JP2006197143A - 電圧制御水晶発振器 - Google Patents

Abstract

【目的】本発明は周波数可変量を大きくする負荷容量の調整を容易にした電圧制御発振器を提供する。
【構成】、特許請求の範囲（請求項１）に示したように、接続点を基準電位として直列接続された一対のコンデンサと、前記一対のコンデンサの両端側に接続した水晶振動子と、前記基準電位と水晶振動子の一端側との間にそれぞれ直列に接続したインダクタ及び前記一対のコンデンサのうちの一方のコンデンサを兼用する場合を含めての電圧可変容量素子とからなる発振閉ループを形成する高周波的な等価回路を備え、前記インダクタはＩＣとは別個のディスクリート部品としてなる電圧制御発振器において、前記インダクタ及び電圧可変容量素子に対して少なくとも並列接続となり、前記水晶振動子から見た負荷容量ＣLの調整用コンデンサを接続した構成とする。
【選択図】図１

Description

本発明は電圧制御水晶発振器（以下、電圧制御発振器とする）を技術分野とし、特に周波数可変幅を大きくして調整を容易とした電圧制御発振器に関する。

（発明の背景）
水晶発振器は周波数及び時間の基準源として通信機器等に使用され、これらの一つに発振周波数を制御電圧によって可変する電圧制御発振器がある。そして、例えばＰＬＬ制御回路の基準信号源やミキサ回路の局部発振器に用いられる。

（従来技術の一例）
第８図は一従来例を説明する電圧制御発振器の回路図である。

電圧制御発振器は以下で説明するように水晶発振器の発振閉ループ内に電圧可変容量素子を挿入してなる。水晶発振器は例えばコルピッツ型とする共振回路１と発振用増幅素子２とからなる。共振回路１はインダクタ成分としての水晶振動子３と一対のコンデンサ(分割コンデンサＣ1、Ｃ2とからなる。この例では、一対のコンデンサＣ1、Ｃ2の一端側はそれぞれアース電位とした基準電位に接続し、他端側を水晶振動子３の両端側に接続して共振回路１を形成する。

発振用増幅素子２は例えばバイポーラ型のトランジスタからなる。そして、トランジスタのベースを水晶振動子３と一方のコンデンサＣ1との接続点Ａに、同エミッタを基準電位に、同コレクタを電源Ｖccに接続してなる。そして、発振出力Ｖoをトランジスタの例えばコレクタ側から得る。要するに、水晶振動子３の両端子間に発振用増幅素子２の入出力間が接続する。そして、共振回路１に依存した発振周波数ｆ0を発振用増幅素子２によって正帰還し、発振閉ループを形成する。但し、発振周波数ｆ0は、水晶振動子３（インダクタＬ成分）から見た回路側の直列等価容量（負荷容量ＣL）との共振周波数になる。

電圧可変容量素子Ｃvは例えば可変容量ダイオードからなり、ここでは、共振回路１の水晶振動子３と、発振用増幅素子２及び一方のコンデンサＣ1との接続点Ａとの間に挿入される。そして、例えばカソードを水晶振動子３側として、アノードをアース電位に接地する。そして、カソードに逆電圧（＋電圧）とした制御電圧Ｖcが印加される。これにより、電圧可変容量素子Ｃvの容量値が変化し、水晶振動子３から見た負荷容量ＣLが変化するので、発振周波数を可変できる

なお、図中の符号Ｒ1はベースバイアス抵抗、同Ｒ2は負荷抵抗、同Ｒ3高周波阻止抵抗、同Ｒ4はアノード電位を直流で接地する抵抗、同４は直流阻止コンデンサでである。そして、これらのうち、電圧制御発振器の回路を構成する少なくとも発振用増幅素子２やコンデンサＣ1、Ｃ2は一体的に集積化されたＩＣからなる。なお、水晶振動子３は図示しない水晶片を密閉容器内に封入することからＩＣとは別個の部品となる。また、電圧可変容量素子Ｃvは特性等の点からディスリート部品が選択される場合が多い。

第９図の曲線（イ）は水晶振動子の共振特性を示すリアクタンス特性図である。すなわち、水晶振動子３はリアクタンス成分が０となる直列共振点ｆs及び反共振点（並列共振点）ｆaを有し、共振点ｆsと反共振点ｆaとの間を誘導性（ＸL）とし、それ以外の領域を容量性（Ｘc）とする。そして、通常では、共振点ｆsと反共振点ｆaとの間となる誘導性領域で動作し、前述のようにインダクタ成分として使用される。この場合、リアクタンス特性の誘導性領域が基本的には水晶発振器の発振可能領域であり、電圧制御発振器では水晶振動の誘導性領域が広いほど発振周波数の可変幅（量）を大きくできることを意味する。

このことから、一般には、水晶振動子３に直列にインダクタＬを挿入（接続）し、発振周波数の可変幅を大きくする。すなわち、インダクタＬの接続によって水晶振動子３の直列共振周波数が低下するので、同図の曲線（ロ）に示すように、直列共振点ｆsが低域側のｆs′に移行し、誘導性領域が広がって周波数可変幅が広くなる。なお、インダクタＬはその値が大きくてＩＣ化が困難なので、通常では水晶振動子３等と同様にディスクリート部品とした巻線型のチップインダクタが用いられる。

第１０図（ａｂ）はこのような電圧制御発振器の高周波的な基本的な等価回路図であり、水晶振動子３から見た負荷容量ＣLは、分割コンデンサＣ1、Ｃ2電圧可変容量素子Ｃv及びインダクタＬの第１直列容量回路５ａからなる「同図（ａ）」。ここでは、インダクタＬを便宜的に−Ｃ（＝１／−ｊω２Ｌ）としている。ここで、基準電位点と水晶振動子の一端との間の一方の分割コンデンサＣ1、電圧可変容量素子Ｃv及びインダクタＬを第２直列容量回路５ｂとする。

この場合、第２直列容量回路５ｂの合成容量をＣmとすると、等価回路は合成容量Ｃmと他方のコンデンサＣ2との直列回路になる「同図（ｂ）」になる。但し、第２直列容量回路５ｂの合成容量Ｃmは負値（−）即ちインダクタ成分となる。なお、直流阻止コンデンサ４は電圧可変容量素子Ｃvに含め、発振用増幅素子２は第１直列容量回路に対して並列であり、ここではその容量分は小さいものとして便宜的に無視する。

第１１図の曲線（ａｂ）は負荷容量ＣLに対する周波数偏差Δｆ／ｆ0（ｐｐｍ）及び共振抵抗Ｒs（Ω）の特性図で、実線で示す曲線（ａ）は周波数偏差特性、点線で示す曲線（ｂ）は共振抵抗特性である。但し、負荷容量ＣLの値を0〜6pF及び0〜−４pFとしたときのシミュレーションによる概ねの特性曲線である。この図から理解されるように、この例では、負荷容量ＣLを約0.5〜3.5pFあるいは-1.5〜-3pF近辺として、中心周波数ｆ0（周波数偏差Δｆ／ｆ0が０）に対して概ね400ppmの周波数変化量となる一点鎖線枠で示す領域が選択される。

しかし、これらのうちで、負荷容量ＣLの値が＋0.5〜3.5pF近辺の場合は、共振抵抗Rsが30〜80Ωの大きな値の変化となって、制御電圧Ｖcに対する出力レベル変動を引き起こす等の発振特性に支障をきたす。これに対し、負荷容量ＣLの値が−1.5〜-3pF近辺とした場合は、共振抵抗Rsが20Ω以下の小さな値になるので、発振特性を良好にする。この場合、第１直列回路による負荷容量ＣLが負値値即ち誘導性になるので水晶振動子自体は容量性となるが、インダクタＬとの合成素子とすれば誘導性になる。これらのことから、水晶振動子３に容量値が負（−）であるインダクタＬを接続してその値を最適値に選定することにより、周波数可変幅を±200ppm程度に大きくして発振特性を良好にする電圧制御発振器が得られる。

（従来技術の問題点）しかしながら、上記構成の電圧制御発振器では、周波数可変幅を例えば400ppm程度に大きくするため、ＩＣとは別個のディスクリート部品としてチップインダクタＬが選択される。これらの場合、一般には、発振回路の分割コンデンサＣ1、Ｃ2の容量値や電圧可変容量素子Ｃvの基準容量値が決定されたＩＣに基づいて、それぞれごとに周波数可変量を±200ppmとする値のチップインダクタＬが選定される。この場合、例えば発振用増幅素子２の容量分のバラツキ等によって、チップインダクタＬの最適値が異なる。

しかし、この種のチップインダクタＬでは、その値が例えば33、36、39、43nHで示されるように3nHステップでの品揃えである。したがって、チップインダクタＬのステップ幅が広すぎ、これらの中間値である例えば42nHが最適値である場合は前述した±200ppmの周波数変化量を得ることが困難であった。この場合、例えば39nHのチップインダクタＬを適用すると周波数偏差特性が緩やかで周波数可変量が小さくなる。また、４3nHのチップインダクタＬを適用すると周波数偏差が急峻で、目的とする周波数可変幅より大きくなり、外的要因による周波数変動を大きくする問題があった。また、実際には水晶振動子の端子部に寄生容量が発生し、設計値と異なる周波数可変量となる。

（発明の目的）
本発明は周波数可変量を大きくする負荷容量ＣLの調整を容易にした電圧制御発振器を提供することを目的とする。

本発明は、特許請求の範囲（請求項１）に示したように、接続点を基準電位として直列接続された一対のコンデンサと、前記一対のコンデンサの両端側に接続した水晶振動子と、前記基準電位と水晶振動子の一端側との間にそれぞれ直列に接続したインダクタ及び前記一対のコンデンサのうちの一方のコンデンサを兼用する場合を含めての電圧可変容量素子とからなる発振閉ループを形成する高周波的な等価回路を備え、前記インダクタはＩＣとは別個のディスクリート部品としてなる電圧制御発振器において、前記インダクタ及び電圧可変容量素子に対して少なくとも並列接続となり、前記水晶振動子から見た負荷容量ＣLの調整用コンデンサを接続した構成とする。

このような構成であれば、本発明による電圧制御発振器は、例えば従来例（前第１０図）と比較して、高周波的な等価回路を示すと第１図になる。これから明らかなように、水晶振動子から見た負荷容量ＣLは、前述した第２直列容量回路（一方の分割コンデンサＣ1、電圧可変容量素子Ｃv及びインダクタＬ）５ｂに対して調整用コンデンサＣtが並列接続した並列容量回路６（Ｃp）と、これに他方の分割コンデンサＣ2が直列接続した第３直列容量回路になる「同図（ａ）」。そして、第２直列容量回路５ｂを前述した合成容量Ｃm1で示せば、単純な並列回路になる「同図（ｂ）」になる。

これによれば、第３直列容量回路５ｃによる負荷容量ＣLの値は、第２直列容量回路５ｂ及び調整コンデンサCtによる並列容量回路６（Ｃp）と分割コンデンサＣ2との直列合成容量即ちＣp・Ｃ2／(Ｃp＋Ｃ2)となる。したがって、調整コンデンサＣtによって並列容量回路６の容量値Ｃpを調整することにより、負荷容量ＣLを容易に設定できる。この場合、調整コンデンサはチップコンデンサが適用され、これは0.1pF単位で市販されるので、負荷容量ＣLを微細に調整できる。

より具体的には、分割コンデンサＣ1、Ｃ2等の容量値が予め決定されたＩＣに対して、周波数可変量を規定値（±200ppm程度）とする規定負荷容量ＣL0に最も接近した値となるディスリートのインダクタを選定する。但し、規定負荷容量ＣL0となるインダクタ値よりも小さい値のインダクタを選定する。次に、調整用コンデンサＣtによって、並列容量回路６の第２直列容量回路５ｂの容量値を増加する方向で調整し、規定負荷容量ＣL0とすることができる。

本発明の請求項２に示したように、請求項１の前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサとは独立して前記一方のコンデンサに直列に接続する。これにより、前第１図の等価回路になり、請求項１の発明をより具体的にして前述した効果を得る。

同請求項３では、請求項１の前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサとは独立して前記一方のコンデンサに並列に接続する。これにより、第２図（ａｂ）に示したように、第２直列容量回路５ｂの一方のコンデンサＣ1と電圧可変容量素子Ｃvとを並列回路とした等価回路になる「同図（ａ）」。この場合でも、同図（ｂ）に示すように第２直列容量回路５ｂの合成容量Ｃm′と調整コンデンサＣtとの並列回路とり、調整コンデンサＣtによって周波数可変量を最適値とする負荷容量ＣLを容易に得られる。

同請求項４では、請求項１の前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサを兼用する。
これにより、第３図（ａｂ）に示したように、第２直列容量回路５ｂの一方のコンデンサＣ1は電圧可変容量素子Ｃvとなる「同図（ａ）」。この場合でも、同図（ｂ）に示すように合成容量Ｃm′と調整コンデンサＣtとの並列回路となるので、調整コンデンサＣtによって周波数可変量を最適値とする負荷容量ＣLを容易に得られる。

第４図は本発明の第１実施例（請求項１、２に相当）を説明する電圧制御発振器の回路図である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。

電圧制御発振器は、前述したように、インダクタＬ及び電圧可変容量素子（可変容量ダイオード）Ｃvが挿入された一対のコンデンサＣ1、Ｃ2と水晶振動子３からなる共振回路１と、共振回路１に接続して発振周波数を帰還増幅する発振用増幅素子（トランジスタ）２とからなる。ここでも、一対のコンデンサＣ1、Ｃ2は接続点を高周波的な基準電位ここではアース電位として、両端側に水晶振動子３が接続する。そして、本発明による負荷容量ＣLの調整コンデンサＣvを、水晶振動子３とインダクタＬとの間と基準電位との間に直接に接続してなる。

このような構成であれば、高周波的な等価回路は前術した第１図（ａｂ）になる。但し、発振用増幅素子２の容量分は、第２直列容量回路（一方の分割コンデンサＣ1、電圧可変容量素子Ｃv及びインダクタＬ）５ｂより小さいとして無視する。したがって、効果の欄で記載したとおりの効果を得る。なお、発振用増幅素子２の容量分が無視できないほど大きい場合は、第２直列容量回路５ｂの合成容量Ｃmに加算すればよい。これは、以下の実施例例で同様である。

第５図及び第６図は本発明の第２実施例（請求項３に相当）及び第３実施例（請求項４に相当）を説明する電圧制御発振器の回路図であり、前実施例と同一部分の説明は省略又は簡略する。

第２実施例（第５図）では、電圧可変容量素子Ｃvを一対のコンデンサＣ1、Ｃ2のうちの一方のコンデンサＣ1、Ｃ2に並列に接続する。また、第３実施例（第６図）では一方のコンデンサＣ1は電圧可変容量素子Ｃvを兼用する。具体的には電圧可変容量素子Ｃvとして基準容量をコンデンサＣ1の容量値とする。

そして、いずれの場合でも、第１実施例と同様に、負荷容量ＣLの調整コンデンサＣvを、水晶振動子３とインダクタＬとの間と基準電位との間に直接に接続してなる。このような構成であれば、高周波的な等価回路は前術した第２図（ａｂ）になるので、発明を実施するための最良の形態の欄で示した通りの効果を得る。

（他の事項）
上記実施例では発振用増幅素子はバイポーラ型のトランジスタとしたがＭＯＳ型でもよく、例えば第７図（第１実施例に対応）に示したようにＣ−ＭＯＳ型インバータとしてもよい。これらは、第２及び第３実施例でも同様に置換でき、任意の増幅素子が選択できる。要するに、本発明では水晶振動子３と基準電位との間に接続した第２直列容量回路５ｂに対して調整コンデンサＣtが並列に挿入される高周波的な等価回路になればよい。

本発明の第１実施例（請求項１、２）を説明する電圧制御発振器の高周波的な等価回路である。 本発明の第２実施例（請求項３）を説明する電圧制御発振器の高周波的な等価回路である。 本発明の第３実施例（請求項４）を説明する電圧制御発振器の高周波的な等価回路である。 本発明の第１実施例を説明する電圧制御発振器の回路図である。 本発明の第２実施例を説明する電圧制御発振器の回路図である。 本発明の第３実施例を説明する電圧制御発振器の回路図である。 本発明の他の実施例を説明する電圧制御発振器の回路図である。 従来例を説明する電圧制御発振器の回路図である。 従来例を説明する水晶振動子の共振特性を示すリアクタンス特性図である。 従来例を説明する電圧制御発振器の等価回路図である。 従来例を説明する周波数偏差及び共振抵抗の特性図である。

符号の説明

１ 共振回路、２ 発振用増幅素子、３ 水晶振動子、４ 高周波阻止コンデンサ。

Claims (4)

1. 接続点を基準電位として直列接続された一対のコンデンサと、前記一対のコンデンサの両端側に接続した水晶振動子と、前記基準電位と水晶振動子の一端側との間にそれぞれ直列に接続したインダクタ及び前記一対のコンデンサのうちの一方のコンデンサを兼用する場合を含めての電圧可変容量素子とからなる発振閉ループを形成する高周波的な等価回路を備え、前記インダクタはＩＣとは別個のディスクリート部品としてなる電圧制御発振器において、前記インダクタ及び電圧可変容量素子に対して少なくとも並列接続となり、前記水晶振動子から見た負荷容量ＣLの調整用コンデンサを接続したことを特徴とする電圧制御水晶発振器。
2. 前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサとは独立して前記一方のコンデンサに直列に接続した請求項１の電圧制御水晶発振器。
3. 前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサとは独立して前記一方のコンデンサに並列に接続した請求項１の電圧制御水晶発振器。
4. 前記電圧可変容量素子は前記一方のコンデンサを兼用した請求項１の電圧制御水晶発振器。

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