JP2006313881A - バイポーラトランジスタおよび高周波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止することが可能なバイポーラトランジスタおよび高周波増幅回路の提供を目的とする。
【解決手段】直流バイアスが供給される直流バイアス（ＤＣ）端子３と、ＤＣ端子３に接続されたＤＣ用ベース電極６と、高周波信号が供給される高周波電力（ＲＦ）端子４と、ＲＦ端子４に接続されたＲＦ用ベース電極７と、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７とに接続されているベース層８とを有する。
【選択図】図１

Description

この発明は半導体装置に関し、より特定的にはバイポーラトランジスタとバイポーラトランジスタを備えた高周波増幅回路に関する。

現在、移動体通信用電力増幅器には増幅素子として、ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor Field Effect Transistor）、ＧａＡｓ−ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Hetero-junction Bipolar Transistor）等が用いられている。特に、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、単にＨＢＴと記載）は、ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴと比較して、（１）負電源を必要としないので単一正電源動作が可能、（２）コレクタ電流密度を大きくできるのでチップサイズの小型化が可能、という利点を有している。

一般にバイポーラトランジスタでは、素子の温度が上昇するとベース・エミッタ間電圧のオン電圧（以下、ベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ、ベース・エミッタ間のオン電圧をＶｆと略記することがある。）が低下するために、コレクタ電流が増加することが知られている。このため複数のトランジスタを有する高周波電力増幅器において、コレクタ電流の集中が生じると、消費電力の増加により局所的な素子の温度上昇が発生し、これによりさらに局所的な素子でコレクタ電流が増加するという悪循環に陥る。従って、各トランジスタ間の電流が不均一になると、電力増幅器の性能や寿命に悪影響を与えるだけでなく、電流の集中がさらに進むので、そのトランジスタが熱暴走の状態に陥り破壊に至ることがある。

このような問題に対して、バイポーラトランジスタのベースに接続され、素子の温度上昇に対してベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ）に負帰還を与えるベースバラスト抵抗が用いられてきた。このＶｂｅの負帰還により、温度上昇によるコレクタ電流の増加を相殺し、熱暴走を防ぐことが可能となる。以下に、従来のベースバラスト抵抗を用いた高周波増幅回路の従来技術を示す。

図１９（ａ）は、従来の高周波増幅回路の等価回路図である。バイポーラトランジスタ１０１−１、１０１−２、１０１−ｎ（以下、代表して１０１と記載する。）は、セル数ｎのバイポーラトランジスタである。コレクタ端子１１５にコレクタ電圧が印加され、エミッタ端子は接地されている。直流（ＤＣ）バイアスは、ＤＣ端子１４８から供給され、高周波（ＲＦ）電力はＲＦ端子１４９から入力される。ＤＣ端子１４８は、ベースバラスト抵抗としての抵抗１４７を介して、バイポーラトランジスタ１０１のベース電極１０５−１、１０５−２、１０５−ｎ（以下、代表して１０５と記載する。）に接続されている。ＲＦ端子１４９はコンデンサ１６３を介して、バイポーラトランジスタ１０１のベース電極１０５に接続されている。バイポーラトランジスタ１０１で増幅された高周波電力はコレクタ端子１１５から出力される。

図１９（ｂ）は、図１９（ａ）の各端子における電圧と電流の概略を示す図である。バイポーラトランジスタ１０１の電流増幅率（ｈＦＥ）を５０、バイポーラトランジスタ１０１のセル数をｎ＝２０、抵抗１４７の抵抗値を５Ωとする。コレクタ電流の総量が１Ａで電流の不均一がない場合、各バイポーラトランジスタ１０１について、コレクタ電流は５０ｍＡ、ベース電流は１ｍＡである。ベース電流の総量は２０ｍＡであり、抵抗１４７で生じる電圧降下は０．１Ｖである。したがって、ＤＣ端子１４８に１．３Ｖを印加すると、ベース電極１０５には１．２Ｖが印加される。

図１９において、任意のバイポーラトランジスタに電流集中が生じた場合を考える。例えば、バイポーラトランジスタ１０１−２に他のバイポーラトランジスタ１０１−ｎの１．２倍に当たる６０ｍＡのコレクタ電流が流れる場合を仮定する。この時バイポーラトランジスタ１０１のｈＦＥが５０なので、抵抗１４７を流れるベース電流は１ｍＡから１．２ｍＡに増加し、抵抗１４７を流れるベース電流は２０ｍＡから２０．２ｍＡに増加する。このベース電流の増加（０．２ｍＡ）により抵抗１４７で生じるＶｂｅの負帰還は、高々１ｍＶである。一方、電流の増加によりバイポーラトランジスタ１０１−２の接合温度は当初の８０℃から９０℃へと上昇する。この温度上昇（１０℃）により、Ｖｂｅのオン電圧（Ｖｆ）は０．０１７Ｖ低下する。このように、抵抗１４７で生じるＶｂｅの負帰還（１ｍＶ）が、温度上昇によるＶｆの低下（１７ｍＶ）より小さいので、コレクタ電流は上昇を続ける。具体的には、Ｖｆが１７ｍＶ減少し、Ｖｂｅの負帰還が１ｍＶであると、全体としてＶｆが１６ｍＶ減少したことと等価であり、バイポーラトランジスタ１０１−２に流れる電流は６０％増加して８０ｍＡになる。ここで、抵抗１４７の抵抗値を増加させると、得られるＶｂｅの負帰還の量も増加するが、この場合には、通常の動作でも抵抗１４７での電圧降下が大きくなり、必要とされるＤＣ端子１４８の印加電圧が大きくなるので適当でない。

以上説明したように、図１９の従来の高周波増幅回路の課題は、抵抗１４７で得られるＶｂｅの負帰還電圧がコレクタ電流の増加によるＶｆの低下を相殺するのに不十分なため、任意のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が２０％増加した場合に、このバイポーラトランジスタの熱暴走を防止できないことである。

図２０は従来の別の高周波増幅回路の等価回路図である（特許文献１参照）。

本高周波増幅回路と図１９の従来の高周波増幅回路との違いは、ＤＣ端子１４８とベース電極１０５の間に、ベースバラスト抵抗としての抵抗１４６−１、１４６−２、１４６−ｎ（以下、代表して１４６と記載する。）がそれぞれ接続されていることである。このとき、バイポーラトランジスタ１０１のセル数がｎ＝２０の場合、ＤＣ端子１４８とベース電極１０５の間に接続されている抵抗１４６の並列抵抗の値を５Ωに設定するには、個々の抵抗１４６の抵抗値を１００Ωに設定すれば良い。

図２０において、抵抗１４６が各バイポーラトランジスタ１０１に設けられ、一見、抵抗１４６によるＶｂｅの負帰還を大きくできるように見えるが、効果的には十分といえない。この理由は、バイポーラトランジスタ１０１のベース電極１０５が、高周波を伝送する配線１４５で共通につながっているからである。これにより任意のバイポーラトランジスタ（例えば１０１−２）の電流が増加した場合、これに伴って増加するベース電流の供給は、抵抗１４６−２を通過した電流だけでなく、他の抵抗１４６−ｎからも配線１４５を介して行われる。この現象は、ベース電極１０５−２と他のベース電極１０５−ｎとが、回路的に同じ電位になることからも理解できる。

以上説明したように、図２０の従来の高周波増幅回路の課題は、抵抗１４６で得られるＶｂｅの負帰還電圧が、図１９の従来の高周波増幅回路と回路的に同等であり、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するのになお不十分なことである。

図２１は従来の別の高周波増幅回路の等価回路図である（特許文献２参照）。

本高周波増幅回路と図２０の従来の高周波増幅回路との違いは、コンデンサ１５０−１、１５０−２、１５０−ｎ（以下、代表して１５０と記載する。）が、それぞれ抵抗１４６−１、１４６−２、１４６−ｎと並列に接続されていることである。高周波電力は、理想的には、コンデンサ１５０を通過してベース電極１０５からバイポーラトランジスタ１０１に入力される。一方、直流バイアスは抵抗１４６を通過してベース電極１０５からバイポーラトランジスタ１０１に供給される。コンデンサ１５０は高周波の損失を低減するためにある程度大きな値に設定する必要がある。またバイポーラトランジスタ１０１のセル数をｎ＝２０、抵抗１４６の抵抗値を１００Ωに設定した場合、抵抗１４６の並列抵抗の値が５Ωになる。

本高周波増幅回路において、図１９の従来の高周波増幅回路を用いた検討と同様に、バイポーラトランジスタ１０１−２に他のバイポーラトランジスタ１０１−ｎの１．２倍に当たる６０ｍＡのコレクタ電流が流れる場合を仮定する。バイポーラトランジスタ１０１のｈＦＥが５０なので、抵抗１４６−２を流れるベース電流は１ｍＡから１．２ｍＡに増加する。抵抗１４６は１００Ωなので、抵抗１４６で生じるＶｂｅの負帰還電圧は２０ｍＶになる。一方、電流の増加によりバイポーラトランジスタ１０１−２の接合温度は当初の８０℃から９０℃へと上昇し、この温度上昇（１０℃）によるＶｂｅのオン電圧（Ｖｆ）の低下は１７ｍＶになる。この場合には、抵抗１４６で生じるＶｂｅの負帰還（２０ｍＶ）が、温度上昇によるＶｆの低下（１７ｍＶ）より大きいので、コレクタ電流は低下を始める。このように、本高周波増幅回路では、コレクタ電流の増加をＶｂｅの負帰還により相殺できるので、熱暴走を防止することができる。

しかしながら、図２１の従来の高周波増幅回路の課題は、利得の低下が発生することである。この原因は、ＲＦ端子１４９から入力された高周波電力の一部が抵抗１４６を通過することにより、これが熱として消費されてしまうからである。

図２２は、更に別の従来の高周波増幅回路の等価回路図である（特許文献３参照）。

本高周波増幅回路と、図２１の従来の高周波増幅回路との違いは、ＲＦ端子１４９から入力された高周波電力は抵抗１４６を通過することなくベース電極１０５に入力されることである。これにより、利得の低下を回避することができる。

しかしながら、図２２の従来の高周波増幅回路の課題は、高周波電力を通過させるためのコンデンサ１５１を各バイポーラトランジスタ１０１に設ける必要があるので、レイアウトが複雑になり、チップ面積の増大によりコストが増加することである。

また、図２２の従来の高周波増幅回路の別の課題は、高周波電力と直流バイアスが端子１５２−１、１５２−２、１５２−ｎ（以下、代表して１５２と記載する。）で合流するために、高周波電力が直流バイアス端子１４８に漏れ易く、直流バイアス端子１４８にバイアスを供給するためのバイアス回路（図では省略）に悪影響を与えることである。これを解決するためには、ＤＣ端子１４８にグランド用のコンデンサを接続する必要があり、この場合には部品数の増加が問題となる。

図２３（ａ）は、従来の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタ１０１の構造断面図である。図２３（ｂ）は従来のバイポーラトランジスタ１０１の平面図であり、当図の一点鎖線Ａ−Ａ´における断面図が図２３（ａ）の断面図である。ただし、図２３（ａ）では、エミッタ配線１３２を省略している。図２３（ａ）において、例えば、ＧａＡｓからなる基板１１８上には、ｎ^＋型のＧａＡｓからなるコレクタコンタクト層１１７と、ｎ型のＧａＡｓからなるコレクタ層１０９と、ｐ型のＧａＡｓからなるベース層１０８と、ｎ型のＩｎＧａＰからなるエミッタ層１１１と、ｎ型のＩｎＧａＡｓからなるエミッタコンタクト層１１０とが順次形成されている。また、エミッタコンタクト層１１０上にはエミッタ電極１１３が、コレクタコンタクト層１１７上にはコレクタ電極１１２が、ベース層１０８上にはベース電極１０７が形成されている。ベース層１０８を形成するｐ型ＧａＡｓは、不純物濃度が４×１０^１９ｃｍ^−３、厚さが８０ｎｍ、シート抵抗が２５０Ω／ｓｑである。図２３（ｂ）において、エミッタ電極１１３は、エミッタ配線１３２に接続されて外部に引き出され、エミッタ端子１０２と接続されている。端子１０３からベース電極１０７にＤＣとＲＦの合成された信号が供給される。高周波特性を向上するためにベース・エミッタ間抵抗１２２を小さくする必要があり、ベース電極１０７とエミッタ層１１１の間隔１１９を近づけることが必要である。このため、間隔１１９を長くすると、ベース・エミッタ間抵抗１２２が大きくなり、Ｖｂｅの負帰還電圧を大きくすることができるが、他方、高周波電力の損失が大きくなり、高周波特性が劣化する。

このように、図２３の従来のバイポーラトランジスタ１０１の課題は、ベース電極１０７にＤＣとＲＦの合成された信号が供給されることから、高周波特性を向上するためにはベース・エミッタ間抵抗１２２を小さくすることが必要であり、このためＶｂｅの負帰還電圧を大きくすることができないことである。

図２４は、従来の高周波増幅回路における他のバイポーラトランジスタの構造断面図である。本バイポーラトランジスタと、図２３の従来のバイポーラトランジスタ１０１との違いは、ベース層１０８上に２つのメサ形成されたエミッタ層１１１と、３つのベース電極１０７が形成されている点である。一般的に、エミッタ層を複数有するバイポーラトランジスタをマルチフィンガー型のバイポーラトランジスタと呼ぶ。マルチフィンガー型のバイポーラトランジスタにおいても、高周波特性を向上するためにベース・エミッタ間抵抗１２２を小さくする必要があり、ベース電極１０７とエミッタ層１１１の間隔１１９−１〜１１９−４を近づけることが必要とされる。この時、ベース・エミッタの間隔１１９−１〜１１９−４は同じ長さになるように設計される。
米国特許第６８２８８１６号明細書 米国特許第５３２１２７９号明細書 米国特許第５６２９６４８号明細書

図１９の従来の高周波増幅回路の課題は、抵抗１４７で得られるＶｂｅの負帰還電圧がコレクタ電流の増加によるＶｆの低下を相殺するのに不十分なため、例えば任意のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が２０％増加した場合に、このバイポーラトランジスタの熱暴走を防止できないことである。

図２０の従来の高周波増幅回路の課題は、抵抗１４６で得られるＶｂｅの負帰還電圧が、図１９の従来の高周波増幅回路と回路的に同等であり、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するのになお不十分なことである。

図２１の従来の高周波増幅回路の課題は、利得の低下が発生することである。この原因は、ＲＦ端子１４９から入力された高周波電力の一部が抵抗１４６を通過することにより、これが熱として消費されてしまうからである。

図２２の従来の高周波増幅回路の課題は、高周波電力を通過するためのコンデンサ１５１を各バイポーラトランジスタに設ける必要があり、レイアウトが複雑になるので、チップ面積の増大によりコストが増加することである。

また、高周波電力と直流バイアスが端子１５２で合流するために、高周波電力が直流バイアス端子１４８に漏れ易く、ＤＣ端子１４８にバイアスを供給するためのバイアス回路（図では省略）に悪影響を与えることが課題であった。これを解決するためには、ＤＣ端子１４８にグランド用のコンデンサを接続する必要があり、この場合には部品数の増加が問題であった。

図２３、２４の従来のバイポーラトランジスタ１０１の課題は、ベース電極１０７にＤＣとＲＦの合成された信号が供給されることから、高周波特性を向上するためにはベース・エミッタ間抵抗１２２を小さくすることが必要であり、このためＶｂｅの負帰還電圧を大きくすることができないことである。

以上述べたことより、従来のバイポーラトランジスタでは、熱暴走を防止しようとした場合、高周波特性が悪化したり、高周波増幅回路において利得が低下したり、高周波増幅回路のコストが上昇したり、あるいは高周波増幅回路のバイアス回路に悪影響が与えられたりする。すなわち、高周波増幅回路に悪影響が与えられる。

そこで、本発明は、かかる問題点に鑑み、高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、熱暴走を防止することが可能なバイポーラトランジスタおよび高周波増幅回路を提供することを目的とする。

本発明のバイポーラトランジスタは、第１の端子と、第２の端子と、前記第１の端子に接続された第１のベース電極と、前記第２の端子に接続された第２のベース電極と、前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とに接続されたベース層とを備えることを特徴とする。

また本発明は、第１の端子と、第２の端子と、前記第１の端子に接続された第１のベース電極と、前記第２の端子に接続された第２のベース電極と、前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とに接続されたベース層とを備えるバイポーラトランジスタを有することを特徴とする高周波増幅回路とすることもできる。

これによって、高周波信号及び直流バイアスを別個の端子に供給し、それらをベース層で合成することができる。その結果、ＤＣカット用のカップリングコンデンサを設ける必要が無くなるので、高周波増幅回路のコストを上昇させること無く熱暴走を防止することができる。また、高周波信号の入力端子とベース電極との間に抵抗を設ける必要が無くなるので、高周波増幅回路において利得を低下させること無く熱暴走を防止することができる。さらに、高周波信号の直流バイアス端子への漏れを防止することができるので、高周波増幅回路のバイアス回路に悪影響を与えること無く熱暴走を防止することができる。さらにまた、熱暴走を防止するために、高周波成分の直流バイアス回路への流れ込みを抑制するグランド用のコンデンサを設ける必要が無いので、部品数を増加させること無く熱暴走を防止することができる。また、高周波信号が入力される電極からエミッタ電極までの距離と直流バイアスが入力される電極からエミッタ電極までの距離とを変えることができるので、高周波特性を悪化させること無く熱暴走を防止することができる。すなわち、高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、熱暴走を防止することができる。

ここで、前記第１の端子には、直流バイアスが供給され、前記第２の端子には、高周波信号が供給され、前記直流バイアスと前記高周波信号とが前記ベース層において合成されてもよい。

また、動作時において、前記第２のベース電極の直流電位が前記第１のベース電極の直流電位より低くてもよい。

さらに、前記バイポーラトランジスタは、さらに、前記第１のベース電極と第２のベース電極とに挟まれて位置するエミッタ電極を備え、前記エミッタ電極から前記第２のベース電極までの距離が前記エミッタ電極から前記第１のベース電極までの距離より実質的に近くてもよい。

これによって、高周波特性を犠牲にすることなく、負帰還の効果を大きくすることができるので、高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、バイポーラトランジスタの熱暴走を確実に防止できる。

本発明によれば、任意のバイポーラトランジスタに例えば他のバイポーラトランジスタの１．２倍のコレクタ電流が流れた場合にも熱暴走を防止することが可能となる。また、熱暴走を防止しようとした場合の高周波利得の減少を無くすことができる。また、熱暴走を防止しつつ、レイアウトを容易にし、かつチップ面積の増大によるコストの増加を防止することができる。また、暴走を防止しようとした場合のバイアス回路の悪影響を防止することが可能となる。また、暴走を防止しようとした場合の部品数の増加を防止することが可能となる。また、暴走を防止しようとした場合の高周波特性の悪化を防止することが可能となる。すなわち、高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、熱暴走を防止することが可能なバイポーラトランジスタおよび高周波増幅回路を提供することが可能になる。

以下、本発明の実施の形態における高周波増幅回路について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施の形態）
図１（ａ）は、本実施の形態の高周波増幅回路におけるトランジスタ１の構造断面図である。図１（ｂ）は本実施の形態のトランジスタ１の構造平面図であり、当図の一点鎖線ａ−ａ´における断面図が図１（ａ）である。ただし、図１（ａ）では、エミッタ配線２０を省略している。図１（ａ）において、図２３（ａ）の従来のバイポーラトランジスタ１０１の構造断面図との違いは、直流（ＤＣ）バイアスが供給されるＤＣ端子３と、高周波（ＲＦ）電力が供給されるＲＦ端子４とが別々に設けられていることである。すなわち、ＤＣバイアスとＲＦ電力を異なる電極（それぞれ、ＤＣ用ベース電極６、ＲＦ用ベース電極７）からベース層８に供給していることであり、さらに本質的な違いは、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７がベース層８を介してのみ電気的に接続されていることである。このとき、ＤＣ用ベース電極６の電位をＲＦ用ベース電極７の電位より高くすることで、ベース電流が必ずバラスト抵抗と接続されたＤＣ用ベース電極６から供給されることが約束され、バイポーラトランジスタの熱暴走に対して効果を発揮する。なお、ＤＣ端子３及びＲＦ端子４はそれぞれ本発明の第１の端子及び第２の端子の一例であり、ＤＣ用ベース電極６及びＲＦ用ベース電極７はそれぞれ本発明の第１のベース電極及び第２のベース電極の一例である。

図１のバイポーラトランジスタ１は、ＨＢＴであり、ＧａＡｓからなる基板１８上には、ｎ^＋型のＧａＡｓからなるコレクタコンタクト層１７と、ｎ型のＧａＡｓからなるコレクタ層９と、ｐ型のＧａＡｓからなるベース層８と、ｎ型のＩｎＧａＰからなるエミッタ層１１と、ｎ型のＩｎＧａＡｓからなるエミッタコンタクト層１０とが順次形成されている。また、エミッタコンタクト層１０上にはエミッタ電極１３が、コレクタコンタクト層１７上にはコレクタ電極１２が、ベース層８上には直流（ＤＣ）用ベース電極６及び高周波（ＲＦ）用ベース電極７が形成されている。ベース層８を形成するｐ型ＧａＡｓは、不純物濃度が４×１０^１９ｃｍ^−３、厚さが８０ｎｍで、シート抵抗が２５０Ω／ｓｑである。また、このベース層８を用いたバイポーラトランジスタ１の電流増幅率（ｈＦＥ）は５０である。

図１において、ＤＣバイアスはＤＣ端子３に供給され、ＤＣ端子３からＤＣ用ベース電極６に供給される。ＲＦ電力はＲＦ端子４に供給され、ＲＦ端子４からＲＦ用ベース電極７に入力される。コレクタ電圧はコレクタ端子５に供給され、コレクタ端子５からコレクタ電極１２に供給される。エミッタ層１１は、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７とに挟まれる位置に形成されている。エミッタ層１１では、上面パターンにおけるフィンガー状の部分（以下、フィンガー部という）の幅（ＤＣ用ベース電極６及びＲＦ用ベース電極７の並び方向の幅）１５が２μｍ、上面パターンにおけるフィンガー部の長さ（並び方向と垂直な長さ方向の長さであるフィンガー長）３７が２０μｍ、エミッタ面積は４０μｍ^２である。ＤＣ用ベース電極６の並び方向の幅３３は１μｍ、ＲＦ用ベース電極７の並び方向の幅３４は１μｍ、ＤＣ用ベース電極６からエミッタ層１１までの距離１４は１μｍ、ＲＦ用ベース電極７からエミッタ層１１までの距離１６は１μｍである。

ベース層８において、ＤＣ用ベース電極６の右端の直下を点Ｐ、エミッタ層１１の中央の直下を点Ｑとすると、点Ｐ−点Ｑ間の抵抗２２の抵抗値は２５Ωである。同様に、点Ｒ−点Ｑ間の抵抗２３の抵抗値は２５Ωである。抵抗２２、および抵抗２３は、図１（ｂ）から分かるように、分布定数的に表現される。

図２は、本実施の形態のバイポーラトランジスタ１の動作説明図である。ＤＣ用ベース電極６には１．２Ｖが印加されており、コレクタ電極１２には３．５Ｖが印加されている。エミッタ電極１３は接地されている。ＤＣ端子３から入力されたＤＣ電流４０はベース層８を矢印４３のように進み、エミッタ層１１の直下のベース・エミッタ接合に注入され、そこでエミッタ層１１から供給される電子の一部と再結合する。ＲＦ端子４から入力されたＲＦ４２はベース層８を矢印４４のように進む。ＤＣ電流４０とＲＦ４２は、ベース層８のエミッタ層１１の直下に位置する部分で合成され、ＤＣバイアスされた高周波電力となる。トランジスタ動作により増幅された高周波電力４５は、コレクタコンタクト層１７を矢印４６のように進み、コレクタ電極１２、コレクタ端子５の順に出力される。このときバイポーラトランジスタ１に流れるコレクタ電流は５０ｍＡで、ベース電流は１ｍＡである。

図３は、本実施の形態のバイポーラトランジスタ１のベース層８における電位分布図と図１（ａ）の断面図との関係を示したものである。図３の断面図は、図１（ａ）の断面図から基板１８、コレクタコンタクト層１７、及びコレクタ電極１２を省略したものである。また、ＤＣ端子３とＤＣ用ベース電極６との間に１００Ωの抵抗４７が接続されている。ＤＣ端子３には１．３Ｖが印加され、エミッタ端子２は接地されている。

このようなバイポーラトランジスタ１において、ベース層８に１ｍＡのベース電流が流れることを考える。ＤＣ端子３から供給されるベース電流は、抵抗４７、ＤＣ用ベース電極６、及び抵抗２２を順に通過して、エミッタ層１１の直下のベース・エミッタ接合に注入される。ＤＣ用ベース電極６から供給されるベース電流のほとんど全てがベース・エミッタ接合に注入されるので、抵抗２３を流れる電流は無視できる。抵抗２２の抵抗値は２５Ωである。１ｍＡのベース電流が抵抗２２を通過するとき、抵抗２２での電位降下は２５ｍＶである。一方、抵抗２３には、電流が流れないので、電位降下は生じない。したがって、点Ｐの電位は１．２Ｖ、点Ｑの電位は１．１７５Ｖ、点Ｒの電位は同様に１．１７５Ｖとなる。

図４は、本実施の形態の図３のバイポーラトランジスタ１を複数並列接続して形成した高周波増幅回路の回路図である。ｎ個のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎが並列に接続されており、各々のＤＣ端子３−１〜３−ｎはＤＣバイアスが供給される端子４８に接続され、各々のＲＦ端子４−１〜４−ｎはＲＦ電力が供給される端子４９に接続されている。また、各々のエミッタ端子５は接地されている。端子４８には１．３Ｖが印加されており、ＤＣ用ベース電極６−１〜６−ｎの電位は１．２Ｖである。各々の抵抗４７−１〜４７−ｎの抵抗値は１００Ωである。各々のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎにおいて、ベース電流は１ｍＡ、コレクタ電流は５０ｍＡ（図中、Ｉｃ＝５０ｍＡで記載している。）である。ＲＦ用ベース電極７−１〜７−ｎのＤＣ電位は１．１７５Ｖである。各々のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎのベース・エミッタ接合温度は８０℃である。各々のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎについて、コレクタ電流が均等である場合、温度差は発生しない。

次に、任意のバイポーラトランジスタに電流集中が生じた場合を考える。図５は、本実施の形態の図４の高周波増幅回路において、バイポーラトランジスタ１−２を流れるコレクタ電流が増加したときの各端子の電位を示す高周波増幅回路の回路図である。バイポーラトランジスタ１−２に他のバイポーラトランジスタの１．２倍に相当する６０ｍＡのコレクタ電流が流れる場合を仮定している。バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎのｈＦＥが５０なので、抵抗４７−２を流れるベース電流は１．２ｍＡである。抵抗４７−２で生じる電圧降下は０．１２Ｖなので、ＤＣ用ベース電極６−２の電位は１．１８Ｖとなる。ベース電流の増加により、抵抗４７−２での電圧降下が０．０２Ｖ増加し、Ｖｂｅの負帰還が得られる。この場合であっても、ＲＦ用ベース電極７−２の電位は、他のＲＦ用ベース電極７−ｎ（ｎは２を除く）と等電位なので、１．１７５Ｖである。ＤＣ用ベース電極６−２の電位（１．１８Ｖ）がＲＦ用ベース電極７−２の電位（１．１７５Ｖ）より高いことから、ＲＦ用ベース電極７−２からＤＣ用ベース電極６−２方向にＤＣ電流が流れることはない。

バイポーラトランジスタ１−２のコレクタ電流が５０ｍＡから６０ｍＡに増加することで、バイポーラトランジスタ１−２の接合温度が瞬時的に８０℃から９０℃へと増加する。しかし、１０℃の温度上昇によるバイポーラトランジスタ１−２のＶｆの減少（１７ｍＶ）は、抵抗４７−２の電圧降下により得られる負帰還電圧（２０ｍＶ）より小さいことから、バイポーラトランジスタ１−２のコレクタ電流は減少し、熱暴走を免れる。すなわち、任意のバイポーラトランジスタに、他のバイポーラトランジスタの１．２倍に相当する電流が流れた場合にも、抵抗４７−２によるＶｂｅの負帰還の効果により、当該バイポーラトランジスタの熱暴走を防止できる。

さらに、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７が分離されていることから、ＲＦ電力が、ＤＣ用ベース電極６を通過して、端子４８に接続されているバイアス回路（図では省略している。）に流れ込むことを抑制でき、バイアス回路への悪影響がなくなる。この効果により、端子４８にグランド用のコンデンサを接続する必要がなくなり、部品数の削減が可能になる。

以上説明したように、第１の実施の形態の高周波増幅回路において、ＲＦ電力及びＤＣバイアスが供給される端子を別個に有し、つまりＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７を別個に有し、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７がエミッタ層１１を挟む位置に形成したバイポーラトランジスタ１が用いられる。そして、ＤＣ用ベース電極６の電位がＲＦ用ベース電極７の電位より高く、ベース電流が必ずバラスト抵抗と接続されたＤＣ用ベース電極６から供給される。よって、以下の有利な効果を得ることができる。すなわち、図１９、２０の従来の高周波増幅回路と比較して、任意のバイポーラトランジスタに例えば１．２倍の電流が流れた場合にも熱暴走を防止することが可能になる。また、図２１に示した従来の高周波増幅回路と比較して、ＲＦ電力の入力端子とベース電極との間に抵抗を設ける必要が無くなるので、高周波利得の減少を無くすことが可能になる。

また、第１の実施の形態の高周波増幅回路において、ＤＣ用ベース電極６の電位がＲＦ用ベース電極７の電位より高く、ＲＦ用ベース電極７からＤＣ用ベース電極６方向にＤＣ電流が流れない。よって、図２２に示した従来の高周波増幅回路と比較して、ＤＣカット用のコンデンサ１５１を各バイポーラトランジスタに設ける必要がなくなり、レイアウトが容易で、かつチップ面積の増大によるコストの増加を防止することができる。また、ＲＦ成分がＤＣバイアス回路に流れ込むことを抑制でき、ＤＣバイアス回路への悪影響を防止することができる。また、端子４８にグランド用のコンデンサを接続する必要がなくなり、部品数の削減が可能になる。

また、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタにおいて、ＲＦ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離とＤＣ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離とを自由に変えることができる。よって、図２３、２４のバイポーラトランジスタと比較して、ＲＦ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離をＤＣ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離よりも近くすることで、高周波特性を向上させ、かつ熱暴走を大きく防止することができる。

その結果、従来の高周波増幅回路と比較して、高周波増幅回路に悪影響を与えること無く、熱暴走を防止することができる。

なお、本実施の形態の高周波増幅回路では、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７とがエミッタ層１１を挟む位置に形成する場合について述べたが、これらの位置関係はこの場合に限定されない。

（第２の実施の形態）
次に、第１の実施の形態における図４に記載の高周波増幅回路において、バイポーラトランジスタ１−２に他のバイポーラトランジスタの１．４倍に相当する７０ｍＡのコレクタ電流が流れる場合を考える。図５に示すように、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎのｈＦＥが５０なので、抵抗４７−２を流れるベース電流は１．４ｍＡ、抵抗４７−２で生じる電圧降下は０．１４Ｖ、電極６−２の電位は１．１６Ｖとなる。一方、電極７−２の電位は１．１７５Ｖである。この場合には、電極７−２の電位（１．１７５Ｖ）が、電極６−２の電位（１．１６Ｖ）よりも高くなるので、バイポーラトランジスタ１−２のベース電流は電極７−２から供給される。すなわち、Ｖｂｅの負帰還電圧は、１．２Ｖから１．１７５Ｖを引いた、０．０２５Ｖとなる。他方、バイポーラトランジスタ１−２のコレクタ電流が５０ｍＡから７０ｍＡに増加することで、１−２の接合温度が瞬時的に８０℃から１００℃へと２０℃増加して、Ｖｆが０．０３４Ｖ減少する。したがってこの場合には、Ｖｆの減少（０．０３４Ｖ）がＶｂｅの負帰還電圧（０．０２５Ｖ）より大きいことから、バイポーラトランジスタ１−２のコレクタ電流は増大を続け、最終的に熱暴走を免れない。すなわち、任意のバイポーラトランジスタに、他のバイポーラトランジスタの１．４倍に相当する電流が流れた場合には、熱暴走を防止できない。以下、この問題を解決するための第２の実施の形態の高周波増幅回路について説明する。

図６は、本実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタ６０の構造断面図であり、図１（ａ）の第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１の構造断面図との違いは、エミッタ層１１からＲＦ用ベース電極７までの距離１６が、エミッタ層１１からＤＣ用ベース電極６までの距離６１よりも近いことである。つまり、ＤＣ用ベース電極６からエミッタ層１１までの距離６１を１μｍから３μｍへと増加していることである。これにより、ベース層８における点Ｐ−点Ｑの抵抗６２は２５Ωから５０Ωへと増加する。したがって、ベース電流が１ｍＡ流れたときの抵抗６２に生じる電圧降下は、０．０２５Ｖから０．０５Ｖへ増加する。次に、バイポーラトランジスタ６０の高周波特性について考えると、図１のバイポーラトランジスタ１と比較して、高周波電力が通過するＲＦ用ベース電極７とエミッタ層１１との距離１６は同じであり、高周波特性は変化しない。

図７は、本実施の形態の図６のバイポーラトランジスタ６０を複数並列接続して形成した高周波増幅回路の回路図である。バイポーラトランジスタ６０−２に他のバイポーラトランジスタの１．４倍に相当する７０ｍＡのコレクタ電流が流れる場合を仮定している。端子４８に印加されている電圧は１．３２５Ｖである。バイポーラトランジスタ６０−１〜６０−ｎのｈＦＥが５０なので、抵抗４７−１〜４７−ｎ（ｎは２を除く）を流れるベース電流は１ｍＡ、抵抗４７−１〜４７−ｎ（ｎは２を除く）で生じる電圧降下は０．１Ｖ、電極６−１〜６−ｎ（ｎは２を除く）の電位は１．２２５Ｖとなる。一方、抵抗４７−２を流れるベース電流は１．４ｍＡ、抵抗４７−２で生じる電圧降下は０．１４Ｖ、ＤＣ用ベース電極６−２の電位は１．１８５Ｖとなる。この場合であっても、ＲＦ用ベース電極７−２の電位は、他のＲＦ用ベース電極７−１〜７−ｎ（ｎは２を除く）と等電位なので、１．１７５Ｖである。このとき、ＤＣ用ベース電極６−２の電位（１．１８５Ｖ）がＲＦ用ベース電極７−２の電位（１．１７５Ｖ）より高いことから、バイポーラトランジスタ６０−２のベース電流がＲＦ用ベース電極７−２から供給されることはない。

ここで、抵抗４７では無く、点Ｐ−点Ｑの抵抗６２を大きくした理由を次に説明する。抵抗４７を１２５Ω、抵抗６２を２５Ωに設計した場合には、抵抗４７−２に１．４ｍAの電流が流れると、抵抗４７−２における電圧降下は０．１７５Vになり、点６−２の電位が１．１５Vになる。この場合に、電極６−２の電位（１．１５Ｖ）がＲＦ用ベース電極７−２の電位（１．１７５Ｖ）より低くなることから、６０−２のベース電流がＲＦ用ベース電極７−２から供給されることになり、不都合が生じる。

バイポーラトランジスタ６０−２のコレクタ電流が５０ｍＡから７０ｍＡに増加することで、バイポーラトランジスタ６０−２の接合温度が瞬時的に８０℃から１００℃へと２０℃増加し、バイポーラトランジスタ６０−２のＶｆが０．０３４Ｖ減少する。しかしこの場合であっても、バイポーラトランジスタ６０−２のＶｆの減少（０．０３４Ｖ）は、抵抗４７−２により得られる負帰還電圧（０．０４Ｖ）より小さいことから、バイポーラトランジスタ６０−２のコレクタ電流は減少し、熱暴走を免れる。すなわち、任意のバイポーラトランジスタに、他のバイポーラトランジスタの１．４倍に相当する電流が流れた場合にも、抵抗４７−２によるＶｂｅの負帰還の効果により、当該バイポーラトランジスタの熱暴走を防止できる。

以上説明したように、第２の実施の形態の高周波増幅回路において、ＤＣ用ベース電極６とエミッタ層１１の間の距離６１をＲＦ用ベース電極７とエミッタ層１１の間の距離１６より長くしたバイポーラトランジスタ６０が用いられる。よって、第１の実施の形態の高周波増幅回路と比較して、任意のバイポーラトランジスタに他のバイポーラトランジスタの１．４倍のコレクタ電流が流れた場合にも、ＤＣ用ベース電極６の電位がＲＦ用ベース電極７の電位より高く、ベース電流が必ずバラスト抵抗と接続されたＤＣ用ベース電極６から供給される。その結果、抵抗４７によるＶｂｅの負帰還の効果により、当該バイポーラトランジスタの熱暴走を防止できる。

また、第２の実施の形態のバイポーラトランジスタにおいて、第１の実施の形態の高周波増幅回路と比較して、ＤＣ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離がＲＦ用ベース電極６からエミッタ電極１３までの距離よりも遠い。よって、高周波特性を犠牲にすること無く、熱暴走を確実に防止することができる。

（第３の実施の形態）
図８は、第３の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタ７０の構造断面図である。図６で示した第２の実施の形態のバイポーラトランジスタ６０との違いは、複数のＤＣ用ベース電極６−１、６−２を有し、さらに複数のエミッタ層１１−１、１１−２を有していることである。図６のバイポーラトランジスタ６０と比較して、エミッタ面積が２倍になり、単位セルで２倍の電流容量を得ることができる。また、図６のバイポーラトランジスタ６０と同様に、ＤＣ用ベース電極６−１からエミッタ層１１−１、及びＤＣ用ベース電極６−２からエミッタ層１１−２までの距離６１を３μｍ、ＲＦ用ベース電極７からエミッタ層１１−１、１１−２までの距離１６を０．５μｍに設定することにより、図６のバイポーラトランジスタ６０と同様に、任意のバイポーラトランジスタの電流集中に対してバイポーラトランジスタの熱暴走による破壊を回避することができる。また、高周波特性を犠牲にすること無く、熱暴走を確実に防止することができる。

（第４の実施の形態）
図９は、第４の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタ７１の構造断面図である。図６で示した第２の実施の形態のバイポーラトランジスタ６０との違いは、複数のＲＦ用ベース電極７−１、７−２を有し、さらに複数のエミッタ層１１−１、１１−２を有していることである。図６のバイポーラトランジスタ６０と比較して、エミッタ面積が２倍になり、単位セルで２倍の電流容量を得ることができる。また、図６のバイポーラトランジスタ６０と同様に、ＤＣ用ベース電極６からエミッタ層１１−１、１１−２までの距離６１を３μｍ、ＲＦ用ベース電極７−１からエミッタ層１１−１、及びＲＦ用ベース電極７−２からエミッタ層１１−２までの距離１６を０．５μｍに設定することにより、図６のバイポーラトランジスタ６０と同様に、任意のバイポーラトランジスタの電流集中に対してバイポーラトランジスタの熱暴走による破壊を回避することができる。また、高周波特性を犠牲にすること無く、熱暴走を確実に防止することができる。

（第５の実施の形態）
図１０は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた高周波増幅回路の回路図である。これは、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を複数並列接続して形成した図４の高周波増幅回路の回路図を、等価回路的に焼き直したものに対応している。図２０、図２１および図２２に示した従来の高周波増幅回路との違いは、端子４８から供給されたＤＣバイアスと端子４９から供給されたＲＦ電力が、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎに別々に供給されており、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎの外部では、電気的に合成されていないことである。このことにより、図３を用いて説明したように、ＤＣ用ベース電極６と、ＲＦ用ベース電極７とのＤＣ電位が異なるという本質的な違いが生じる。

図１０の高周波増幅回路において、ｎ個のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎが並列に接続されている。この場合、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎとしては、第２〜４の実施の形態におけるバイポーラトランジスタ６０、７０、および７１のいずれかが用いられても構わない。ＤＣバイアス用の端子４８は、ＤＣ端子３−１〜３−ｎ、抵抗４７−１〜４７−ｎ、ＤＣ用ベース電極６−１〜６−ｎの順に接続されている。ＲＦ用の端子４９は、コンデンサ６３、ＲＦ端子４−１〜４−ｎ、ＲＦ用ベース電極７−１〜７−ｎの順に接続されている。

図１１は、図１０の上記高周波増幅回路を用いた２段電力増幅回路の回路図である。この２段電力増幅回路においては、前段トランジスタ１００及び後段トランジスタ７２に上記高周波増幅回路が用いられている。つまり、前段トランジスタ１００では、エミッタ面積１２０μｍ^２のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎが４セル並列に接続されている。また、後段トランジスタ７２では、エミッタ面積１２０μｍ^２のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎが２０セル並列に接続されている。前段トランジスタ用コレクタ電圧端子９１、および後段トランジスタ用コレクタ電圧端子９３には、３．５Ｖが印加されている。本２段電力増幅回路は、８００ＭＨｚ帯の周波数で、高周波利得２８ｄＢ、最大出力２．３Ｗであり、前段トランジスタ１００の消費電流は２００ｍＡ、後段トランジスタ７２の消費電流は１０００ｍＡであり、このときの電力変換効率は５５％である。

前段トランジスタ用バイアス回路９２は、抵抗４７を介して、前段トランジスタ１００のＤＣ用ベース電極６にＤＣバイアスを供給している。また、後段トランジスタ用バイアス回路６９は、抵抗４７−１〜４７−ｎを介して、後段トランジスタ７２のＤＣ用ベース電極６−１〜６−ｎにＤＣバイアスを供給している。入力整合回路７３は、インダクタ８３、コンデンサ８４、およびコンデンサ８５から構成されている。前段トランジスタ１００及び後段トランジスタ７２の段間整合は、コンデンサ６３と、前段トランジスタ１００用のバイアス供給線路８９とにより構成されている。負荷整合回路７４は、線路９４、線路９５、コンデンサ９６、およびコンデンサ９７により構成されている。負荷整合回路７４は、後段トランジスタ７２用のバイアス供給線路９８と接続されている。

端子８１から入力された高周波電力は、入力整合回路７３、前段トランジスタ１００のＲＦ用ベース電極７を通過して、前段トランジスタ１００に入力される。前段トランジスタ１００で増幅された高周波電力は、段間整合用コンデンサ６３、後段トランジスタ７２のＲＦ用ベース電極７−１〜７−ｎを通過して、後段トランジスタ７２に入力される。後段トランジスタ７２で増幅された高周波電力は、負荷整合回路７４を通過して、端子８２から出力される。前段トランジスタ１００において、抵抗８７とコンデンサ８６の直列回路が、前段トランジスタ１００のコレクタ端子５とＲＦ用ベース電極７の間に接続されており、この回路はフィードバック回路として増幅回路を安定動作させるのに用いられている。

（第６の実施の形態）
図１２は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた別の高周波増幅回路の回路図である。図１０で示した第５の実施の形態の高周波増幅回路との違いは、抵抗４７−１〜４７−ｎを各バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎに設けるのではなく、１つの抵抗７７を複数のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎのＤＣ用ベース電極６−１〜６−ｎに接続していることである。この場合、抵抗７７の抵抗値は５Ωにすればよい。この回路構成の優れている点は、抵抗が１つで良いことから、レイアウトの簡易化と、チップ面積の縮小による低コスト化が可能になる。しかしながら、従来のバイポーラトランジスタ１０１を用いた場合には、図１９で説明したように、抵抗７７（図１９では抵抗１４７）はバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎ（図１９ではバイポーラトランジスタ１０１−１〜１０１−ｎ）のＶｂｅに十分な負帰還をかけることができない。一方で、本実施の形態のバイポーラトランジスタ１は、その独自の構成により自由に抵抗値を設定することが可能な抵抗を内部に有し、自らがＶｂｅの負帰還による熱暴走の抑制に効果を有する。その結果、図１２の構成であっても、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎの設計を最適化することにより、熱暴走の抑制が可能になる。

以上説明したように、本実施の形態の高周波増幅回路では、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を使用することにより、熱暴走の抑制を可能にしながら、併せて第５の実施の形態の高周波増幅回路と比較してレイアウトの簡易化とチップ面積の縮小による低コスト化を実現できる。

（第７の実施の形態）
図１３は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた更に別の高周波増幅回路の回路図である。図１１で示した第６の実施の形態の高周波増幅回路との違いは、抵抵７７を省略している点である。本実施の形態のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎは、その独自の構成により自由に抵抗値を設定することが可能な抵抗を内部に有し、自らがＶｂｅの負帰還による熱暴走の抑制に効果を有する。その結果、図１３の構成であっても、図１２の高周波増幅回路と同様に熱暴走の抑制が可能になる。

以上説明したように、本実施の形態の高周波増幅回路では、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を使用することにより、熱暴走の抑制を可能にしながら、併せて第６の実施の形態の高周波増幅回路と比較してレイアウトの簡易化とチップ面積の縮小による低コスト化を実現できる。

（第８の実施の形態）
図１４は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた更に別の高周波増幅回路の回路図である。図１０で示した第５の実施の形態の高周波増幅回路の回路図との違いは、１つのコンデンサ６３が端子４９とＲＦ端子４−１〜４−ｎとの間に設けられるのではなく、複数のコンデンサ７６−１〜７６−ｎがＲＦ端子４−１〜４−ｎとＲＦ用ベース電極７−１〜７−ｎとの間毎に接続されていることである。図１０で説明したように、コンデンサ６３はインピーダンス整合用に用いられている。この整合条件を図１４において満足させるためには、コンデンサ７６−１〜７６−ｎの容量値の和がコンデンサ６３と等しくなるように設計すればよい。これにより、ＲＦ電力が供給される経路において、確実にＤＣをカットすることができる。

（第９の実施の形態）
図１５は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた更に別の高周波増幅回路の回路図である。図１４で示した第８の実施の形態の高周波増幅回路との違いは、抵抗４７−１〜４７−ｎを各バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎに設けるのではなく、１つの抵抗７７を複数のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎのＤＣ用ベース電極６−１〜６−ｎに接続していることである。この場合、抵抗７７の抵抗値は５Ωにすればよい。本実施の形態のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎは、その独自の構成により自由に抵抗値を設定することが可能な抵抗を内部に有し、自らがＶｂｅの負帰還による熱暴走の抑制に効果を有する。その結果、図１５の構成であっても、バイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎの設計を最適化することにより、熱暴走の抑制が可能になる。また、本実施の形態の高周波増幅回路では、熱暴走の抑制を可能にしながら、併せて第８の実施の形態の高周波増幅回路と比較してレイアウトの簡易化とチップ面積の縮小による低コスト化を実現できる。

（第１０の実施の形態）
図１６は、第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１を用いた高周波増幅回路の回路図である。図１５で示した第９の実施の形態の高周波増幅回路との違いは、抵抗７７を省略している点である。本実施の形態のバイポーラトランジスタ１−１〜１−ｎは、その独自の構成により自由に抵抗値を設定することが可能な抵抗を内部に有し、自らがＶｂｅの負帰還による熱暴走の抑制に効果を有する。その結果、抵抗７７を省略しても、図１５の高周波増幅回路と同様に、熱暴走の抑制が可能になる。また、本実施の形態の高周波増幅回路では、熱暴走の抑制を可能にしながら、併せて第９の実施の形態の高周波増幅回路と比較してレイアウトの簡易化とチップ面積の縮小による低コスト化を実現できる。

（第１１の実施の形態）
図１７は本実施の形態におけるバイポーラトランジスタ７８の構造平面図である。図１（ｂ）で示した第１の実施の形態のバイポーラトランジスタ１の平面図との違いは、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７の上面形状が異なることである。つまり、ＤＣ用ベース電極６がエミッタ電極１３と隣り合う部分において切り欠き部を有し、ＤＣ用ベース電極６からエミッタ層１１までの距離１４が、一様に同じではなく、フィンガー部の長さ方向の中央部で長く、端部で短くなっていることである。この場合、ＤＣ用ベース電極６とエミッタ電極１３の間に分布定数的に形成されるベース層８の抵抗２２−１〜２２−３において、例えば上記中央部の抵抗２２−２の抵抗値が大きくなり、上記端部の抵抗２２−１、２２−３の抵抗値が小さくなる。これによって、バイポーラトランジスタ内で過熱が起き易いバイポーラトランジスタの中央部でＶｂｅの負帰還電圧を大きくとることが可能になる。なお、ＤＣ用ベース電極６とエミッタ電極１３の間は高周波が通過しないので、抵抗２２−１〜２２−３の分布が一様にならなくても、高周波特性に悪影響を与えることがない。

なお、ＤＣ用ベース電極６の形状については、本実施の形態の例に限定されることはなく、抵抗２２の大きさが分布定数的に一様にならないことでその効果を発揮する。通常、高周波用のバイポーラトランジスタでは、高周波の通過するＲＦ用ベース電極７とエミッタ電極１３の間の抵抗２３−１〜２３−ｎが一様の分布になるように、ＲＦ用ベース電極７は矩形に設計される。本実施の形態のバイポーラトランジスタ７８において、ＤＣ用ベース電極６は上述した理由により矩形にする必要がなく、ＤＣ用ベース電極６とＲＦ用ベース電極７を異なる形状に形成することにより、高周波特性を劣化させることなく、バイポーラトランジスタ内のＶｂｅの負帰還を最適に設計することが可能になり、熱暴走の抑制に効果を発揮する。

（第１２の実施の形態）
図１８は、第１２の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタ７９の構造断面図である。図９で示した第４の実施の形態のバイポーラトランジスタ７１との違いは、複数のＲＦ端子４０１、４０２とそれに接続されたＲＦ用ベース電極７−１、７−２を有し、それぞれのＲＦ用ベース電極７−１、７−２にはＲＦ端子４０１、４０２から別の高周波信号ＲＦ１、ＲＦ２が入力される点である。ＤＣ用ベース電極６と２系統のＲＦ信号に対するＲＦ用ベース電極７−１、７−２がそれぞれ分離されていることから、２系統のＲＦ信号を高周波的に充分分離することができる。なお、ＲＦ１及びＲＦ２はそれぞれ本発明の第１の高周波信号及び第２の高周波信号の一例であり、ＲＦ端子４０１及びＲＦ端子４０２はそれぞれ本発明の第２の端子及び第３の端子の一例であり、ＲＦ用ベース電極７−１及びＲＦ用ベース電極７−２はそれぞれ本発明の第２のベース電極及び第３のベース電極の一例である。

本発明は、高周波用バイポーラトランジスタおよび高周波増幅回路に利用でき、特に携帯電話等の無線通信端末等の用途に有用である。

（ａ）本発明の第１の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。（ｂ）同実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造平面図。 第１の実施の形態のバイポーラトランジスタの動作説明図。 第１の実施の形態のバイポーラトランジスタの部分構造断面図とベース層の電位分布図。 図３のバイポーラトランジスタを並列接続して形成した高周波増幅回路の回路図。 バイポーラトランジスタを並列接続して形成した高周波増幅回路においてバイポーラトランジスタに流れる電流が増加したときの電位を示す回路図。 本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。 図６のバイポーラトランジスタを並列接続して形成した高周波増幅回路の回路図。 本発明の第３の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。 本発明の第４の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。 本発明の第５の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 第５の実施の形態の高周波増幅回路を用いた２段電力増幅回路の回路図。 本発明の第６の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 本発明の第７の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 本発明の第８の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 本発明の第９の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 本発明の第１０の実施の形態の図１のバイポーラトランジスタを用いた高周波増幅回路の回路図。 本発明の第１１の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造平面図。 本発明の第１２の実施の形態の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。 （ａ）従来の高周波増幅回路の等価回路図。（ｂ）同高周波増幅回路の各端子における電圧と電流の値を示す図。 従来の高周波増幅回路の等価回路図。 従来の高周波増幅回路の等価回路図。 従来の高周波増幅回路の等価回路図。 （ａ）従来の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造断面図。（ｂ）従来の高周波増幅回路におけるバイポーラトランジスタの構造平面図。 従来の高周波増幅回路における別のバイポーラトランジスタの構造断面図。

符号の説明

１、６０、７０、７１、７８、７９、１０１ バイポーラトランジスタ ２、１０２ エミッタ端子
３、１４８ 直流バイアス（ＤＣ）端子
４、１４９、４０１、４０２ 高周波電力（ＲＦ）端子
５、１１５ コレクタ端子
６ 直流バイアス（ＤＣ）用ベース電極
７ 高周波電力（ＲＦ）用ベース電極
８、１０８ ベース層
９、１０９ コレクタ層
１０、１１０ エミッタコンタクト層
１１、１１１ エミッタ層
１２、１１２ コレクタ電極
１３、１１３ エミッタ電極
１４、１６、６１ 距離
１５、３３、３４、３５ 幅
１７、１１７ コレクタコンタクト層
１８、１１８ 基板
２０、１３２ エミッタ配線
２２、２３、４７、６２、７７、８７、１４６、１４７ 抵抗
３７、１３７ フィンガー長
４０ ＤＣ電流
４２ ＲＦ
４３、４４、４６ 矢印
４５ 高周波電力
４８、４９、８１、８２、１０３、１５２ 端子
６３、７６、８４、８５、８６、９０、９６、９７、９９、１５０、１５１、１６３ コンデンサ
６９ 後段トランジスタ用バイアス回路
７２ 後段トランジスタ
７３ 入力整合回路
７４ 負荷整合回路
８３ インダクタ
８９、９８ バイアス供給線路
９１ 前段トランジスタ用コレクタ電圧端子
９２ 前段トランジスタ用バイアス回路
９３ 後段トランジスタ用コレクタ電圧端子
９４、９５ 線路
１００ 前段トランジスタ
１０５、１０７ ベース電極
１１９ 間隔
１２２ ベース・エミッタ間抵抗
１４５ 配線

Claims (20)

1. 第１の端子と、
   第２の端子と、
   前記第１の端子に接続された第１のベース電極と、
   前記第２の端子に接続された第２のベース電極と、
   前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とに接続されたベース層とを備える
   ことを特徴とするバイポーラトランジスタ。
2. 前記第１の端子には、直流バイアスが供給され、
   前記第２の端子には、高周波信号が供給され、
   前記直流バイアスと前記高周波信号とが前記ベース層において合成される
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
3. 前記バイポーラトランジスタは、さらに、前記第１のベース電極と第２のベース電極とに挟まれて位置するエミッタ電極を備える
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
4. 動作時において、前記第１のベース電極の直流電位と前記第２のベース電極の直流電位とが異なる
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
5. 動作時において、前記第２のベース電極の直流電位が前記第１のベース電極の直流電位より低い
   ことを特徴とする請求項２記載のバイポーラトランジスタ。
6. 前記バイポーラトランジスタは、さらに、前記第１のベース電極と第２のベース電極とに挟まれて位置するエミッタ電極を備え、
   前記エミッタ電極から前記第１のベース電極までの距離と、前記エミッタ電極から前記第２のベース電極までの距離とが実質的に異なる
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
7. 前記バイポーラトランジスタは、さらに、前記第１のベース電極と第２のベース電極とに挟まれて位置するエミッタ電極を備え、
   前記エミッタ電極から前記第２のベース電極までの距離が前記エミッタ電極から前記第１のベース電極までの距離より実質的に近い
   ことを特徴とする請求項２記載のバイポーラトランジスタ。
8. 前記第１のベース電極と前記第２のベース電極との形状が異なる
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
9. 前記バイポーラトランジスタがヘテロ接合バイポーラトランジスタである
   ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
10. 前記第１のベース電極を複数備える
    ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
11. 前記第２のベース電極を複数備える
    ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
12. 前記バイポーラトランジスタは、さらに、
    第３の端子と、
    前記第３の端子及び前記ベース層と接続された第３のベース電極とを備え、
    前記第１の端子には、直流バイアスが供給され、
    前記第２の端子には、第１の高周波信号が供給され、
    前記第３の端子には、第１の高周波信号とは異なる第２の高周波信号が供給され、
    前記直流バイアス、前記第１の高周波信号及び前記第２の高周波信号が前記ベース層において合成される
    ことを特徴とする請求項１記載のバイポーラトランジスタ。
13. 第１の端子と、
    第２の端子と、
    前記第１の端子に接続された第１のベース電極と、
    前記第２の端子に接続された第２のベース電極と、
    前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とに接続されたベース層とを備えるバイポーラトランジスタを有する
    ことを特徴とする高周波増幅回路。
14. 前記第１の端子には、直流バイアスが供給され、
    前記第２の端子には、高周波信号が供給され、
    前記直流バイアスと前記高周波信号とが前記ベース層において合成される
    ことを特徴とする請求項１３記載の高周波増幅回路。
15. 前記高周波増幅回路は、さらに、前記第１の端子と前記第１のベース電極との間に直列に接続されている抵抗素子を有する
    ことを特徴とする請求項１４記載の高周波増幅回路。
16. 前記高周波増幅回路は、さらに、前記第２の端子と前記第２のベース電極との間に直列に接続されている容量素子を有する
    ことを特徴とする請求項１４記載の高周波増幅回路。
17. 第１の信号が供給される第１のベース電極と、
    第２の信号が供給される第２のベース電極と、
    前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とに接続されているベース層とを備え、
    前記第１のベース電極と前記第２のベース電極とが前記ベース層を介してのみ電気的に接続されている
    ことを特徴とするバイポーラトランジスタ。
18. 前記第１のベース電極には、直流バイアスが前記第１の信号として供給され、
    前記第２のベース電極には、第１の高周波信号が前記第２の信号として供給される
    ことを特徴とする請求項１７に記載のバイポーラトランジスタ。
19. 前記バイポーラトランジスは、さらに、前記第２のベース電極に供給される第１の高周波信号とは異なる第２の高周波信号が供給され、前記ベース層と接続された第３のベース電極を備え、
    前記第１のベース電極と、前記第２のベース電極と、前記第３のベース電極とが前記ベース層を介してのみ電気的に接続されている
    ことを特徴とする請求項１８記載のバイポーラトランジスタ。
20. 前記直流バイアス、前記第１の高周波信号及び前記第２の高周波信号が前記ベース層において合成される
    ことを特徴とする請求項１９記載のバイポーラトランジスタ。

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