JP2005117408A - マルチバンド超広帯域通信方式及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 瞬時ピーク値を所定値以下に抑制することができる同時多重方式のマルチバンド超広帯域通信方式及び通信装置を提供する。
【解決手段】 超広帯域で利用したい周波数帯域を複数に分割した各バンドの中心周波数の発振信号を個別に発振する複数の発振回路ＯＣ₁ 〜ＯＣ_N と、これら発振回路で発振された発振信号の変調位相を個別に制御する複数の位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N と、各位相制御回路から出力される位相制御信号を加算する加算器ＡＤＤと、この加算器の加算出力をガウスパルス発生器で発生されるガウスパルスで波形整形する波形整形回路ＭＩＸと、この波形整形回路から出力される送信信号を増幅してアンテナＴＡＴに供給する増幅器ＡＭＰと、送信データのビットデータに基づいて前記位相制御回路の位相組み合わせを瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定する変調制御回路ＭＣとを備えている
【選択図】 図１

Description

本発明は、超広帯域（ＵＷＢ：Ultra Wideband）で利用したい周波数帯域を複数に分割して各々のバンドにチャネルを割当てるようにしたマルチバンド超広帯域通信方式及び装置に関する。

最近、100Ｍｂｐｓ以上の高速無線通信を可能とする超広帯域（ＵＷＢ）通信方式が衆目を集めている。現在提案される超広帯域通信方式としては、主に、帯域を１つのチャネルで使うモノバンド方式（例えば特許文献１又は２参照）と、帯域を複数の周波数バンドに分割して各々のバンドにチャネルを割り当てるマルチバンド方式（例えば非特許文献１参照）とがある。超広帯域通信では数ＧＨｚ以上の周波数帯域を使用するため、既存の狭帯域無線システムとの干渉が問題となる。マルチバンド広帯域通信方式は既存システムと干渉するサブバンドを使用しないことで既存の狭帯域無線システムとの干渉を避けることができることや、従来の無線回路方式との親和性が高いことなから、有望な通信方式と言える。

そして、超広帯域通信方式と既存の狭帯域無線方式との干渉問題では、単位周波数幅当たりの平均放射電力だけでなく、瞬時ピーク電力も問題となる。
ここで、マルチバンド広帯域通信方式としては、各サブバンドチャネルに対応するパルスに時間差を設けて送信するパルス時間差多重方式と、各サブバンドチャネルに対応するパルスを同時に送信するパルス同時多重方式とがある。

パルス時間差多重方式は、送信ピーク値を抑えることができるが、複数ユーザ利用時の相互干渉や、マルチパス環境下での符号間干渉を引き起し、システム全体の通信容量を下げる要因となる。また、全二重通信を行う場合にも、自身の送信出力が受信側に回り込むことで干渉を生じてしまう。
パルス同時多重方式は、必要な通信ビットレートを維持しながら、パルスの休止区間を作ることができる。この休止区間でマルチパスのエコーを収束させたり、送受信で異なる時間ホッピングを使用したりすることで全二重通信を実現することができる。また、マルチパス波の時間分離が容易にできるため、レーク（ＲＡＫＥ）合成による性能向上が可能となる。
特開２００２−３２５０７１号公報（第１頁、図１） 特表平１１−５０４４８０号公報（第１頁、図１７） 日経エレクトロニクス２００３−２−１７ 第８４１号 日経ＢＰ社、２００３年２月１７日発行

しかしながら、上記同時多重方式によるマルチバンド超広帯域通信方式による場合、パルスを同時送信すると、瞬時ピーク値が実効値より非常に大きくなり、他の狭帯域通信システムへ干渉を与えたり、送信電力増幅器の効率が劣化したりするなどの未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、瞬時ピーク値を所定値以下に抑制することができる同時多重方式のマルチバンド超広帯域通信方式及び通信装置を提供することを目的としている。

本発明の一実施形態に係るマルチバンド超広帯域通信方式は、超広帯域で利用したい周波数帯域を複数に分割して各々のバンドにチャネルを割当てるようにしたマルチバンド超広帯域通信方式において、前記各バンドで位相変調されたパルスを同時に送信する際に、各パルスの位相組み合わせを瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定し、設定した位相組み合わせで位相変調するようにしたことを特徴としている。

このマルチバンド通信方式によれば、複数のバンドで位相変調されたパルスを同時に送信する際に、瞬時ピーク値が所定値以下となるように位相組合せを設定し、設定した位相組合せで位相変調することにより、パルス同時多重方式で通信する際の瞬時ピーク値を抑制して他の狭帯域通信システムへ干渉を与えたり、送信電力増幅器の効率が劣化したりすることを確実に防止することができる。

また、本発明の一実施態様によるマルチバンド超広帯域通信方式は、前記位相組み合わせが、送信するデータのビットパターンに応じて所定のバンドの位相を固定した状態で残りのバンドの位相を符号間距離が所定値以上となるように設定することにより決定するようにしたことを特徴としている。
このマルチバンド超広帯域通信方式によれば、所定のバンドの位相を０又はπに固定し、この状態で、残りのバンドの位相を符号間距離が所定値以上となるように設定することにより、瞬時ピーク値を小さく抑制した位相組合せを設定することができる。

さらに、本発明の一実施態様によるマルチバンド超広帯域通信方式は、超広帯域で利用したい周波数帯域を複数に分割して各々のバンドにチャネルを割当てるようにしたマルチバンド超広帯域通信装置において、各バンドの中心周波数の発振信号を個別に発振する複数の発振回路と、該発振回路で発振された発振信号の位相を個別に制御する複数の位相制御回路と、各位相制御回路から出力される位相制御信号を加算する加算器と、該加算器の加算出力をガウスパルス発生器で発生されるガウスパルスで波形整形する波形整形回路と、該波形整形回路から出力される送信信号を増幅してアンテナに供給する増幅器と、送信データのビットデータに基づいて前記位相制御回路の位相組み合わせを瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定する変調制御回路とを備えていることを特徴としている。

このマルチバンド超広帯域通信装置によれば、複数の発振回路から出力される各バンドの中心周波数の発振信号の位相を位相制御回路で個別に制御し、位相制御した各位相制御信号を加算器で加算して同時多重パルスを形成し、同時多重パルスにガウスパルスを乗じて波形整形してから増幅器で増幅してアンテナから無線送信する。このとき、位相制御回路の位相組合せを送信データのビットデータに基づいて変調制御回路で瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定するので、パルス同時多重方式で送信したときに、他の狭帯域通信システムへ干渉を与えたり、送信電力増幅器の効率が劣化したりすることを確実に防止することができる。

さらにまた、本発明の一実施態様に係るマルチバンド超広帯域通信装置は、前記位相組み合わせは、送信するデータのビットパターンに応じて所定のバンドの位相を固定した状態で残りのバンドの位相を設定することにより決定するようにしたことを特徴としている。
このマルチバンド超広帯域通信装置によれば、所定のバンドの位相を０又はπに固定し、この状態で、残りのバンドの位相を符号間距離が所定値以上となるように設定することにより、瞬時ピーク値を小さく抑制した位相組合せを設定することができる。

なおさらに、本発明の一実施態様に係るマルチバンド超広帯域通信装置は、前記変調制御回路は、Ｎ個のバンドに対応する変調位相θ₁ ，θ₂ ……θ_{N-1 ，}０を所定の位相ステップで０〜２πまで可変させて、位相組み合わせを作成する位相組み合わせ作成手段と、
該位相組み合わせ作成手段で作成した位相組み合わせについて、
sin( ω₁ｔ+θ₁)＋sin( ω₂ｔ+θ₂)＋……＋sin(ω_Nｔ)
をその周期期間をＴとしたときｔ＝０〜Ｔの範囲で計算して最大値を算出する最大値算出手段と、
算出した最大値が所定閾値未満であるときに、該当する位相組み合わせとその位相をπだけ反転させた反転位相組み合わせとを結果リストに追加するリスト登録手段と、
該リスト登録手段で登録された位相組み合わせから互いの符号間距離が最小となる変調位相の組み合わせを２つ選択し、選択した位相の組み合わせについて残りの位相組み合わせとの最小符号間距離を検索し、最小符号間距離が大きい位相組み合わせをリストに残し、最小符号間距離が小さい位相組み合わせをリストから削除するリスト整理手段とを備えていることを特徴としている。

このマルチバンド超広帯域通信装置によれば、位相組合せ手段で作成した各バンド毎の位相組合せについて、最大値算出手段で同時多重時の正弦加算値を所定期間にわたって計算して最大値を算出し、算出した最大値が所定閾値未満であるときに、その位相組合せ及びこれを位相πだけ反転した位相組合せを結果リストに登録することを繰り返し、全ての位相組合せについて最大値の算出が終了したときに、登録された位相組み合わせから互いの符号間距離が最小となる変調位相の組み合わせを２つ選択し、選択した位相の組み合わせについて残りの位相組み合わせとの最小符号間距離を検索し、最小符号間距離が大きい位相組み合わせをリストに残し、最小符号間距離が小さい位相組み合わせをリストから削除することを繰り返してリストの位相組合せ数が所定数に達したときに、パルス同時多重通信時に瞬時ピーク値を抑制可能な位相組合せとして決定することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の一実施形態のシステム構成を示すブロック図であり、図中、１は同時多重方式の超広帯域（ＵＷＢ：Ultra Wideband）送信波を送信するマルチバンド超広帯域送信装置、２はマルチバンド超広帯域送信装置１から送信される超広帯域送信波を受信するマルチバンド超広帯域受信装置である。

マルチバンド超広帯域送信装置１は、超広帯域で利用したい周波数帯域を複数Ｎ個に分割して複数Ｎ個のバンドの中心周波数の連続サイン波信号を個別に発振する複数Ｎ個の発振回路ＯＣ₁ 〜ＯＣ_N と、これら発振回路ＯＣ₁ 〜ＯＣ_N から発振された連続サイン波信号を後述する送信データのビットパターンに応じて個別に位相変調する位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N を有する位相変調回路ＰＭと、各位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N から出力される位相変調され連続サイン波信号を同時加算して同時多重信号を出力する加算器ＡＤＤと、この加算器ＡＤＤから出力される同時多重信号にガウスパルス発生器ＰＧから供給されるガウスパルスを乗じて波形整形してマルチバンドＵＷＢ送信信号を形成する波形整形回路としてのミキサＭＩＸと、このミキサＭＩＸから出力されるマルチバンドＵＷＢ送信信号を増幅する電力増幅器ＡＭＰと、この電力増幅器ＡＭＰで増幅されたマルチバンドＵＷＢ送信信号を送信する送信アンテナＴＡＴと、送信データに基づいて前記位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N の位相を制御すると共に、ガウスパルス発生器PGのパルス発生タイミングを制御する変調制御回路ＭＣとを備えている。

変調制御回路ＭＣは、入力される送信データのビットパターンをもとに図２に示すビットパターンに対する位相組合せを設定した位相組合せ記憶テーブルを参照して各位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N の変調位相を算出する。ここで、記憶テーブルは、図2に示すように、バンド数Ｎを４としたときのサブバンド中心周波数を他の狭帯域通信システムの影響を受けない３．３５ＧＨｚ、３．８５ＧＨｚ、４．３５ＧＨｚ及び４．８５ＧＨｚとして設定されている。このとき、サブバンド数Ｎ＝４であるので、ＢＰＳＫ変調を行った場合と同等のビットレートを実現しようとした場合、２⁴ ＝１６通りの位相調整パターンの組合せが必要となる。このため、図２の記憶テーブルでは、π／１６のステップ量で、位相変調を行った場合に、符号間距離を一定値以上に保ちながら瞬時ピーク値を小さく抑えることができる変調位相の組合せが選ばれている。このとき、一番高いサブバンド中心周波数の変調位相を送信データのビットパターンが、最上位ビットが“０”である“００００”〜“０１１１”の間は“０”とし、ビットパターンの最上位ビットが“１”である“１０００”〜“１１１１”の間は“１６×π／１６＝π”に設定した状態で、符号間距離を一定値以上に保ちながら瞬時ピーク値の絶対値を抑制する変調位相組合せが選定されている。すなわち、例えば送信データのビットパターンが“００００”であるときには、サブバンド中心周波数が３．３５ＧＨｚのバンドとなる位相制御回路ＰＣ₁ の変調位相θ₁₁をπ／１６とし、サブバンド中心周波数が３．８５ＧＨｚのバンドとなる位相制御回路ＰＣ₂ の変調位相θ₂₁を２１π／１６とし、サブバンド中心周波数が４．３５ＧＨｚのバンドとなる位相制御回路ＰＣ₃ の変調位相θ₃₁を３０π／１６とし、サブバンド中心周波数４．８５ＧＨｚのバンドとなる位相制御回路ＰＣ₄ の変調位相θ₄₁を０とする位相組合せとして、図３で●で示すシンボル配置とすることにより、加算器ＡＤＤで、パルス同時多重化してパルス同時多重ＵＷＢ信号を送信したときに、後述するように瞬時ピーク値を抑制することができる。

また、マルチバンド超広帯域受信装置２は、図１に示すように、パルス同時多重ＵＷＢ信号を受信する受信アンテナＲＡＴと、この受信アンテナＲＡＴで受信した微少電流値の受信信号を増幅する低雑音増幅器ＬＮＡと、この低雑音増幅器ＬＮＡで増幅された受信信号と複数Ｎ個のサブバンドのサブバンド中心周波数の連続サイン波信号及び連続コサイン波信号を出力する複数Ｎ個の発振回路ＯＣ_R1〜ＯＣ_RNから出力される連続サイン波信号及び連続コサイン波信号とを乗算する複数Ｎ個のミキサＭＩＸ_R1〜ＭＩＸ_RNと、各ミキサＭＩＸ_R1〜ＭＩＸ_RNから出力される周波数変換信号が個別に入力され、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを復調する複数Ｎ個の積分ダンプ回路ＩＤ₁ 〜ＩＤ_N を有する復調回路ＣＭＣと、各サブバンドにおいて復調した同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑに基づいて最尤復号処理を行う最尤復号器ＭＬＤと、積分ダンプ回路ＩＤ₁ 〜ＩＤ_Nに対してその積分期間を制御する積分制御信号を出力すると共に、最尤復号器ＭＬＤでの復号タイミングを制御する復調制御回路ＤＭＣとを備えている。

ここで、最尤復号器ＭＬＤは、長さＬビットの２値系列の復号を行うために、送信された可能性のある２^L 個の異なる符号語の尤度を比較し、この尤度を最大にする最も確からしい符号語を１つ選ぶ最尤復号処理を行ってビットデータを復号する。
また、復調制御回路ＤＭＣでは、積分ダンプ回路ＩＤ₁ 〜ＩＤ_Nの積分期間が同時多重ＵＷＢ信号のパルスを受信している間だけとなるように、各積分ダンプ回路ＩＤ₁ 〜ＩＤ_Nに積分期間制御信号を出力する。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、送信データのビットパターンが４ビットであって、前述したように、図４に示す、中心周波数ｆ₁ 、ｆ₂ 、ｆ₃ 及びｆ₄ として３．３５ＧＨｚ、３．８５ＧＨｚ、４．３５ＧＨｚ及び４．８５ＧＨｚのＮ＝４のサブバンドを使用してマルチバンドＵＷＢ通信を行うものとする。

このとき、マルチバンド広帯域送信装置１で４ビットの送信データが存在し、この送信データが変調制御回路ＭＣに入力されると、この変調制御回路ＭＣで送信データのビットパターンをもとに図２の記憶テーブルを参照して、各サブバンドでのビットパターンに該当する位相変調組合せを選択し、選択した組合せ例えばビットパターンが“１０００”である場合には、図２からサブバンドＳＢ₁ の変調位相θ₁₉を２２π／１６に、サブバンドＳＢ₂ の変調位相θ₂₉を３３π／１６に、サブバンドＳＢ₃ の変調位相θ₃₉を１９π／１６に、サブバンドＳＢ₄ の変調位相θ₄₉をπに設定し、設定した変調位相θ₁₉〜Ｐ₄₉を位相変調回路ＰＭＣの位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ₄ に出力する。

このため、位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ₄では、発振回路ＯＣ₁ 〜ＯＣ₄ から出力される連続サイン波信号を変調位相θ₁₉〜Ｐ₄₉で位相変調して、位相変調した連続サイン波を加算回路ＡＤＤに供給することにより、この加算回路ＡＤＤで各サブバンドの位相変調された連続サイン波が同時多重化されて同時多重信号が形成され、この同時多重信号がミキサＭＩＸでガウスパルス発生器ＰＧから出力されるガウスパルスと乗算されて波形整形され、波形整形された同時多重信号が電力増幅器ＡＭＰで電力増幅されて同時多重ＵＷＢ信号として送信アンテナＴＡＴから送信される。

このときの、同時多重ＵＷＢ信号の送信波形は、図５で、符号ＷＢ１〜ＷＢ４で示すように、瞬時ピーク値の絶対値を最大で±２．６以下に抑制することができ、従来例のように変調位相の組合せを考慮しない場合の符号ＷＢ０で示す場合の瞬時ピーク値±４に比較して大幅に瞬時ピーク値を抑制することができ、他の狭帯域通信システムに与える影響を確実に抑制することができる。

一方、マルチバンド超広帯域送信装置１から送信された同時多重ＵＷＢ信号をマルチバンド超広帯域受信装置２で受信すると、このマルチバンド超広帯域受信装置２で、受信パルス信号を低雑音増幅器ＬＮＡで増幅してからミキサＭＩＸ_R1〜ＭＩＸ_R4で、発信回路ＯＣ_R1〜ＯＣ_R4から入力される各サブバンドＳＢ₁ 〜ＳＢ₄ の中心周波数の連続サイン波及び連続コサイン波を乗じ、次いで積分ダンプ回路ＩＤ₁ 〜ＩＤ₄ で積分することにより、同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑを復調する。このとき、復調制御回路ＤＭＣでは、同時多重ＹＵＷＢ信号のパルスを受信している間だけ積分するように積分期間を設定することにより、ＳＮＲの劣化を防止するようにしている。

復調された同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑは最尤復号器ＭＬＤで、最も尤もらしい変調位相の組合せパターンを選び出し、そのパターンに対応したビットデータを復号ビットデータとして後続の図示しない信号処理回路に出力する。
このように、上記実施形態によれば、マルチバンド超広帯域送信回路１で各サブバンドの中心周波数の連続サイン波信号を位相変調回路ＰＭＣで位相変調する際に、サブバンド数Ｎに対応する数の位相制御回路ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N での変調位相θ₁ 〜θ_N の組合せを符号間距離を一定値以上に保ちながら瞬時ピーク値を抑制することができる変調位相の組合せを設定するので、位相変調された連続サイン波を加算器ＡＤＤで加算して同時多重化して同時多重ＵＷＢ信号を送信する際の瞬時ピーク値を従来例に比較して１／４以下に抑制することができ、他の狭帯域通信システムに与える影響を確実に抑制することができると共に、送受信アンプの効率を向上させることができる。

なお、上記実施形態においては、変調制御回路ＭＣで４ビットのビットパターンと変調位相の組合せとを予め設定された記憶テーブルを参照して、瞬時ピーク値を抑制する変調位相の組合せを設定するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図６に示すように、設定された各サブバンド数Ｎに応じた変調位相の組合せを決定する位相組合せ決定処理を行うことにより、設定するようにしてもよい。

すなわち、図６の位相組合せ決定処理では、先ず、ステップＳ１で、使用するサブバンド数Ｎの変調位相θ₁ 、θ₂ 、……θ_N-1 、０の変調位相の組合せで、各θ₁ 〜θ_N-1 を各々２π／Ｍ（Ｍは任意の自然数）のステップ量で個別に０〜２πまで順次変化させ、次いでステップＳ２に移行して、ステップＳ１で設定された変調位相の組合せで下記（１）式の演算をｔ＝０〜Ｔの範囲で計算し、最大値を求める。

sin( ω₁ｔ+θ₁)＋sin( ω₂ｔ+θ₂)＋……＋sin(ω_Nｔ) ……（１）
ここで、Ｔは上記（１）式の信号の周期期間であり、もしω_n がδωステップの等周波数間隔であるならば（ω_n ＝ω₀ ＋ｎ×δω）、周期期間Ｔは、ω₀ とδωの最大公約数の逆数（＝１／ＧＣＤ（ω₀ ，δω）となる。
次いで、ステップＳ３に移行して、ステップＳ２で算出した最大値が予め設定した閾値未満であるか否かを判定し、最大値≧閾値であるときには、前記ステップＳ１に戻って変調位相を変化させ、最大値＜閾値であるときにはステップＳ４に移行する。

このステップＳ４では、結果リストＬに現在の変調位相の組合せを追加してからステップＳ５に移行して、変調位相の全組合せについて上記ステップＳ１〜Ｓ４の処理が完了したか否かを判定し、完了していないときには前記ステップＳ１に戻り、完了したときにはステップＳ６に移行する。
このステップＳ６では、結果リストＬの全要素を各々位相π反転し（＝−θ₁ 、−θ₂ 、……−θ_N-1 、π）、これらも結果リストＬに追加する。次いで、ステップＳ７に移行して、結果リストＬに登録されている変調位相の組合せから互いの符号間距離が最小となる２つの変調位相組合せＡ，Ｂを検索する。

ここで、変調位相α_n ，β_n の符号間距離は、
ｄ＝√〔（ｃｏｓα_n −ｃｏｓβ_n ）² ＋（ｓｉｎα_n −ｓｉｎβ_n ）² 〕……（２）
で表される。
そして、ｎが第ｎ番目のサブバンドを表すものとし、Ｎ個のサブバンドでＮビットの符号を表すため、変調位相組合せＡ，Ｂの符号間距離ｄは各サブバンド毎の最小符号間距離の和で表わされ、下記（３）式で算出することができる。

_N
ｄ＝Σ√〔（ｃｏｓα_n −ｃｏｓβ_n ）² ＋（ｓｉｎα_n −ｓｉｎβ_n ）² 〕……（３）
ⁿ⁼¹
次いでステップＳ８に移行して、変調位相組合せＢ を除いた結果リストLの変調位相組合せに対して、変調位相Ａとの最小符号間距離ｄ１を前記（３）式の演算を行うことにより検索し、次いでステップＳ９に移行して、変調位相組合せＡを除いた結果リストLの変調位相組合せに対して、変調位相組合せＢとの最小符号間距離ｄ２を前記（３）式の演算を行うことにより検索する。

次いで、ステップＳ１０に移行して、検索した最小符号間距離ｄ１が最小符号間距離ｄ２以上であるか否かを判定し、ｄ１≧ｄ２であるときにはステップＳ１１に移行して結果リストＬの中から変調位相β_n を除外してからステップＳ１３に移行し、ｄ１＜ｄ２であるときにはステップＳ１２に移行して、結果リストＬの中から変調位相α_nを除外してからステップＳ１３に移行する。

このステップＳ１３では、結果リストＬの残数が２^N を超えているか否かを判定し、残数が２^N を超えているときには前記ステップＳ７に戻り、残数が２^N 以下であるときには結果リストの形成が完了したものと判定して処理を終了する。
この図6の処理において、ステップＳ１の処理が位相組合せ作成手段に対応し、ステップＳ２の処理が最大値算出手段に対応し、ステップＳ３〜Ｓ６の処理がリスト登録手段に対応し、ステップＳ７〜ステップＳ１３の処理がリスト整理手段に対応している。

この図６の処理によると、使用したいサブバンド数Ｎを設定することにより、変調位相θ₁ 〜θ_N-1 ，０の変調位相の組合せで、変調位相θ₁ 〜θ_N-1 を各々２π／Ｍのステップ量で変化させて、順次同時多重化信号に対応するサイン波の加算値における最大値を算出して、最大値が所定閾値未満となる変調位相組合せをリストアップし、リストアップした変調位相組合せについて位相π反転させた位相組合せもリストに加えてから、リストから任意の２つの変調位相組合せを選び、前記（３）式にした願手符号間距離ｄを計算し、全ての組合せの中で最小の符号間距離を持つものを抽出し、これらを夫々Ａ，Ｂとし、両者の一方と残りの位相組合せとの最小符号間距離ｄ１及びｄ２を算出し、この算出結果から最小符号間距離が小さい方を結果リストＬから除外し、結果リストＬの要素数が２^N 個に減るまで除外処理を繰り返すことにより、符号間距離が一定値以上を保ちながら瞬時ピーク値を抑制可能な位相組合せを決定することができる。

本発明の一実施形態のシステム構成を示すブロック図である。 変調制御回路が有する記憶テーブルを示す図である。 変調位相位置を示す説明図である。 ４つのサブバンドを利用する場合の周波数と振幅との関係を示す特性線図である。 マルチバンド超広帯域送信装置から送信する送信波形と従来波形とを示す波形図である。 位相組合せ決定処理手順の一例を示すフローチャートである。

符号の説明

１…マルチバンド超広帯域送信装置、２…マルチバンド超広帯域受信装置、ＯＣ₁ 〜ＯＣ_N …発信回路、ＰＣ₁ 〜ＰＣ_N …位相制御回路、ＰＭＣ…変調回路、ＡＤＤ…加算器、ＭＩＸ…ミキサ、ＰＧ…ガウスパルス発生器、ＡＭＰ…電力増幅器、ＴＡＴ…送信アンテナ、ＭＣ…変調制御回路、ＲＡＴ…受信アンテナ、ＬＮＡ…低雑音増幅器、ＯＣ_R1〜ＯＣ_RN…発信回路、ＭＩＸ_R1〜ＭＩＸ_RN…ミキサ、ＩＤ₁ 〜ＩＤ_N …積分ダンプ回路、DMC…復調回路、ＭＬＤ…最尤復号器、ＤＭＣ…復調制御回路

Claims (5)

1. 超広帯域で利用したい周波数帯域を複数に分割して各々のバンドにチャネルを割当てるようにしたマルチバンド超広帯域通信方式において、
   前記各バンドで位相変調されたパルスを同時に送信する際に、各パルスの位相組み合わせを瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定し、設定した位相組み合わせで位相変調するようにしたことを特徴とするマルチバンド超広帯域通信方式。
2. 前記位相組み合わせは、送信するデータのビットパターンに応じて所定のバンドの位相を固定した状態で残りのバンドの位相を符号間距離が所定値以上となるように設定することにより決定するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のマルチバンド超広帯域通信方式。
3. 超広帯域で利用したい周波数帯域を複数に分割して各々のバンドにチャネルを割当てるようにしたマルチバンド超広帯域通信装置において、
   各バンドの中心周波数の発振信号を個別に発振する複数の発振回路と、該発振回路で発振された発振信号の位相を個別に制御する複数の位相制御回路と、各位相制御回路から出力される位相制御信号を加算する加算器と、該加算器の加算出力をガウスパルス発生器で発生されるガウスパルスで波形整形する波形整形回路と、該波形整形回路から出力される送信信号を増幅してアンテナに供給する増幅器と、送信データのビットデータに基づいて前記位相制御回路の位相組み合わせを瞬時ピーク値が所定値以下となるように設定する変調制御回路とを備えていることを特徴とするマルチバンド超広帯域通信装置。
4. 前記位相組み合わせは、送信するデータのビットパターンに応じて所定のバンドの位相を固定した状態で残りのバンドの位相を設定することにより決定するようにしたことを特徴とする請求項３に記載のマルチバンド超広帯域通信装置。
5. 前記変調制御回路は、Ｎ個のバンドに対応する変調位相θ₁ ，θ₂ ……θ_{N-1 ，}０を所定の位相ステップで０〜２πまで可変させて、位相組み合わせを作成する位相組み合わせ作成手段と、
   該位相組み合わせ作成手段で作成した位相組み合わせについて、
   sin( ω₁ｔ+θ₁)＋sin( ω₂ｔ+θ₂)＋……＋sin(ω_Nｔ)
   をその周期期間をＴとしたときｔ＝０〜Ｔの範囲で計算して最大値を算出する最大値算出手段と、
   算出した最大値が所定閾値未満であるときに、該当する位相組み合わせとその位相をπだけ反転させた反転位相組み合わせとを結果リストに追加するリスト登録手段と、
   該リスト登録手段で登録された位相組み合わせから互いの符号間距離が最小となる変調位相の組み合わせを２つ選択し、選択した位相の組み合わせについて残りの位相組み合わせとの最小符号間距離を検索し、最小符号間距離が大きい位相組み合わせをリストに残し、最小符号間距離が小さい位相組み合わせをリストから削除するリスト整理手段とを備えていることを特徴とする請求項３又は４に記載のマルチバンド超広帯域通信装置。

Images