JP2005086861A - ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路が簡単で余分な高速カウンタを必要としないディジタル方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供する。
【解決手段】 ３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を測定することにより、電気角６０度に対応する時間を求め、この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求め、各相の相電圧を所定の基準電圧と比較し、各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行ない、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置に関し、さらに詳しくは、たとえば、自動車に搭載されて油圧ポンプの駆動などに使用されるブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石を用いたブラシレスモータを、ホール素子などの回転位置検出センサを用いずに制御する方法および装置に関する。

自動車に搭載されて油圧ポンプや操舵装置などを駆動する電動モータとして、従来、ブラシ付きのＤＣモータが用いられてきたが、ブラシの耐久性からくる信頼性の問題があり、ブラシレスモータを用いることが望まれている。

ブラシレスモータの代表的なものとして、ブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石モータが知られており、従来のブラシレスＤＣモータでは、３個のホール素子などの回転位置検出センサによってロータの回転位置を検出し、３個のセンサからの回転位置信号に基づいてＰＷＭ方式でＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相への通電を制御することにより、ロータを回転駆動している。各相への通電は、通常、電気角１８０度のうち１２０度区間だけ通電を行なういわゆる１２０度通電が行なわれる。また、各相の回転位置信号は、その相の誘起電圧に対して３０度位相が遅れている。

このように、従来のブラシレスＤＣモータの駆動には３個の回転位置検出センサが必要であるが、モータを高温のエンジンルーム内に搭載する場合には、センサの耐熱性の問題があり、回転位置検出センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動が必要になる。

ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動は、非特許文献１に記載されているように、家電用モータでは既に実用化されている。ブラシレスＤＣモータをセンサレス駆動するためには、ロータの回転位置を推定して従来の回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号を生成する必要があり、一般に、回転位置推定信号の生成は、３相の誘起電圧を用いて行なわれている。

回転位置推定信号の生成には、アナログ方式とディジタル方式がある。

アナログ方式は、π／２位相フィルタ（９０度遅れ位相のフィルタ）、、コンパレータおよび論理回路から構成され、フィルタとコンパレータにより各相の端子電圧を波形整形して回転位置信号を得るようになっている。

アナログ方式は、ＰＷＭ制御との相性が良いなどの長所を有するが、π／２フィルタを用いるため、その周波数特性により、回転域が制限され、急激な加減速に対応できないという問題があり、また、温度ドリフトの問題もある。

ディジタル方式のセンサレス駆動の場合、各相の上アームと下アームのいずれか一方のみＰＷＭ駆動を行なういわゆる片側ＰＷＭ駆動が行なわれる。

ディジタル方式は、各相の端子電圧と基準電圧を比較するコンパレータ、位相シフトを行なう２種の高速カウンタおよび論理回路から構成されている。

１２０度通電を行なうと、各相１周期２回の通電区間外の６０度の区間には、各相の誘起電圧が露出している。この区間において、コンパレータで端子電圧と基準電圧を比較することにより、誘起電圧のゼロクロスのタイミングすなわちゼロクロス点が検出される。そして、２種のカウンタを用いて３０度の位相シフトを行なうことにより、回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号が得られる。

ディジタル方式によれば、上記のアナログ方式の問題は解決される。しかしながら、２種の高速カウンタが必要で回路が複雑になるという問題がある。

ブラシレスＤＣモータを車載用油圧系のオンデマンド駆動に用いる場合、油圧を概ね２００ｍｓ以内に所要値まで立ち上げることが要求されるが、上記の従来の家電用のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動では、それは困難である。
長竹和夫著「モータ実用ポケットブック 家電用モータ・インバータ技術」日刊工業新聞社 ２０００年４月２８日初版１刷発行

この発明の目的は、回路が簡単で余分な高速カウンタを必要としないディジタル方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供することにある。

この発明の目的は、また、立ち上がりの速いディジタル方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供することにある。

この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御方法、すなわち、請求項１の方法は、
３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する方法であって、
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を測定することにより、電気角６０度に対応する時間を求め、この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求め、各相の相電圧を所定の基準電圧と比較し、各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行ない、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定することを特徴とするものである。

この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置、すなわち、請求項２の装置は、
３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段と、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御する通電制御手段とを備え、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する装置であって、
回転位置推定信号生成手段が、
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を計測することにより、電気角６０度に対応する時間を求める周期計測手段と、
この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求める積分増減値演算手段と、
各相の相電圧を所定の基準電圧と比較する電圧比較手段と、
各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行なう積分手段と、
各相について、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定する極性決定手段と
を備えていることを特徴とするものである。

回転位置推定信号は、ホール素子などの回転位置検出センサを用いたブラシレスモータにおける回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する信号である。

片側ＰＷＭ方式とは、各相の上アームと下アームのいずれか一方のスイッチング素子だけを通電区間中ＰＷＭ駆動し、他方のスイッチング素子を通電区間中オンに固定するものである。たとえば、通電区間中の上アームのスイッチング素子はオンに固定し、通電区間中の下アームのスイッチング素子はＰＷＭ駆動信号に基づいてオン・オフ駆動する。あるいは、通電区間中の下アームのスイッチング素子はオンに固定し、通電区間中の上アームのスイッチング素子はＰＷＭ駆動信号に基づいてオン・オフ駆動する。

３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期の計測は、所定のパルス信号（周期計測用パルス信号）と、そのパルスを計数する高速カウンタとを使用して行なう。

３相の相電圧と比較する基準電圧は、各相に通電するための直流電源電圧値の半分の値である。そして、相電圧と基準電圧との比較結果の読み込みは、ＰＷＭのスイッチングノイズの影響を避けるため、ＰＷＭ駆動信号がオンになる側のＰＷＭキャリア波のピークのタイミングで行なう。比較結果は、相電圧と基準電圧との大小関係によって、０または１で表わされる。ここでは、相電圧が基準電圧より大きいときは１、それ以外のときは０とする。

積分処理および回転位置推定信号の極性の決定は、上記の周期計測用パルス信号に同期して行なう。相電圧と基準電圧との比較結果が１のとき（相電圧が基準電圧より大きいとき）は、積分値を積分増減値だけ増加させ、相電圧が基準電圧との比較結果が０のとき（相電圧が基準電圧以下のとき）は、積分値を積分増減値だけ減少させる。

通常、積分上限値は正の値で、積分下限値は上限値と絶対値の等しい負の値である。そうすれば、両者の中間値は０となる。

電気角６０度に対応する時間を上記パルス信号のパルス数でＴpc、積分上限値をＹmax、積分下限値をＹminとすると、積分増減値ΔＹは、次のようにして演算される。

ΔＹ＝（Ｙmax−Ｙmin）／（ａ×Ｔpc） ……… (1)
ａは、通常、１である。

相電圧と基準電圧との比較結果は、電気角３６０度のうち、半分の連続した１８０度の区間で１で、残りの連続した１８０度の区間で０である。そして、比較結果が０から１に変化する点が相電圧すなわち誘起電圧の負から正へのゼロクロス点（第１ゼロクロス点）で、比較結果が１から０に変化する点が誘起電圧の正から負へのゼロクロス点（第２ゼロクロス点）である。

比較結果が０である間は、積分値Ｙを積分増減値ΔＹずつ減少させるので、その間に、積分値Ｙは積分下限値Ｙminに飽和する。第１ゼロクロス点において、比較結果が０から１に変化すると、積分値Ｙはパルス信号ごとにΔＹずつ直線的に増加し、第１ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）が経過した時点でＹmaxとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが上限値Ｙmaxと下限値Ｙminとの中間値Ｙcより小さい間は、回転位置推定信号は０であるが、積分値Ｙが中間値Ｙcより大きくなると、１となる。積分値Ｙが中間値Ｙcより大きくなって、回転位置推定信号が０から１になるのは、第１ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）の半分の時間（ａ×Ｔpc／２）が経過した時点である。

比較結果が１である間は、積分値Ｙは上限値Ｙに保持され、第２ゼロクロス点において、比較結果が１から０に変化すると、積分値Ｙはパルス信号ごとにΔＹずつ直線的に減少し、第２ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）が経過した時点でＹminとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが中間値Ｙcより大きい間は、回転位置推定信号は１であるが、積分値Ｙが中間値Ｙcより小さくなると、０となる。積分値Ｙが中間値Ｙcより小さくなって、回転位置推定信号が１から０になるのは、第２ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）の半分の時間（ａ×Ｔpc／２）が経過した時点である。

このように、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して、時間（ａ×Ｔpc／２）だけ遅れている。Ｔpcは電気角６０度に相当するから、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して（ａ×３０）度遅れている。ａを１とすると、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して３０度遅れており、これは、従来の回転位置検出センサからの回転位置信号と同じである。そして、このようにして生成した回転位置推定信号に基づいて、従来と同様に、片側ＰＷＭ方式によりモータが駆動される。

ａを１より小さい値にすると、相電圧の位相に対する回転位置推定信号の位相遅れは３０度より小さくなり、進み角制御が行なわれる。

請求項３の装置は、
請求項２の装置において、
通電制御手段が、
各相の上下アームにそれぞれ設けられた合計６個のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
各相の回転位置推定信号に基づいて各スイッチング素子に対する通電信号を生成する通電信号生成手段と、
回転速度検出値および回転速度設定値に基づいて速度制御信号を生成する速度制御手段と、
通電信号および速度制御信号に基づいてスイッチング素子制御信号を生成するＰＷＭ手段とを備えており、
速度制御手段が、回転速度検出値と回転速度設定値の大小関係に基づいて、現在の速度制御信号を一定の増減値ずつ増減するものであることを特徴とするものである。

従来のブラシレスモータでは、回転速度検出値と回転速度設定値の偏差に基づいてＰＩＤ制御を行なうことにより、モータの回転速度制御を行なっている。

また、モータの停止状態では、誘起電圧が発生せず、ロータの回転位置の推定ができないため、起動時には、低い周波数で転流を行なって、同期モータとして強制的に回転させ、転流周波数を徐々に増加させて、誘起電圧の検出が可能な回転速度に達したときに、センサレス駆動に切り替えるようになっている。

このため、従来のようにＰＩＤ制御により速度制御を行なうと、起動時にオーバーシュートやハンチングが発生し、回転速度設定値に達するまでの時間が長くかかる。

これに対し、請求項３の装置のように速度制御を行なうと、オーバーシュートやハンチングの発生を防止することができ、回転速度設定値に達するまでの時間を短くすることができる。

請求項１の方法および請求項２の装置によれば、１つの高速カウンタを使用するだけで、しかも電圧の比較と積分という比較的簡単なアルゴリズムで、３相の相電圧から回転位置推定信号を生成して、ブラシレスモータをセンサレス駆動することができ、従来のセンサレス制御方法および装置のように２つの高速カウンタを必要とせず、回路も簡単になる。また、位相進み制御も簡単に行なうことができる。

請求項３の装置によれば、モータ起動時のオーバーシュートやハンチングを防止して、回転相度設定値への立ち上がりを速くすることができる。

以下、図面を参照して、この発明を車載用のブラシレスＤＣモータのセンサレス制御に応用した実施形態について説明する。

図１は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置の構成の１例を示している。

このセンサレス制御装置は、自動車に搭載されて油圧ポンプなどを駆動するブラシレスＤＣモータ(1)を、自動車に搭載されたバッテリよりなる直流電源(2)を用いて、片側ＰＷＭ方式で駆動するものであり、３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段である回転位置推定信号生成装置(3)と、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で電源(2)から３相への通電を制御する通電制御手段である通電制御装置(4)とから構成されている。直流電源(2)の電源電圧をＥとする。３相の相電圧は、それぞれ、Ｖu、Ｖv、Ｖwとし、Ｖで総称する。３相の回転位置推定信号は、それぞれ、Ｈu、Ｈv、Ｈwとし、Ｈで総称する。

通電制御装置(4)は、通電信号生成手段(5)と、速度制御手段(6)と、ＰＷＭ手段(7)と、ゲートドライブ回路(8)と、スイッチング回路(9)とから構成されている。

回転位置推定信号生成装置(3)は、図２に示すように、周期計測手段(10)と、積分増減値演算手段(11)と、電圧比較手段である電圧比較回路(12)と、積分手段(13)と、極性決定手段(14)とを備えている。電圧比較回路(12)は、図３に示すように、各相にそれぞれ対応する３つのコンパレータ(15u)(15v)(15w)を備えている。コンパレータは、符号(15)で総称する。

スイッチング回路(9)は、電源(2)からモータ(1)のＵ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16u+）および下アームスイッチング素子(16u-)、Ｖ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16v+)および下アームスイッチング素子(16v-)、ならびにＷ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16w+)および下アームスイッチング素子(16w-)を備えている。スイッチング素子は、符号(16)で総称する。

通電信号生成手段(5)は、後述するように回転位置推定信号生成装置(3)により生成される回転位置推定信号Ｈに基づいて、各素子(16)の通電をそれぞれ制御するための通電信号Ｃu+、Ｃu-、Ｃv+、Ｃv-、Ｃw+、Ｃw-を生成するものである。通電信号は、Ｃで総称する。通電信号生成手段(5)は、ＭＰＵにより構成されてもよいし、専用のディジタル回路により構成されてもよい。

速度制御手段(6)は、モータ(1)のロータの回転速度検出値Ｓおよび回転速度設定値Ｓaに基づいて、ＰＷＭ駆動のための速度制御信号Ｓpwmを出力するものである。この例では、速度制御手段(6)は、回転速度検出値Ｓと回転速度設定値Ｓaとを比較し、両者の大小関係に基づいて、そのときの速度制御信号Ｓpwmを一定の増減値ΔＳpwmずつ増減するものである。さらに詳しく説明すると、両者が等しいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmをそのまま出力し、前者が後者より小さいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmに増減値ΔＳpwmを加えた値を速度制御信号Ｓpwmとして出力し、前者が後者より大きいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmから増減値ΔＳpwmを減じた値を速度制御信号Ｓpwmとして出力する。速度制御手段(6)は、ＭＰＵにより構成されてもよいし、専用のディジタル回路により構成されてもよい。

ＰＷＭ手段(7)は、通電信号Ｃおよび速度制御信号Ｓpwmに基づいて、各素子(16)に対するスイッチング素子制御信号Ｄu+、Ｄu-、Ｄv+、Ｄv-、Ｄw+、Ｄw-を出力する。スイッチング素子制御信号はＤで総称する。

ゲートドライブ回路(8)は、スイッチング素子制御信号Ｄに基づいて、各素子(16)をオン・オフ駆動するものである。

図４および図５は、制御装置の各部における信号の１例を示すタイムチャートである。

回転位置推定信号Ｈ（図４）は、０と１で表わされ、電気角１８０度ごとに極性が反転する。Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvは、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuに対して１２０度遅れており、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwは、さらにＶ相の回転位置推定信号Ｈvに対して１２０度遅れている。

パルス信号Ｐa（図４）は、３相の回転位置推定信号Ｈの状態が変化するごとに瞬間的に０から１に立ち上がる信号であり、その周期Ｔpcは電気角６０度に相当する。周期Ｔpcは、周期計測用パルス信号を用いて、高速カウンタにより計測され、周期計測用パルス信号のパルス数でもって表わされる。

回転速度計測用信号ＦG（図４）は、０と１で表わされ、パルス信号Ｐaの立ち上がりごとに、すなわち、６０度ごとに、極性が変化する。この信号ＦGより、回転速度検出値Ｓが求められる。

通電信号Ｃ（図４）は、電気角３６０度のうち、所定の１２０度だけ連続してオンになり、これによりいわゆる１２０度通電が行なわれる。Ｕ相上アームの通電信号Ｃu+は、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuの立ち上がりから電気角１２０度の間だけオンになる。Ｕ相下アームの通電信号Ｃu-は、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。Ｖ相の上アームの通電信号Ｃv+は、Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvの立ち上がりから１２０度の間だけオンになる。Ｖ相の下アームの通電信号Ｃv-は、Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。Ｗ相の上アームの通電信号Ｃw+は、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwの立ち上がりから１２０度の間だけオンになる。Ｗ相の下アームの通電信号Ｃw-は、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。

スイッチング素子制御信号Ｄ（図５）は、オンとオフで表わされる。３相の上アームの制御信号Ｄu+、Ｄv+、Ｄw+は、対応する通電信号Ｃu+、Ｃv+、Ｃw+がオンの間、オンに固定される。３相の下アームの制御信号Ｄu-、Ｄv-、Ｄw-は、対応する通電信号Ｃu-、Ｃv-、Ｃw-がオンの間、速度制御信号Ｓpwmに応じてオン・オフ制御される。

次に、図６を参照して、ＰＷＭ手段(7)におけるＵ相の下アームの制御信号Ｄu-の生成について説明する。制御信号Ｄu-の生成は、速度制御信号ＳpwmをＰＷＭキャリア波Ｘ（この例では三角波）と比較することによって行なわれ、速度制御信号Ｓpwmがキャリア波Ｘより小さい間、制御信号Ｄu-はオンになり、それ以外ではオフになる。図６におけるパルス信号Ｐbは、制御信号Ｄu-がオンになる側のキャリア波Ｘのピークのタイミングで瞬間的に立ち上がるパルス信号であり、これは、後述するように、回転位置推定信号生成装置(3)で用いられる。

Ｖ相およびＷ相の下アームの制御信号Ｄv-、Ｄw-の生成についても、上記と同様である。

上記のような制御信号Ｄを用いてスイッチング素子(16)を駆動することにより、いわゆる片側ＰＷＭ駆動が行なわれ、その結果、３相の相電圧Ｖは、図５に示すように変化する。図５の３相の相電圧を示す図中、一点鎖線は、誘起電圧を示している。図４および図５より明らかなように、各相の回転位置推定信号Ｈの位相は、誘起電圧の位相に対して３０度遅れている。

回転位置推定信号生成装置(3)において、周期計測手段(10)は、電気角６０度に相当する前記の周期Ｔpcを計測する。積分増減値演算手段(11)は、周期Ｔpcに基づき、前記の式(1)により積分増減値ΔＹを演算する。電圧比較回路(12)は、コンパレータ(15)により各相の相電圧Ｖを基準電圧Ｖaと比較し、比較信号Ｂu、Ｂv、Ｂwを出力する。比較信号は、Ｂで総称する。基準電圧Ｖaは、電源電圧Ｅの１／２である。比較信号Ｂは、相電圧Ｖが基準電圧Ｖaより大きいときは１で、それ以外のときは０である。積分手段(13)は、図６のパルス信号Ｐbのタイミングで、比較回路(12)の３相の比較信号Ｂを読み込む。そして、周期計測用パルス信号のタイミングで、比較信号Ｂに基づいて積分値Ｙを増減値ΔＹずつ増減するとともに、積分上限値Ｙmaxおよび積分下限値Ｙminで飽和させる積分処理を行なう。比較信号Ｂが１のときは積分値Ｙを増減値ΔＹずつ増加させ、比較信号Ｂが０のときは積分値Ｙを増減値ΔＹずつ減少させる。極性決定手段(14)は、上記周期計測用パルス信号のタイミングで、積分値Ｙを、積分上限値Ｙmaxと積分下限値Ｙminの中間値Ｙcと比較し、その大小関係に基づいて、回転位置推定信号Ｈの極性を決定する。積分値Ｙが中間値Ｙcより大きいときは、信号Ｈを１とし、それ以外のときは、信号Ｈを０とする。積分手段(13)における比較信号Ｂの読み込みおよび積分処理、ならびに極性決定手段(14)における回転位置推定信号Ｈの極性の決定は、３相についてそれぞれ行なわれる。Ｙu、Ｙv、Ｙwは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の積分値をそれぞれ表わしている。

図７は、Ｕ相の相電圧Ｖuと、回転位置推定信号生成装置(3)の各部におけるＵ相に関する信号の１例を示すタイムチャートである。次に、図７を参照して、回転位置推定信号生成装置(3)におけるＵ相の回転位置推定信号Ｈuの生成について説明する。なお、式(1)におけるａは１、ＹmaxはＹa（＞０）、Ｙminは−Ｙaとする。すると、Ｙcは０となる。

上記のようにパルス信号Ｐbのタイミングで比較信号Ｂuを読み込むことにより、比較信号Ｂuは、誘起電圧が正である１８０度の区間で１、誘起電圧が負である１８０度の区間で０となる。比較信号Ｂuが０の間は、積分値Ｙを増減値ΔＹずつ減少させるので、その間に、積分値Ｙは下限値−Ｙaに飽和する。誘起電圧の負から正へのゼロクロス点（第１ゼロクロス点＝図７の０°の時点）において、比較信号Ｂuが０から１に変化すると、積分値Ｙは周期計測用パルス信号ごとにΔＹずつ直線的に増加し、第１ゼロクロス点から時間Ｔpcが経過した時点（図７の６０°の時点）でＹaとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが負の間は、回転位置推定信号Ｈuは０であるが、積分値Ｙが正になると、回転位置推定信号Ｈuは１となる。積分値Ｙが正になって、回転位置推定信号Ｈuが０から１になるのは、第１ゼロクロス点からＴpc／２の時間が経過した時点（図７の３０°の時点）である。比較信号Ｂuが１である間は、積分値ＹはＹaに保持され、誘起電圧の正から負へのゼロクロス点（第２ゼロクロス点＝図７の１８０°の時点）において、比較信号Ｂuが１から０に変化すると、積分値Ｙは積分値Ｙは周期計測用パルス信号ごとにΔＹずつ直線的に減少し、第２ゼロクロス点から時間Ｔpcが経過した時点（図７の２４０°の時点）で−Ｙaとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが正である間は、回転位置推定信号Ｈuは１であるが、積分値Ｙが負になると、回転位置推定信号Ｈuは０となる。積分値Ｙが負になって、回転位置推定信号Ｈuが１から０になるのは、第２ゼロクロス点からＴpcの時間が経過した時点（図７の２１０°の時点）である。このようにして、Ｕ相の誘起電圧より３０度遅れた回転位置推定信号Ｈuが得られる。

上記において、式(1)のａを１より小さい値にすれば、誘起電圧の位相に対する回転位置推定信号Ｈuの位相遅れが３０度より小さくなり、進み角制御が行なわれる。

Ｖ相およびＷ相の回転位置推定信号Ｈv、Ｈwの生成についても、上記と同様である。

モータ(1)の停止状態では、誘起電圧が発生せず、回転位置推定信号Ｈの生成ができないため、起動時には、低い周波数で転流を行なって、同期モータとして強制的に回転させ、誘起電圧の検出が可能な回転速度（たとえば１０００ｒｐｍに達してときに、上記のようなセンサレス駆動に切り替える。

この発明は、自動車に搭載されたブラシレスＤＣモータ以外のブラシレスモータにも適用できる。

ブラシレスモータのセンサレス制御装置の各部の構成および機能は、上記実施形態のものに限らず、適宜変更可能である。たとえば、上記実施形態では、車載用であるから、直流電源としてバッテリが用いられているが、交流を整流して直流電源として用いてもよい。

図１は、この発明の実施形態を示すブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置のブロック図である。 図２は、図１の回転位置推定信号生成装置の構成の１例を示すブロック図である。 図３は、図２の電圧比較回路の構成の１例を示すブロック図である。 図４は、センサレス制御装置の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。 図５は、センサレス制御装置の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。 図６は、ＰＷＭ手段の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。 図７は、相電圧と回転位置推定信号生成装置の各部の信号の１例を示すタイムチャートである。

符号の説明

(1) ブラシレスＤＣモータ
(2) 直流電源
(3) 回転位置推定信号生成装置
(4) 通電制御装置
(5) 通電信号生成手段
(6) 速度制御手段
(7) ＰＷＭ手段
(9) スイッチング手段
(10) 周期計測手段
(11) 積分増減値演算手段
(12) 電圧比較回路
(13) 積分手段
(14) 極性決定手段
(16u+)(16u-)(16v+)(16v-)(16w+)(16w-) スイッチング素子

Claims (3)

1. ３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する方法であって、
   ３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を測定することにより、電気角６０度に対応する時間を求め、この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求め、各相の相電圧を所定の基準電圧と比較し、各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行ない、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定することを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御方法。
2. ３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段と、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御する通電制御手段とを備え、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する装置であって、
   回転位置推定信号生成手段が、
   ３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を計測することにより、電気角６０度に対応する時間を求める周期計測手段と、
   この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求める積分増減値演算手段と、
   各相の相電圧を所定の基準電圧と比較する電圧比較手段と、
   各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行なう積分手段と、
   各相について、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定する極性決定手段と
   を備えていることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。
3. 請求項２の装置において、
   通電制御手段が、
   各相の上下アームにそれぞれ設けられた合計６個のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
   各相の回転位置推定信号に基づいて各スイッチング素子に対する通電信号を生成する通電信号生成手段と、
   回転速度検出値および回転速度設定値に基づいて速度制御信号を生成する速度制御手段と、
   通電信号および速度制御信号に基づいてスイッチング素子制御信号を生成するＰＷＭ手段とを備えており、
   速度制御手段が、回転速度検出値と回転速度設定値の大小関係に基づいて、現在の速度制御信号を一定の増減値ずつ増減するものであることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。

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