえ電波取得の制約上、ステップ周波数Δｆの間隔を広げざるを得ない場合でも、距離方向に高い分解能を形成しつつ、クラッタを抑圧し良好な目標検出機能や目標追尾能力を得ることができる。

以下、本発明に係るレーダ装置の一実施例を図１ないし図６を参照して説明する。なお、図７及び図８に示した従来の構成と同一構成には同一符号を付して詳細な説明は省略する。

図１は、本発明に係るレーダ装置の第１の実施例を示した構成図である。

すなわち、レーダ制御器８から供給されるタイミング信号に基づき、ステップ＆チャープ信号生成器１は、ステップ周波数からなるパルス信号を生成するとともに、アンテナから送信するのに必要な周波数にアップコンバートした後、送信増幅器２に供給する。

ステップ＆チャープ信号生成器１で生成されるパルス信号は、ＣＰＩの期間内に、Ｎ（複数）個（ｆ１，ｆ２，・・・ｆｎ，・・・ｆＮ）の狭帯域のパルスが周波数Ｆの範囲に広がるように配列され、図２（ａ）に拡大して示したように、パルス幅τの各パルスは、パルス繰り返し周期（ＰＲＩ）を有し、隣接するパルス信号間では、図２（ｂ）に示したように、ステップ周波数Δｆの間隔を有するように形成されている。なお、ステップ周波数において、ステップ状の各パルスの周波数は、それぞれ一定である場合もあるが、本実施例ではそれぞれ狭帯域のチャープ周波数からなるものとして説明する。

ステップ＆チャープ信号生成器１から送信増幅器２に供給されたパルス信号は、サーキュレータ３及びアンテナ４を介して空間に放射され、アンテナ４を介して空間に放射されたパルス信号は目標で反射されてアンテナ４で受信され、サーキュレータ３を介して受信器５に供給される。

受信器５は、高周波増幅回路及び周波数変換回路及びＡ／Ｄ変換回路を備え、サーキュレータ３を介して供給された受信パルス信号を高周波増幅し、中間周波数信号（ＩＦ）に変換するとともに、Ａ／Ｄによりデジタル信号に変換して出力する。

受信パルス信号は、受信器５のＡ／Ｄ変換回路により、直交デジタル（Ｉ，Ｑ）信号ｘ（ｒ，ｎ）に変換され、パルス圧縮器６に供給される。

なお、パルス圧縮器６に供給される直交デジタル（Ｉ，Ｑ）信号ｘ（ｒ，ｎ）、すなわち受信信号ｘ（ｒ，ｎ）において、ｒはレンジ（距離）セル番号（ｒ＝１〜Ｒ（複数））を、ｎはステップ周波数の周波数番号（ｎ＝１〜Ｎ）を表わすものとする。

そこで、この第１の実施例に係るレーダ装置は、図７に示した従来のレーダ装置とは異なり、以下説明するように、パルス圧縮器６は、供給される受信信号ｘ（ｒ，ｎ）に対し、ウェイト制御器９から供給される複素ウェイトに基づき、レンジサイドローブ領域の受信感度が低減するようにパルス圧縮を行い、ステップ周波数合成器７に供給する。

受信信号ｘ（ｒ，ｎ）に対する、複素ウェイトに基づくパルス圧縮器６のパルス圧縮動作と、図７に示した従来のレーダ装置におけるパルス圧縮器６におけるパルス圧縮動作を対比し、その相違点を以下説明する。

図２（ｃ）の実線で示した特性曲線は、図８（ｃ）に示した従来のレーダ装置におけるステップ周波数合成信号の振幅波形に対応し、図１に示したステップ周波数合成器７におけるステップ周波数合成の信号振幅波形を示したものである。

一方、図２（ｃ）に点線で示した特性曲線は、図１に示したパルス圧縮器６において、ウェイト制御器９から供給される複素ウェイトに基づき形成される受信感度の応答特性を示したものである。

すなわち、図１に示したこの第１の実施例におけるレーダ装置において、受信器５から供給される受信信号ｘ（ｒ，ｎ）は、パルス圧縮器６において、ウェイト制御器９から供給される複素ウェイトに基づき、周波数が順次ステップ状に変化する狭帯域の受信パルス信号に対するパルス圧縮が施されるものであり、パルス圧縮器６におけるパルス圧縮は、下記（１）式により行われる。なお、下記（１）式に基づくパルス圧縮は、例えば前記非特許文献１、並びに非特許文献２の特にｐｐ１４９−１５３、及びｐｐ１７４−１７７に記載されている。

・・・・（１）
但し、
ＦＴｒ ： レンジセルｒに関するフーリエ変換
ＦＴ ： フーリエ変換
ＩＦＴｆ ： チャープ周波数ｆ（ｆ＝１〜Ｒ）に対する逆フーリエ変換
＊ ： 複素共役
ｆ ： チャープ周波数
Ｘ（ｆ，ｎ） ： ｘ（ｔ）のフーリエ変換
Ｗ（ｆ，ｎ） ： パルス圧縮時の複素ウェイト
ｘr（ｒ，ｎ） ： パルス圧縮後の信号
ｒｆ ： パルス圧縮用参照信号
を表す。

すなわち、パルス圧縮器６におけるパルス圧縮は、ウェイト制御器９からの複素ウェイトＷ（ｆ，ｎ）に基づき、ウェイト制御器９を介して、レーダ制御器８から供給される既知のパルス圧縮用参照信号ｒｆと、受信器５から供給される受信信号ｘ（ｒ，ｎ）との相関演算を行うものであり、上記説明のように、相関演算を上記（１）式に示したＦＦＴの演算により行なわれる。なお、レーダ制御器８から供給されるパルス圧縮用参照信号ｒｆは、下記（２）式で表わされる。

・・・・（２）
但し、
Ｂ ： チャープ帯域幅
τ ： パルス幅
ｔ ： 時間
を表す。

そこで、図１に示したレーダ装置において、パルス圧縮器５は、ウェイト制御器９から供給される複素ウェイトＷ（ｆ，ｎ）に基づきパルス圧縮を行ったとき、そのパルス圧縮による受信信号ｘ（ｒ，ｎ）に対する受信感度の応答特性は図２（ｃ）に点線で示したように現れる。

そこで、ウェイト制御器９は、図３に要部を拡大して示したように、主ローブＬの観測範囲を挟み距離方向に発生する各グレーティングローブＳ１，Ｓ２の領域にわたり、受信感度応答特性のヌル点が複数（Ｍ）個（１，２，・・・ｍ，・・・Ｍ）形成されるように、下記（３）式による演算により、十分収束した時点の複素ウェイトＷ（ｆ，ｎ，ｐ＝収束時点）を生成してパルス圧縮器６に供給する。

下記（３）式は、フィードバックループのＭＳＮ(Maximum Signal to Noise Ratio)方式の演算であり、下記（３）式に示したＭＳＮ方式の演算により、サイドローブレベルが上昇し、グレーティングローブが形成される距離領域において、受信感度応答特性上ヌル点を形成されるように、複素ウェイトＷ（ｆ，ｎ，ｐ＝収束時点）を生成し、パルス圧縮器６に供給される。なお、フィードバックループのＭＳＮ方式については、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（1999），ｐｐ．６７−８６に記載されている。

・・・・ （３）
但し、
ｐ ： 収束するまでの演算回数
μ ： ステップサイズ
ｍ ： ヌル形成ポイント番号（ｍ＝１〜Ｍ）
Ｆ（ｎ） ：ステップ周波数（ｎ＝１〜Ｎ）
ｔ０ ： パルス圧縮処理の基準レンジセルに対応する時間
ｔｍ ： パルス圧縮時にヌルを形成するレンジセルに対応する時間
Ｒ０ ： パルス圧縮処理の基準レンジに対応する距離
Ｒｍ ： パルス圧縮処理の基準レンジに対応するヌルを形成するレンジ
ｃ ： 光速
を示す。

パルス圧縮器６において、主ローブＬの観測範囲を挟んで発生するグレーティングローブＳ１，Ｓ２の距離領域に、受信感度における応答特性のヌル点を複数（Ｍ）個が形成された出力信号ｘｒ（ｒ，ｎ）は、ステップ周波数合成器７に供給される。

ステップ周波数合成器７は、下記（４）式により、ステップ周波数に対するＦＦＴ（フーリエ変換）合成の実施により、各レンジセル番号ｒ毎に、距離方向に更にＮポイントに分割された出力信号Ｘstep（ｒ）を得ることができる。

・・・・（４）
但し、
Ｘstep（ｒ） ： レンジセル番号ｒ毎に更にＮポイントに分割した信号
ＦＴｎ ： 周波数ｎに関するフーリエ変換
を表す。

なお、上記（４）式では、簡略化のため、フーリエ変換時に窓関数を含めない式で記述されているが、窓関数を含めた式としても良い。

上記説明のように、この実施例のレーダ装置は、パルス圧縮及びステップ周波数合成による出力振幅は、パルス圧縮後における距離軸上の信号波形と、ステップ周波数合成による距離軸上の信号波形との乗算によるものであり、パルス圧縮器６において、主ローブＬの観測範囲を挟んで発生するグレーティングローブＳ１，Ｓ２の距離領域に、受信感度における応答特性のヌル点を複数（Ｍ）個が形成したので、サイドローブレベルが上昇する距離領域における受信感度の応答特性は低下し、クラッタを抑圧し良好な目標検出機能や目標追尾能力を得ることができる。

上記説明において、ウェイト制御器９は、グレーティングローブＳ１，Ｓ２が発生する距離方向に受信感度応答特性のヌル点がＭ個形成されるように複素ウェイトを設定したが、図４に振幅波形図を示したように、受信感度の応答特性が、主ローブＬを中心とした距離方向の観測範囲領域において一定となるように、いわゆるレベル拘束を付ける方式を採用しても良い。レベル拘束を付すＭＳＮ方式については、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（1999），ｐｐ．８７−９８に記載されている。

また、パルス圧縮用の複素ウェイトは、ステップ周波数Δｆに対応する各レンジセル（すなわち、フィルタバンク）毎に変えても良いが、パルス圧縮器６における処理負荷を軽減するために、各レンジセルにおいて、共通した複素ウェイトを使用するように構成しても良い。

各レンジセルで共通の複素ウェイトを使用する場合は、図４に示したように、距離方向の観測範囲内において、受信感度レベルが一定（１，２，・・・Ｍｃ）となり、それ以外では受信感度の応答特性が低減ないしはゼロに近づくようにして、他のレンジセルにおいてグレーティングローブＳ１，Ｓ２が発生しないようにすることができる。

また、上記説明において、ウェイト制御器９における複素ウェイトの算出には、ＭＳＮ方式等のフィードバックループにより行う旨説明したが、いわゆる逆フーリエ変換やＳＭＩ（Sampled Matrix Inversion）方式等の直接解法により複素ウェイトを算出しても、同様に、サイドローブが上昇する距離領域に受信感度の応答特性のヌル点を形成することができる。

すなわち、所望のレンジセル応答をｒｅｓ（ｒ）としたとき、ウェイト制御器９は、下記（５）式による逆フーリエ変換の直接解法による複素ウェイトの算出により、グレーティングローブＳ１，Ｓ２の距離領域における受信感度応答特性のヌル点を形成して、グレーティングローブＳ１，Ｓ２を抑制することができる。なお、逆フーリエ変換については、日野幹雄著「スペクトル解析」朝倉書店（1977）ｐｐ．１８−１９に記載されている。

・・・・ （５）
但し、
ｒｅｓ（ｒ）： 所望のレンジセル応答
Ｗ（ｎ） ； 複素ウェイト［Ｗ（１、ｎ） Ｗ（２、ｎ）・・Ｗ（Ｒ、ｎ）］^t
ＩＦＦＴｒ［ ］； レンジセルｒに対する逆フーリエ変換
を表す。

また、直接解法にはＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）方式が知られているが、ウェイト制御器９におけるＳＭＩ方式による複素ウェイトの算出では、下記（６）式により、所望の複素ウェイトＷoptを算出し、同様にグレーティングローブＳ１，Ｓ２を抑制することができる。なお、ＳＭＩ方式については、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（1999）ｐｐ．３５−３７に記載されている。

・・・・ （６）
但し、
Ｘ(ｎ) ； Ｘ（ｆ，ｎ）からなる行列
Ｒｘｘ（ｎ） ； 相関行列
Ｒｘｙ（ｎ） ； 相関行列
Ｗ０（ｆ，ｎ） ； 初期ウェイト
Ｗopt（ｎ）； 所望ウェイト［Ｗopt（1、ｎ） Ｗopt（2、ｎ）・・Ｗopt（Ｒ、ｎ）］^t
Ｅ［ ］；平均
ｔ ；転値
＊ ；複素共役
を表す。

また、このＳＭＩ方式においても、拘束付出力最小化方式を適用することができ、拘束付出力最小化方式を適用した場合は、同じく図４に示したように、主ローブＬを中心とした観測範囲においては、受信感度の応答特性が一定（１，２，・・・Ｍｃ）になるように、レベルを拘束した状態で、グレーティングローブのレベルを低減しても良い。なお、拘束付ＳＭＩ方式については、菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」科学技術出版（1999）ｐｐ．９８−９９に記載されている。

以上説明のように、ウェイト制御器９において、フィードバック方式によることなく、直接解法による演算により複素ウェイト算出によっても、グレーティングローブＳ１，Ｓ２を抑圧する受信感度の応答特性を有するパルス圧縮信号を生成して、ステップ周波数合成器７に供給され、ステップ周波数合成器７では前記式（４）を用いたステップ周波数合成を実行する。

以上要するに、本実施例のレーダ装置によれば、パルス圧縮及びステップ周波数合成による出力振幅は、パルス圧縮後における距離軸上の信号波形と、ステップ周波数合成による距離軸上の信号波形との乗算によることから、グレーティングローブ発生距離領域の受信感度応答を低減ないしはゼロに近付けるように、パルス圧縮時の複素ウェイトを制御するので、たとえ電波取得の制約上、ステップ周波数Δｆの間隔を広げざるを得ない場合でも、高い距離分解能のもとで、クラッタを抑圧し良好な目標検出機能や目標追尾能力を得ることができる。

次に、上記第１の実施例に係るレーダ装置は、図１に示したように、パルス圧縮器６におけるパルス圧縮を行って後、ステップ周波数合成器７においてＦＦＴ合成を行いサイドローブにおける受信感度を低減させる旨説明したが、パルス圧縮及びステップ周波数合成による出力は、パルス圧縮後における距離軸上の信号波形と、ステップ周波数合成による距離軸上の信号波形との乗算によるものであるから、パルス圧縮器６とステップ周波数合成器７との接続関係を逆にし、受信器５から供給される受信信号に対し、ステップ周波数合成器７が先にＦＦＴ合成を行い、その合成信号に対しパルス圧縮器６がウェイト制御によりパルス圧縮を行うように構成しても、同様な効果を得ることができる。

すなわち、図５は本発明におけるレーダ装置の第２の実施例を示した構成図で、図１に示した第１の実施例とは、パルス圧縮器６とステップ周波数合成器７との接続順序が異なるのみで、他の構成及び各構成における動作は上記第１の実施例と同様であり、ウェイト制御器９における複素ウェイトの演算方法は、上記第１の実施例において説明した種々の演算方法を採用することができる。

従って、この第２の実施例におけるレーダ装置においても、ウェイト制御器９は第１の実施例におけると同様に、例えばフィードバック法によりあるいは直接解法により複素ウェイトを算出し、グレーティングローブＳ１，Ｓ２が形成されるサイドローブ領域における受信感度の応答特性を低減することができるので、第１の実施例と同様に、クラッタを抑圧し、目標検出機能や目標追尾能力の向上した信号を出力することができる。

なお、上記第１及び第２の各実施例では、レーダ装置は、電波取得に制約があるという観点から、ステップ周波数からなるパルス信号は、周波数軸上で隣接するパルス間に間隙を有して配列されているものとして説明したが、もしも比較的広い帯域を連続使用可能な周波数Ｆの領域を形成できる場合は、その周波数Ｆの領域を周波数軸上で複数に分割したステップ周波数を構成しても良い。

すなわち、図２（ａ），（ｂ）に対応したパルス信号波形図を図６（ａ），（ｂ）に示したように、周波数ステップからなるパルス信号は、図６（ｂ）に示したように、隣接するステップ周波数（ｆ１，ｆ２，・・・ｆＮ）が各隣接するパルスが数軸上で一部重複、ないしは連続してつらなるように形成しても良い。このように、ステップ＆チャープ信号生成器１において、一部重複しつつも周波数Ｆの帯域を分割することで、各ステップにおける周波数帯域の制限により、受信器５等における信号処理が容易となり、回路規模を削減することができる。

本発明に係るレーダ装置の第１の実施例を示した構成図である。 図２（ａ），（ｂ）は図１に示した装置における送信パルス信号の信号波形図、図２（ｃ）は図１に示した装置の受信出力信号波形図である。 図２（ｃ）に示した出力信号波形を拡大したもので、特にウェイト制御によるパルス圧縮において、複数のヌル点を形成した受信感度応答特性の説明図である。 図１に示した装置のパルス圧縮の動作特性において、拘束ポイントを示し受信感度特性の説明図である。 本発明に係るレーダ装置の第２の実施例を示した構成図である。 本発明に係るレーダ装置に適用される他の送信パルス信号の信号波形図である。 従来のレーダ装置の構成図である。 図８（ａ），（ｂ）は図７に示した装置における送信パルス信号の信号波形図、図８（ｃ）は図１に示した装置の受信出力信号波形図である。

符号の説明

１ ステップ＆チャープ信号生成器
２ 送信増幅器
３ サーキュレータ
４ アンテナ
５ 受信器
６ パルス圧縮器（パルス圧縮手段）
７ ステップ周波数合成器（ステップ周波数合成手段）
８ ウェイト制御器（ウェイト制御手段）
９ レーダ制御器

Claims (7)

1. ステップ周波数からなるパルス信号をアンテナを介して空間に放射し、反射パルス信号をパルス圧縮合成して目標を検出するレーダ装置において、
   前記アンテナを介して受信された反射パルス信号を導入し、複素ウェイトに基づきパルス圧縮するパルス圧縮手段と、
   このパルス圧縮手段によりパルス圧縮された前記反射パルス信号を合成して出力するステップ周波数合成手段と、
   前記パルス圧縮手段の複素ウェイトを制御するウェイト制御手段と
   を具備し、
   前記ウェイト制御手段は、前記ステップ周波数合成手段の出力信号におけるレンジサイドローブの受信感度が低減するように複素ウェイトを制御することを特徴とするレーダ装置。
2. ステップ周波数からなるパルス信号をアンテナを介して空間に放射し、反射パルス信号をパルス圧縮合成して目標を検出するレーダ装置において、
   前記アンテナを介して受信された前記反射パルス信号を合成して出力するステップ周波数合成手段と、
   このステップ周波数合成手段で合成された前記反射パルス信号を複素ウェイトに基づきパルス圧縮して出力するパルス圧縮手段と、
   このパルス圧縮手段の複素ウェイトを制御するウェイト制御手段と
   を具備し、
   前記ウェイト制御手段は、前記パルス圧縮手段の出力信号におけるレンジサイドローブの受信感度が低減するように複素ウェイトを制御することを特徴とするレーダ装置。
3. 前記パルス信号は、チャープ信号がステップ状に配列されて構成されたことを特徴する請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記ウェイト制御手段は、フィードバックループにより前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記フィードバックループによる前記複素ウェイトの算出は、ＭＳＮ方式によることを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
6. 前記ウェイト制御手段は、直接解法により前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記直接解法による前記複素ウェイトの算出は、ＳＭＩ方式によることを特徴とする請求項６に記載のレーダ装置。
   
   

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