JP2004537240A - ダイナミックレンジを制御するための信号分解 - Google Patents

Abstract

本出願は、一定のエンベロープを有さない変調信号（例えば、ＱＡＭまたはマルチキャリア信号）の処理に関する。特に、Ｓクラス増幅器の使用を可能にするために、このような信号のダイナミックレンジが対処される。これは、信号を小さいダイナミックレンジをそれぞれ有するコンポーネントに分解することによって達成される。このコンポーネントは、その後、再び組み合わされる前に別々に処理される。本発明の信号分解回路は、送信器回路で用いるための、かつ、一定でないエンベロープ変調信号をデジタル的に生成する送信器の変調回路を補足するように構成され、所望でない特性を有する所定信号を、所望でない特性を有しない１つ以上のフラグメント信号に分解するように構成されたデジタル信号プロセッサを備え。

Description

【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、一定でないエンベロープ（例えば、マルチキャリアまたはシングルキャリアＱＡＭ）を有する変調信号の処理を改善するための計算回路および方法に関し、特に、このような変調信号に分解アルゴリズムを適用し、そこから、送信の前にさらに処理するために、より好ましい特性（例えば、低減されたピーク対平均電力比）を有する分解信号を生成するための回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
マルチキャリア変調スキーマ（例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ））およびシングルキャリア直交変調（ＱＡＭ））等の一定でないエンベロープ変調スキーマは、多くの場合、これらの変調信号をデジタル的に生成することによって（すなわち、計算手段、通常、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって）実現される。このようなコンピュータによる変調は、一定でないエンベロープ変調スキーマが用いられるワイヤレスおよびワイヤライン用途の両方において有用に用いられる。例えば、ワイヤライン用途は、ｘＤＳＬトランスポートシステムであり得、ワイヤレス（ＲＦ）用途は、８０２．１１ａワイヤレスＬＡＮ標準規格、またはその変形、あるいは、ＬＭＤＳまたはＭＭＤＳ等のブロードバンド固定式ワイヤレスシステム（Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｆｉｘｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍ）であり得る。このような用途において、データは、変調される前に、通常、スクランブル、符号化、およびインターリーブされる。ワイヤレス用途の場合、ワイヤレス送信のために、信号がデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）に供給され、次に、アップコンバージョンおよび増幅される前に、コンピュータによる変調が実行される。
【０００３】
有利にも、コンピュータによる変調の実装は、マルチキャリア変調および信号キャリアＱＡＭトランシーバのより経済的な実現を可能にする。本明細書中で詳述されるように、発明者は、このようなコンピュータによる変調環境が適切なフレームワークを提供することを発見した。このフレームワーク内で、改善された回路性能を達成するために、変調プロセスの前および後に、他の事前コンディショニングおよび／または補足的計算を波形に適用することが実行される。「コンピュータによる変調」および「デジタル的に生成された変調」という用語は、本明細書中で交換可能に用いられ、本明細書中で用いられるこれらの用語の意味は同じであり、すなわち、計算手段によって実行される変調であることが意図される。
【０００４】
ＲＦ送信器のアップコンバータおよび電力増幅器は、最小の歪みで、変調されたキャリアの周波数偏移および増幅を実行しなければならない。伝統的なシングルキャリア変調スキーマの場合、これは、アップコンバータについては程よく低いダイナミックレンジ、および、電力増幅器については程よく小さいパワーバックオフ（１ｄＢ圧縮点からの）を意味する。しかしながら、マルチキャリアＯＦＤＭまたはシングルキャリアＱＡＭ変調スキーマにおいて最小の歪みを達成するために、アップ／ダウンコンバータは、発生するピーク対平均電力比が高いために、非常に高いダイナミックレンジを有さなければならず（すなわち、これらは、線形でなければならず、従って、高圧縮点を有さなければならない）、電力増幅器に大きいパワーバックオフ（例えば、１２ｄＢ）が必要とされる。広いダイナミックレンジおよび大きいパワーバックオフの両方が必要とされることによって、送信器のＤＣ電力消費が非常に高くなり、これは、ワイヤレスまたはワイヤライン用途のＯＦＤＭおよびＱＡＭの不利な点を生成する。
【０００５】
８０２．１１ａ５ＧＨｚワイヤレス標準規格の公知の設計は、ＯＦＤＭ変調と関連した高いピーク対平均電力比の問題を直接的に対処せずに、スクランブル、符号化、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）の生成、変調、アップコンバージョンおよび電力増幅という送信機能を組み込む。従って、８０２．１１ａ、５ＧＨｚ ＯＦＤＭワイヤレス標準規格のＭＡＣ、ＰＨＹおよびＲＦ機能を統合化し、かつ広いダイナミックレンジ、および大きいパワーバックオフの条件を最小化する８０２．１１ａチップアーキテクチャが必要とされる。より具体的には、このようなワイヤレス用途には、クラスＳの電力増幅器（クラスＤまたはスイッチモード電力増幅器とも呼ばれる）および低圧縮点アップコンバータ等の電力効率的ダイナミックレンジ制限ＲＦ回路の使用を可能にする回路が必要とされる。
【０００６】
ワイヤラインｘＤＳＬ用途についても、より大きい電力効率を達成する必要があり、このような用途には、高効率の増幅段（例えば、クラスＳ）の使用を可能にする手段を提供することが有利である。
【０００７】
ＯＦＤＭおよび他の関連したマルチキャリア変調スキーマは、多重のシンボルを多重のキャリア周波数に繰返し割り当て、ＩＦＦＴを計算して、送信されるべき時間波形の連続的セグメントを取得することに基づく。ＯＦＤＭ変調に関する重大な問題は、ＩＦＦＴ演算ごとのタイムシーケンス出力の間に生じ得る、非常に高いピーク対平均電力比である。ピークは、個々のキャリア周波数の大部分が同相で整列する場合に生じる（第１のピークが現れた場合、時間サンプルの数が比較的小さいために、第２のピークが同じＩＦＦＴ時間セグメント内に生じる見込みはない）。復調決定のための位相基準を確立するために、多重のキャリア周波数にわたってトレーニングトーンが周期的に配置される。
【０００８】
ＯＦＤＭ変調器において、ＩＦＦＴ演算ごとのタイムシーケンス出力の最初のいくつかのサンプルは、ガードインターバルを構成する。ガードインターバルは、マルチパスチャネルが安定している時間の間に生じる。受信器を動作させるために全部のＩＦＦＴタイムシーケンスを利用可能にするために、最初のいくつかのサンプルがサイクリックに回転され、ＩＦＦＴの終りに付加される。プリアンブルに続く時間サンプルは、周波数サイドローブを制御するために重み関数でウィンドウイングされる。典型的な重み関数は台形波形型であり、初めと終わりの両方に０．５の重みが付けられた１つの時間サンプルを有する。
【０００９】
シフト特性と呼ばれるフーリエ変換ペアの公知の特性により、一方のドメインにおけるシフトは、他方のドメインにおける複素回転（位相シフト）に対応する。さらに、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを実現するために、周波数ドメインにおける周波数に関しての累積的な（ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅ）位相シフトは、対応する時間波形セグメントのサイクリック回転に対応する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（発明の要旨）
本発明は、信号の変調の前および／または後に、計算環境を利用して、所望でない特性を有する信号をそのような所望でない特性を有しない１つ以上の生じた信号に分解することによって、変調信号をデジタル的に生成するために用いられる回路の性能が改善されることを発見した。特に、発明者は、コンピュータによる一定でないエンベロープ変調スキーマ用の回路の設計に対する改善を開発し、これにより、変調波形は、個別に低いピーク対平均電力比を有するコンポーネントに分解される。好適には、これらの分解プロセスは、変調プロセスの前および／または後に、事前コンディショニングおよび／または補足的計算を波形に適用することによって実行される。有利にも、これらの分解プロセスは、低減されたピーク対平均電力比を有する波形を生成し、これらのプロセスを実現する回路は、アップコンバージョンおよび電力増幅に要する電力消費の実質的な低減を享受する。意外にも、コンピュータによる変調を実行する公知の回路とは著しく対照的に、発明者の分解プロセスによって生成された変調信号は、クラスＳ電力増幅器によって、および、ワイヤレス用途の場合、低圧縮点アップコンバータによって、送信器のアナログ側にてさらに処理されるような形態になっている。
【００１１】
本発明によると、送信器において用いる信号分解回路が提供され、かつ、一定でないエンベロープ変調信号をデジタル的に生成する送信器の変調回路を補足するように構成される。デジタル信号プロセッサは、所望でない特性を有する所定信号を、所望でない特性を有しない１つ以上のフラグメント（すなわち、分解）信号に分解するように構成され、これにより、フラグメント信号から形成された信号は、送信のために再び組み合わされる前に、アナログ信号に変換され、かつ、電力効率的ダイナミックレンジ制限アナログ回路によって処理される。所望でない特性とは、ＯＦＤＭ回路用等の比較的高いピーク対平均電力比であり得る。変調回路は、逆フーリエ変換プロセッサを備え、分解回路は、この逆フーリエ変換プロセッサの前または後で動作してもよい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明による信号処理用のいくつかの例示的計算エンジンが本明細書中に開示される。これらのエンジンは、相補的であり、かつ、回路の複雑性の低減および反復的使用を活かし得、かつ改善された電力消費性能を提供する回路アーキテクチャが実装されることを可能にする。有利にも、変調信号を、低いピーク対平均電力比を有するコンポーネント（すなわち、フラグメント信号）に分解することによって、低いダイナミックレンジおよび小さいパワーバックオフを有する複数の同一のアナログ回路が用いられ得る（例えば、ＲＦ送信器に対して、単一の高いダイナミックレンジアップコンバータおよび大きいパワーバックオフ増幅器の代わりに、複数の同一のアップコンバータ／電力増幅器回路）。フラグメント信号がアナログ回路によって処理された後（例えば、ＲＦ送信器についてはアップコンバータおよび電力増幅器、ワイヤライン送信器については増幅器）、これらは、変調信号を形成するために再び組み合わされる。これは、アナログ回路の複雑性および性能要件を最小化し、ＤＣ電力消費を低減し、必要とされる外部コンポーネントの数を低減する。
【００１３】
本発明の１局面によると、分解回路は、所定信号のキャリアを複数のグループに分類するように構成されたキャリアソーティングエンジン（ｃａｒｒｉｅｒ−ｓｏｒｔｉｎｇ ｅｎｇｉｎｅ）を備え得、各グループは１つのフラグメント信号を形成し、これにより、変調回路は、フラグメント信号を変換するように構成された複数の逆フーリエ変換プロセッサを備え、各逆フーリエ変換プロセッサは、所定信号自体を変換するために必要とされるものよりも小さい。好適な実施形態において、キャリアは、前記グループごとに複数の方法で同時に分類され、その結果、複数の代替的フラグメント信号を生成し、これにより、該フラグメント信号は、前記ピーク対平均電力比に基づいて選択される
本発明の別の局面によると、分解回路は、所定信号を複数の等しい、変化する振幅フラグメント信号に分解するように構成されたフェーザフラグメンテーションエンジン（ｐｈａｓｏｒ ｆｒａｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｅｎｇｉｎｅ）を含み得、これらのフェーザは、所定信号に対応するフェーザを形成するように組み合わされ、フラグメント信号の振幅は、所定の信号の振幅の、その平均振幅からの変分の所定の比率である。フェーザフラグメンテーションエンジンは、逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間サンプルのシーケンスを、２つの位相で、等しい、変化する大きさのフェーザの２つの並列のシーケンスに変換し、これにより、これらの位相は、θ−Φおよびθ＋Φであるように計算され、これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１（０．５Ｖ／Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}）であり、ただし、Ｖは、所定信号の現在の複素時間サンプルの振幅であり、Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}は、Ｋ１Ｖ−Ｋ２であるように計算されたフラグメント信号の振幅であり、Ｋ１およびＫ２は定数である。
【００１４】
１実施形態において、フェーザフラグメンテーションエンジンは、所定信号を複数の等しく、かつ一定の振幅フラグメント信号に分解する。好適には、所定信号が２つのフラグメント信号に分解された場合、逆フーリエ変換プロセッサの前で動作する別の分解回路によって事前コンディショニングされる。このような他の分解回路は、キャリアソーティングエンジンを備え得る。あるいは、他の分解回路は、所定信号を処理する前に、別の所定信号を事前コンディショニングするための事前コンディショニングフェーザフラグメンテーションエンジンを備え得る。このような実施形態において、事前コンディショニングフェーザフラグメンテーションエンジンは、他の所定信号を複数の等しい、変化する振幅を事前コンディショニングしたフラグメント信号に分解し、それらのフェーザは、他の所定信号に対応するフェーザを形成するために組み合わされる。事前コンディショニングされたフラグメント信号の振幅は、所定の信号の振幅の、その平均振幅からの変分の所定の比率である。
【００１５】
所定信号を２つのフラグメント信号に分解するフェーザフラグメンテーションエンジンの実施形態において、逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間サンプルのシーケンスは、θ−Φおよびθ＋Φであるように計算された２つの位相で、Ｖｍａｘ／２に等しい、２つの等しい大きさのフェーザの並列のシーケンスに変換される。これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１（Ｖ／Ｖｍａｘ）であり、およびθは所定信号の位相であり、ただし、Ｖは、所定信号の現在の複素時間サンプルの振幅であり、Ｖｍａｘは、シーケンスの周期にわたる所定信号の最大振幅である。
【００１６】
所定信号を３つのフラグメント信号に分割するフェーザフラグメンテーションエンジンの実施形態において、逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間サンプルのシーケンスは、θ−Φ、θ＋Φおよびθであるように計算された３つの位相で、Ｖｍａｘ／３に等しい、３つの等しい大きさのフェーザの並列のシーケンスに変換される。これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１［（１．５Ｖ／Ｖ_ＭＡＸ）−０．５］であり、ただし、Ｖは、所定信号の現在の複素時間サンプルの振幅であり、Ｖｍａｘは、シーケンスの周期にわたる所定信号の最大振幅である。
【００１７】
本発明の別の局面によると、分解回路は、逆フーリエ変換プロセッサから出力されたピーク信号を、事前選択されたウインドウ関数（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって減衰を目標とした時間サンプルにシフトするように構成されたバーチャルレンジホッピングエンジン（ｖｉｒｔｕａｌ ｒａｎｇｅ ｈｏｐｐｉｎｇ ｅｎｇｉｎｅ）を備え得る。所定信号の事前コンディショニングは、このバーチャルレンジホッピングエンジンによって実行され得る。あるいは、所定信号の事前コンディショニングは、事前選択されたウインドウ関数によって上述のピークの上述のシフトは行われないが、上述の減衰を含むように構成された、ライトウインドウイングエンジン（ｌｉｇｈｔ ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ ｅｎｇｉｎｅ）によって実行され得る。
【００１８】
本発明の上述の例示的実施形態は、ここで、特に、例えば、８０２．１１ａワイヤレス送信器の設計に関する以下の図面を参照して詳細に記載される（しかしながら、本発明は、そのような特定の用途に限定されず、かつ、目的に応じて、ワイヤラインまたはワイヤレス用途に適切に適用され得ることが理解されるべきである）。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
（示された実施形態の詳細な説明）
本明細書中で主張される本発明によると、事前コンディショニングおよび／または補足的計算信号処理エンジンが、送信器回路（ワイヤレスまたはワイヤライン）におけるＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）変調器によって実行される標準計算処理に付加される。これらの処理エンジンは、所定の変調波形を、本明細書中でフラグメント信号と呼ばれるコンポーネントに分解する。有利にも、これらのフラグメント信号は、個別に、低いダイナミックレンジおよび小さいパワーバックオフを有する複数の同一のアナログ回路が用いられ得る低いピーク対平均電力比を有する。意外にも、発明者は、クラスＳ電力増幅器、および、ワイヤレス用途については低圧縮点アップコンバータがこれらによって用いられ得、これが、一定でないエンベロープ変調スキーマのために用いられる公知の計算回路に対して著しい、実質的な改善を示すことを見出した。分解された信号コンポーネント（すなわち、フラグメント信号）を処理することに続く、アナログ回路処理は、所定の変調波形（８０２．１１ａ送信器の例示における、マルチキャリアＯＦＤＭ変調波形である）を形成するために再び組み合わされる。ＯＦＤＭ変調器の例示的使用は、本発明の範囲をそのようなマルチキャリア変調器に限定することを意図せず、代替的実施形態において、本発明は、シングルキャリアＱＡＭコンピュータによる変調器を含む他の一定でないエンベロープ変調スキーマに適切に適用され得ることが理解されるべきである。
【００２０】
本明細書中での所定信号を「分解する」という記載は、（相対的に「不良挙動（ｉｌｌ−ｂｅｈａｖｅｄ）」の波形と特徴付けられ得る）信号が、信号搬送チャネルの終端間制限の観点から、これを対応する信号に変換、および／またはこれを「良好挙動」信号（単数または複数）と特徴付けられ得るフラグメント（すなわち、分解された）信号に細分するように処理されることを意味する。便宜的に、本明細書中に記載された分解エンジンで演算される信号は、本明細書中で所定信号と呼ばれるか、キャリアソーティングエンジンについては、代替的に、事前変調信号と呼ばれる。
【００２１】
図１（ａ）および図１（ｂ）は、デジタル的に生成される変調処理を事前コンディショニングおよび補足するための、本発明による信号分解エンジンを含む送信器構成のブロック図である。示されたこれらの実施形態の各々において、本発明の１局面によるキャリアソーティングエンジン５０は、スクランブラ１０、エンコーダ２０、ならびにビットおよび周波数インターリーバ処理ブロック３０、４０による入力信号５の処理に続いて、事前変調信号４５を事前コンディショニングする。キャリアソーティングエンジン５０は、信号４５を、低いピーク対平均比をそれぞれ有する２つのフラグメント信号５５に分解し、これらの信号は、ＩＦＦＴ６０に入力される。有利にも、各フラグメント信号５５は、事前変調信号４５自体（すなわち、この事前コンディショニングなしの場合）によって必要とされるような大きさのＩＦＦＴ６０を必要とせず、従って、各ＩＦＦＴ６０は、比較的小さくなり得る。キャリアソーティングエンジン５０による事前コンディショニング、およびＩＦＦＴによる変換に続いて、変調信号６５は、これらの例示的実施形態において、図１（ａ）の実施形態の場合は、バーチャルレンジホッピングエンジン１００によって、図１（ｂ）の実施形態の場合は、ライトウインドウイングエンジン７０によって再び事前コンディショニングされて、そこからピークを除去する（これにより、ライトウインドウイングエンジン７０は、比較的少ない減衰量でも十分である場合に用いるために好適であり得る）。バーチャルレンジホッピングまたはライトウインドウイングエンジンから出力された信号７５は、フェーザフラグメンテーションエンジン８０によって分解され、そこから出力された生じたフラグメント信号８５は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）９０に入力される。
【００２２】
信号分解処理エンジン５０、８０の各々は、入力された所定信号から複数の出力フラグメント信号を実現し、各エンジン５０、７０、８０および１００によって生成された出力フラグメント信号は、そこに入力された所定信号よりも良好なピーク対平均電力比を有する。キャリアソーティングエンジン５０については、（ＩＦＦＴ演算に先行して）周波数ドメインにおいて分解演算が行われ、バーチャルレンジホッピング、ライトウインドウイングおよびフェーザフラグメンテーションエンジンについては、時間ドメインにおいて分解演算が行われる（ＩＦＦＴ演算に続く）。これらの分解エンジンから出力されたフラグメント信号は、直交である必要はない。しかしながら、分解演算は、電力増幅器に続いて、出力フラグメント信号８５を、これらが導出された所定信号に対応する信号に再構成することを可能にするために本質的に線形でなければならない。
【００２３】
本発明の１局面によるキャリアソーティング信号処理エンジンが図２および図３によって示される。周波数ドメインにおいて、このエンジンは、マルチキャリアＯＦＤＭ変調信号４５のキャリアを２つ以上のグループ（２つのグループは、示された実施形態のために用いられる）に分類し、これらの各々は、改善されたピーク対平均電力比を処理する。ＯＦＤＭ等の変調スキーマについて、生成されたピーク対平均電力比は、個々のフェーザをピークの時間の間「同相」に加算し（図２（ａ）を参照）、別の時間に「ランダムに」加算した（図２（ｂ）を参照）結果である。ピーク以外の時間に、信号の全電力を形成する個々のフェーザ（キャリア）の電力の合計は、個々のフェーザの大きさの平方根の合計に対応する。
【００２４】
フェーザの大きさの合計（ピークの時間）とフェーザの大きさの平方根の合計（他のすべての時間）との間の差は、ＯＦＤＭ変換におけるエレメントの数と共に大きくなる。変換の所与のサイズについて、この差は、この変換（個々のキャリアの変調）に適用される複素エレメントを２つ以上のグループに分類することによって低減される。これらのグループは、その後、２つ以上のより小さい変換（ＩＦＦＴ）に適用され、各々は、「不足（ｍｉｓｓｉｎｇ）」エレメントを償う適切な換算係数を有する。
【００２５】
図３を参照して、ＩＦＦＴエンジンへの入力における複素エレメントのシーケンスは、偶数および奇数のシーケンス数グループに分類され（偶数および奇数のシーケンス数キャリア）、かつ２つのより小さいＩＦＦＴエンジンに付与される。ＩＦＦＴ出力ごとに生じた結果のピーク対平均電力比は、このようなキャリアソーティング処理が不在である場合に必要とされる、単一のより大きいＩＦＦＴエンジンのものよりも３ｄＢ小さい。キャリアソーティングエンジン５０は、図１によって示される実施形態による事前コンディショニングエンジンとして用いられた場合、２つのＩＦＦＴ出力６５が、補足的フェーザフラグメンテーションエンジン８０に付与される（および、示されるように、ライトウインドウイングエンジン７０は、さらに、フレーザフラグメンテーションエンジン８０に入力される前に、出力６５を選択的に事前コンディショニングし得る）。あるいは、異なった実施形態について、キャリアソーティングエンジンのみを用いることが所望され得、この場合、出力６５は、デジタルアナログ変換器９０に直接供給され得（図３における点線を通じて）、送信の直前に組み合わせられる前にデジタルアナログ変換器９０に続いて、並列のアップコンバータ（示されたワイヤレス８０２．１１ａ用途の場合）および電力増幅器（３ｄＢ少ないダイナミックレンジおよびバックオフ条件を有する）に供給される。
【００２６】
選択的に、上述のキャリアソーティングエンジン５０の単一のソーティングアルゴリズムを凌ぐ改善を含むことが好適であり得、これにより、キャリア（複数のグループの任意の所与のグループ）は、１方法より多い方法で同時に分類され、結果としての信号の分類が評価され、その後、最良のピーク対平均電力比を有するグループが出力信号５５として選択される。
【００２７】
図４（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、図１（ｂ）に示される選択的事前コンディショニングライトウインドウイングエンジン７０によって実行される処理を示すグラフである。このエンジンは、ピーク検出器コンポーネント７１およびライトウインドウイングコンポーネント７２を含む。図４（ａ）は、ＩＦＦＴ６０から出力されたタイムシーケンスを示し、図４（ｂ）は、ピーク検出器コンポーネント７１によって決定されたタイムシーケンスのピーク値に基づいて、エンジン７０によって計算されるライトウインドウ関数を示す。図４（ｃ）は、ライトウインドウ関数が適用後のタイムシーケンスを示し、これにより、図４（ａ）に示された高ピークが減衰されている。
【００２８】
事前コンディショニングエンジンとして用いるための、図１（ａ）の実施形態において示される選択的バーチャルレンジホッピングエンジン１００が、図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）および図１０を参照して、以下において詳細に説明される。
【００２９】
本発明のさらなる局面による分解信号プロセッサは、図５、図６、図７および図８により示される。これらのプロセッサは、本明細書中で、フェーザフラグメンテーションエンジンと呼ばれる。なぜなら、これらは、計算プロセスであり、これらの信号処理は、デジタル変調処理の信号処理を補足するからである（示された実施形態においてはＯＦＤＭであるが、これは、ＱＡＭについても全く当てはまる）。従って、これらのエンジンは、電力効率が良くて、ダイナミックレンジが制限されたＲＦ回路、すなわち、クラスＳ電力増幅器および低圧縮点アップコンバータの効率的使用を可能にする（ワイヤレス用途の場合）。
【００３０】
フェーザフラグメンテーションエンジンは、二等辺三角形の特性を用い、かつ、位相決定およびフェーザフラグメント処理コンポーネントを含む。これらは、振幅および位相の変分（ｖａｒｉａｔｉｏｎ）を有する所定信号（すなわち、もとのフェーザ）を、振幅変動の所定の低減をそれぞれ有する２つの信号（すなわち、フラグメントフェーザ）に変換する。振幅変分は限界ではゼロにまで低減される。各フラグメントフェーザに関して結果として低減されたピーク対平均電力比は、経験した位相変調のレートを上昇させることになる（なぜなら、ピーク対平均電力比の減衰が大きくなるほど、位相変調レートが上昇するということがこれらのエンジンに本来備わっているからである（帯域幅））。
【００３１】
フェーザフラグメンテーションエンジンの第１の実施形態は、図５（ａ）および図５（ｂ）および図６によって示される。図５（ａ）および図５（ｂ）は、所定のフェーザＶ（すなわち、変調信号）の２つのベクトル図を示し、異なった時間の各々（（ａ）および（ｂ））は、所定のフェーザＶの表現を、所望のフェーザの時間とともに変化する振幅および位相を追跡するように連続的に回転される２つの等しい振幅フラグメンテーションフェーザ（Ｋ１Ｖ−Ｋ２）の和として表す。２つのフラグメントフェーザの各々は、その振幅が、所定信号の平均からの振幅の変分の所定の比率に連続的に調整される。従って、フラグメントフェーザのピーク対平均比が所定の比率に低減される。
【００３２】
図５に示されるように、２つのフラグメントフェーザの大きさは、（Ｋ１Ｖ−Ｋ２）として計算され、これは、Ｖの値に依存するので、Ｖが変化すると大きさが変化し、かつ連続的に調整される。図６は、図５に示される２つのフラグメントフェーザを生成するために、デジタル信号プロセッサによって実行される計算工程を示す。示される実施形態は、２つのフラグメントフェーザの使用を示すが、これに代わる実施形態が、適宜、２つ以上を提供し得る。
【００３３】
コンピュータによって生成されたＯＦＤＭまたはＱＡＭ信号について、所定信号（変調信号）は、複素（大きさおよび位相）時間サンプルのシーケンスである。フェーザフラグメンテーションエンジンは、このシーケンスを２つのフェーザ（キャリア）の並列シーケンスに変換する。フラグメントフェーザ振幅の所定の比率を提供する好適な線型等式は、
Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}＝ａＶ_ＭＡＸ（Ｖ−Ｖ_ＭＩＮ）／Ｖ_ＭＡＸ−Ｖ_ＭＩＮ）＋ｂＶ_ＭＩＮ（Ｖ_ＭＡＸ−Ｖ）／（Ｖ_ＭＡＸ−Ｖ_ＭＩＮ）＝Ｋ１Ｖ−Ｋ２
であり、ここで、
Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}は、２つのフェーザの各々の振幅（すなわち、大きさ）であり、
Ｖ_ＭＡＸは、変調信号の最大振幅であり、
Ｖは、変調信号の現在の振幅であり、
ａおよびｂ、ならびにＫ１およびＫ２は定数である。
上述の方程式にａ＝０．５およびｂ＝１．０を代入することによって、ピーク対平均電力比において６ｄＢの低減が達成される。
【００３４】
図５および図６によって示されるフェーザフラグメンテーションエンジンは、さらに、各時間サンプルにおける所定信号Ｖの位相θに加算および減算して、フェーザの２つの位相を生成する。対応する位相等式は、
Φ＝ｃｏｓ^−１（０．５Ｖ／Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}）
である。
【００３５】
本発明の別の局面によるフェーザフラグメンテーションエンジンの第２の実施形態は、図７（ａ）および図７（ｂ）によって示される。これらの図に示されるように（ここで、（ａ）は時間のある点を示し、および（ｂ）は時間の別の点を表す）、所定の（変調）信号Ｖの時変する大きさおよび位相を追跡するために、２つの等しい固定された大きさのフェーザ（Ｖｍａｘ／２）が、連続的に回転される。２つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたってＶの最大の大きさに依存し、従って、一定である。２つの等しい大きさフラグメントフェーザの振幅は、
Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}＝Ｖ_ＭＡＸ／２
である。各時間サンプルにおける位相に、このフェーザフラグメンテーションエンジンはΦを加算および減算し、これにより
Φ＝ｃｏｓ^−１（Ｖ／Ｖ_ＭＡＸ）
である。
【００３６】
この実施形態において、２つのフラグメントフェーザは一定の大きさであるので、低いダイナミックレンジ（低圧縮点）アップコンバータが用いられ得る。さらに、バックオフのない増幅を提供する、より高効率的なＳクラス電力増幅器が用いられる。
【００３７】
本発明の別の局面によるフェーザフラグメンテーションエンジンの第３の実施形態は、図８（ａ）および図８（ｂ）により示される。これらの図に示されるように（ここで、（ａ）は、時間のある点を示し、（ｂ）別の時間の点を示す）、所定の（変調）信号Ｖの時変する大きさおよび位相を追跡するために、３つの等しい、固定された大きさのフェーザ（Ｖｍａｘ／３）は、連続的に回転される。３つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたって、Ｖの最大の大きさに依存し、従って、一定である。このフェーザフラグメンテーションエンジンの実施形態は、二等辺三角形の特性、およびコヒーレントおよびインコヒーレント信号追加の特性を用いる。
【００３８】
３つの等しい大きさのフェーザの振幅は、
Ｖ_{ＰＨＡＳＯＲ}＝Ｖ_ＭＡＸ／３
である。各時間サンプルにおける位相θに、フェーザフラグメンテーションエンジンはΦを加算および減算して、３つのフェーザのうちの２つの位相を形成し、これにより、
Φ＝ｃｏｓ^−１［（１．５Ｖ／Ｖ_ＭＡＸ）−０．５］
である。第３のフラグメントフェーザについて、その位相は、各時間サンプルにおけるフェーザＶの位相θである。
【００３９】
位相Φは、解析的に、フェーザＶの瞬間振幅に依存し、擬似ランダムに挙動する。この位相は、フェーザＶの位相に加算され、および減算されてフラグメントフェーザの２つを形成するので、これらの２つのフェーザは、実効的には統計的に独立しているとして挙動する。さらに、残りの（第３の）フラグメントフェーザは、Φによる影響を受けないので、これも、他の２つのフラグメントフェーザと比べて、統計的に独立しているとして挙動する。
【００４０】
これらの３つの統計的に独立した信号は、合計された場合、個々の電力ベースで加算する。しかしながら、時に、信号の位相がそろい、信号は個々の振幅ベースで加算する。その結果、３つのフラグメント信号は、合計された場合、任意の固有の電力損失なしに、４．８ｄＢのピーク対平均電力比を有する組み合わされた信号をもたらす。従って、４．８ｄＢまでのピーク対平均比を有する信号は、再組み合わせの時、任意の電力損失を認めることなく、このフェーザフラグメンテーションエンジンの実施形態を用いて３つのフェーザに分解され得る。
【００４１】
この実施形態において、３つのフラグメントフェーザが一定の大きさであるので、低いダイナミックレンジ（低圧縮点）アップコンバータが用いられ得る。さらに、バックオフのない増幅を提供する、高効率的なＳクラス電力増幅器が用いられ得る。
【００４２】
有利にも、フェーザフラグメンテーションエンジンの上述の第２および第３の実施形態は、３ｄＢ以下および４．８ｄＢ以下のピーク対平均電力比をそれぞれ有する変調信号を分解することができ、理論的には、フラグメントフェーザは、１００％の効率（すなわち、損失なし）で再び組み合わされる。
【００４３】
さらに、非常に高いピーク対平均電力比信号について、フェーザフラグメンテーションエンジンの上述の第２および第３の実施形態の効率が悪化し、これは、２つまたは３つのフェーザが（小さい平均信号レベルを生成するために）、頻繁に、ほぼ反対になるからであることに留意されたい。しかしながら、この第２のまたは第３の実施形態が、フェーザフラグメンテーションエンジンの第１の上述の実施形態、上述のキャリアソーティングエンジンおよび／または後述されるバーチャルレンジホッピングエンジン（あるいは、いくつかの実施形態については、上述のライトウインドウイングエンジン）等の他のピーク対平均電力比の低減技術とともに用いられる場合が、結果として全体の生じた効率は高い。
【００４４】
ＯＦＤＭ変調について、各シンボル周期（ＩＦＦＴ演算の結果）は、異なったピーク値を有することに留意されたい。次に、フェーザフラグメンテーションエンジンについて、各シンボル周期が個々にスケーリングされ得る。このダイナミックスケーリングは、ＯＦＤＭリンクのビットエラーレート性能全体を向上させる。
【００４５】
キャリアソーティングエンジンおよびフェーザフラグメンテーションエンジンは、変調信号を並列のアップコンバータ／電力増幅器チェーン（ｃｈａｉｎ）に印加することによって、ワイヤレス用途の空中インターフェースの標準を落とすことなくＯＦＤＭ等の波形のピーク対平均電力比を低減する。電力を組み合わせると、ＯＦＤＭ波形が再生される。再生されたＯＦＤＭ波形が歪まないことを保証するために、チャネルゲインおよび位相の相違を補償するための、適切な較正および／または事前歪回路が用いられることが好ましい。
【００４６】
本明細書中で、「バーチャルレンジホッピング」信号分解エンジン１００と呼ばれる本発明のさらなる実施形態は、図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）および図１０によって示される。さらに、図１（ａ）は、フェーザフラグメンテーションエンジンの前に、キャリアソーティングエンジンと組み合わせた事前コンディショニングエンジンとしての、このエンジンの使用を示す。図９（ａ）は、ＩＦＦＴ演算およびそこで生じるピークの時間シーケンス出力を示す。図９（ｂ）は、ガードインターバルでのライトウインドウ関数を含む台形シンボルウインドウ関数を示す。図９（ｃ）は、サンプルウインドウの下降傾斜に整列する点に、タイムシーケンス出力のシフトを行うことを示し、この結果、ピークを減衰させる（および、ガードインターバル内で繰返されたピークが、さらに、ライトウインドウ関数によって減衰される）。図１０は、ＯＦＤＭ変調器の一部分としてのバーチャルレンジホッピング信号処理エンジンによって実行される工程を示す。
【００４７】
バーチャルレンジホッピングエンジンは、タイムシーケンス内でピークを検出するためのピーク検出コンポーネント１０５、および減衰のために検出されたピークを事前選択されたウインドウ位置にシフトするための波形回転コンポーネント１１０を備える。ピーク信号値をウインドウ関数に配置し、これにより、ピーク対平均電力比を低減するために、ＩＦＦＴ演算によって生成された時間波形セグメントは、サイクリックに回転される（上述のシフト特性により、これは、信号情報が失われることなく行われる）。図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）により示されるように、シフト特性は、ＩＦＦＴ演算中に出力されたピークを、ウインドウ関数スカートに対応して時間サンプルに移動させるために用いられる。この例において、ピークは、０．５の重みを有する時間サンプルに配置され、従って、この大きさは、１／２に低減され、その電力は、６ｄＢ低減される。従属するウインドウ関数スカートに移動したピークは、さらに、先導するガードインターバルで現れ、図９（ｃ）によって示されるように、このピークは、ライトウインドウイングを用いて、ＩＦＦＴシンボル周期のサンプルを妨害することなく、低減されたレベルに減衰され得る。
【００４８】
他のより積極的なウインドウ関数について、ピークの減衰は、より大きくされ得る。さらに、複数のサンプルにわたって存在するピークは、より積極的なウインドウ関数で処理され得る。ＩＦＦＴ出力の時間シフトは、ＩＦＦＴ演算ごとに異なる。復調のための正しい位相基準がトレーニングトーン位相から取得される。この規則的な時間のシフトの結果として、送信器のためのレンジのバーチャルホッピングがもたらされる。ＩＦＦＴ演算から生じる各タイムシーケンスは、異なったピーク値を有する。このピーク値が減衰のためにウインドウ関数に移動された後、新しいより低いピークが支配する。各時間セグメントは、スケーリングされ得、従って、これらのそれぞれのピークは、同じ値に達する。このようなダイナミックスケーリングは、ＯＦＤＭリンクのビットエラーレート全体の性能を向上させる。
【００４９】
上述の実施形態において利用される個々のエレクトロニック機能および処理機能は、個別に、当業者によって理解され得る。種々の他の実装が当業者によって考案され得ることが読者によって理解されるべきである。通信設計分野の当業者は、本発明を所与の用途のために適切な実装に容易に適用することができる。
【００５０】
従って、本明細書中に図を用いて示されかつ記載された特定の実施形態は、発明者によって主張された、添付の請求項によって定義された発明の範囲を限定することを意図しないことが理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１ａ】図１ａは、本発明によるデジタル的に生成された変調処理を事前コンディショニングおよび補足するための信号分解エンジンを含む無線送信器のコンポーネントのブロック図であり、事前コンディショニングのためのバーチャルレンジホッピングエンジンの使用を示す。
【図１ｂ】図１ｂは、本発明によるデジタル的に生成された変調処理を事前コンディショニングおよび補足するための信号分解エンジンを含む無線送信器のコンポーネントのブロック図であり、このような事前コンディショニングのために使用される代替的信号処理機能、すなわちライトウェインドウイングエンジンを示す。
【図２ａ】図２ａは、所定のピークを生成するための個々のフェーザ（キャリア信号）の加算を示すベクトル図である。
【図２ｂ】図２ｂは、ピーク対平均電力比の電力レベルを平均化するための個々のフェーザ（キャリア信号）の加算を示すベクトル図である。
【図３】図３は、全体のＯＦＤＭ変調器の一部分としてのキャリアソーティング信号処理エンジンによって実行される工程を示すブロック図である。
【図４ａ】図４ａは、ＩＦＦＴから出力されたシンボルを示すグラフである。
【図４ｂ】図４ｂは、ＩＦＦＴから出力されたシンボルに適用するライトウインドウイング関数を示すグラフである。
【図４ｃ】図４ｃは、シンボル内の高いピークを減衰させるために、ＩＦＦＴから出力されたシンボルにライトウインドウ関数を適用することを示すグラフである。
【図５ａ】図５ａは、異なった時間（時間１）において、所定の（所望の）フェーザＶ（変調信号である）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、２つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｋ１Ｖ−Ｋ２）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメンとフェーザの大きさは、Ｖの値に依存する（従って、連続的に調整される）。
【図５ｂ】図５ｂは、異なった時間（時間２）において、所定の（所望の）フェーザＶ（変調信号である）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、２つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｋ１Ｖ−Ｋ２）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメンとフェーザの大きさは、Ｖの値に依存する（従って、連続的に調整される）。
【図６】図６は、図５に示される２つのフラグメントフェーザを生成するために、デジタル信号プロセッサによって実行される計算工程を示すフローチャートである（ワイヤレス送信器のＲＦ回路に関しては点線で示されている）。
【図７ａ】図７ａは、異なった時間（時間１）における、所定のフェーザＶ（変調信号）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、２つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｖｍａｘ／２）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたってＶの最大の大きさに依存する（従って、一定である）。
【図７ｂ】図７ｂは、異なった時間（時間２）における、所定のフェーザＶ（変調信号）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、２つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｖｍａｘ／２）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたってＶの最大の大きさに依存する（従って、一定である）。
【図８ａ】図８ａは、異なった時間（時間１）における、所定のフェーザＶ（変調信号）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、３つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｖｍａｘ／３）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたってＶの最大の大きさに依存する（従って、一定である）。
【図８ｂ】図８ｂは、異なった時間（時間２）における、所定のフェーザＶ（変調信号）の２つのベクトル図を示し、所定のフェーザの時変する大きさおよび位相を追跡するために連続的に回転された、３つの等しい大きさのフラグメントフェーザ（Ｖｍａｘ／３）の和としての所定のフェーザＶの図を示し、これにより、２つのフラグメントフェーザの大きさは、サンプルの周期にわたってＶの最大の大きさに依存する（従って、一定である）。
【図９ａ】図９ａは、バーチャルレンジホッピング信号処理エンジンによって実行される処理を示すグラフであり、ＩＦＦＴ演算およびそこで生じるピークのタイムのために出力されたシーケンスを示す。
【図９ｂ】図９ｂは、バーチャルレンジホッピング信号処理エンジンによって実行される処理を示すグラフであり、ガードインターバルでのライトウインドウ関数を含む台形シンボルウインドウ関数を示す。
【図９ｃ】図９ｃは、バーチャルレンジホッピング信号処理エンジンによって実行される処理を示すグラフであり、ピークがサンプルウインドウの下降傾斜に整列する点に出力されたタイムシーケンスのシフトを示し、これにより、ピーク（およびガードインターバル内で繰返されるピークも、ライトウインドウ関数によって減衰される）を減衰する。
【図１０】図１０は、ＯＦＤＭ変調器全体の一部分としてのバーチャルレンジホッピング信号処理エンジンによって実行される工程を示すブロック図である。

Claims (26)

1. 送信器回路で用いるための、かつ、一定でないエンベロープ変調信号をデジタル的に生成する該送信器の変調回路を補足するように構成された信号分解回路であって、所望でない特性を有する所定信号を、該所望でない特性を有しない１つ以上のフラグメント信号に分解するように構成されたデジタル信号プロセッサを備え、これにより、該フラグメント信号から導出された信号は、アナログ信号に変換され、電力効率的ダイナミックレンジ制限アナログ回路によって処理され、そして再び組み合わせられる、信号分解回路。
2. 前記所望でない特性は、比較的高いピーク対平均電力比である、請求項１に記載の回路。
3. 前記変調回路は、逆フーリエ変換プロセッサを備え、前記分解回路は、該逆フーリエ変換プロセッサの後で、前記所定信号上で動作する、請求項２に記載の回路。
4. 前記変調回路は、逆フーリエ変換プロセッサを備え、前記分解回路は、該逆フーリエ変換プロセッサの前で、前記所定信号上で動作し、該回路は、キャリアソーティングエンジンを備え、前記変調はＯＦＤＭである、請求項２に記載の回路。
5. 前記キャリアソーティングエンジンは、前記所定信号のキャリアを複数のグループに分類するように構成され、該グループの各々は、１つの該フラグメント信号を形成し、これにより、前記変調回路は、該フラグメント信号を変換するための複数の逆フーリエ変換プロセッサを備え、該各逆フーリエ変換プロセッサは、該所定信号自体を変換するために必要とされるよりも小さい、請求項４に記載の回路。
6. 前記キャリアは、前記グループごとに複数の方法で同時に分類され、その結果、複数の代替的フラグメント信号を生成し、これにより、該フラグメント信号は、前記ピーク対平均電力比に基づいて選択される、請求項５に記載の回路。
7. フェーザフラグメンテーションエンジンを備える、請求項３に記載の回路。
8. 前記所定信号は、第２の分解回路によって事前コンディショニングされる、請求項７に記載の回路。
9. 前記フェーザフラグメンテーションエンジンは、前記所定信号を複数の等しい、変化する振幅フラグメント信号に分解するように構成され、該フラグメント信号のフェーザは、該所定信号に対応するフェーザを形成するように組み合わされ、該フラグメント信号の該振幅は、該所定信号の該振幅の、その平均振幅からの変分の所定の比率である、請求項７に記載の回路。
10. 前記フェーザフラグメンテーションエンジンは、前記所定信号を複数の等しく、かつ一定の振幅フラグメント信号に分解する、請求項７に記載の回路。
11. 前記第２の分解回路は、キャリアソーティングエンジンを備える、請求項８に記載の回路。
12. 前記第２の分解回路は、事前コンディショニングフェーザフラグメンテーションエンジンを備える、請求項８に記載の回路。
13. 前記フェーザフラグメンテーションエンジンは、前記逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間サンプルのシーケンスを、２つの位相でＶｍａｘ／２に等しい、２つの等しい大きさのフェーザの並列のシーケンスに変換するように構成され、これにより、該２つの等しい大きさのフェーザの該位相は、それぞれθ−Φおよびθ＋Φであるように計算され、これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１（Ｖ／ＭＡＸ）であり、ここで、Ｖは前記所定信号の現在の複素時間サンプルの振幅であり、およびθはその位相であり、Ｖｍａｘは、該シーケンスの周期にわたる該所定信号の最大振幅である、請求項１０に記載の回路。
14. 前記フェーザフラグメンテーションエンジンは、前記逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間のシーケンスを、３つの位相でＶｍａｘ／３に等しい、３つの等しい大きさのフェーザの並列のシーケンスに変換するように構成され、これにより、該２つの等しい大きさのフェーザの該位相は、それぞれθ−Φおよびθ＋Φであるように計算され、該第３の位相は、前記所定信号の該位相であるθに等しく、これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１［（１．５Ｖ／Ｖ_ＭＡＸ）−０．５］であり、Ｖは、該所定信号の前記現在の複素時間サンプルの振幅であり、Ｖｍａｘは、該シーケンスの周期にわたる該所定信号の最大振幅である、請求項１０に記載の回路。
15. 前記逆フーリエ変換プロセッサから出力されたピーク信号を事前選択されたウインドウ関数によって減衰させるために目標にした時間サンプルにシフトさせるように構成されたバーチャルレンジホップエンジンを備える、請求項３に記載の回路。
16. 前記第２の分解回路は、ライトウインドウイングエンジンを備える、請求項８に記載の回路。
17. 送信器回路においてデジタル的に生成された一定でないエンベロープ変調信号の生成を補足する信号分解方法であって、所望でない特性を有する所定信号を、所望でない特性を有しない複数のフラグメント信号に分解する工程を包含し、これにより、該フラグメント信号から導出された信号は、アナログ信号に変換され、電力効率的ダイナミックレンジ制限アナログ回路によって処理され、そして再び組み合わされる、方法。
18. 前記所望でない特性は、比較的高いピーク対平均電力比である、請求項１７に記載の方法。
19. 前記変調信号は、逆フーリエ変換プロセッサを用いて生成され、前記分解工程は、該逆フーリエ変換プロセッサによる変調の前に実行される、請求項１８に記載の方法。
20. 前記変調信号は、逆フーリエ変換プロセッサを用いて生成され、前記分解工程は、該逆フーリエ変換プロセッサによる変調に続いて実行される、請求項１８に記載の方法。
21. 前記分解工程は、前記所定信号のキャリアを複数のグループに分類する工程を包含し、該グループの各々は、１つの前記フラグメント信号を形成し、これにより、前記変調は、該フラグメント信号を変換するために複数の逆フーリエ変換プロセッサによって実行され、該各逆フーリエ変換プロセッサは、該所定信号自体を変換するために必要とされるよりも小さい、請求項１９に記載の方法。
22. 前記キャリアは、前記グループごとに複数の方法で同時に分類され、その結果、各該グループごとに複数の代替的フラグメント信号を生成し、これにより、該フラグメント信号は、ピーク対平均電力比に基づいて選択される、請求項２１に記載の方法。
23. 前記所定信号は、複数の等しい、変化する振幅フラグメント信号に分解され、該フラグメント信号のフェーザは、該所定信号に対応するフェーザを形成するように組み合わされ、該フラグメント信号の該振幅は、該所定信号の振幅の、その平均振幅からの変分の所定の比率である、請求項２０に記載の方法。
24. 前記所定信号は、複数の等しく、かつ一定の振幅フラグメント信号に分解される、請求項２０に記載の方法。
25. 前記逆フーリエ変換プロセッサから出力された複素時間サンプルのシーケンスを、３つの位相で、Ｖｍａｘ／３に等しい、３つの等しい大きさのフェーザの並列のシーケンスに変換するように構成され、これにより、該２つの等しい大きさのフェーザの該位相は、それぞれθ−Φおよびθ＋Φであるように計算され、該第３の位相は、前記所定信号の該位相であるθに等しく、これにより、Φ＝ｃｏｓ^−１［（１．５Ｖ／Ｖ_ＭＡＸ）−０．５］であり、Ｖは、該所定信号の現在の複素時間サンプルの振幅であり、Ｖｍａｘは、該シーケンスの該周期にわたる該所定信号の最大振幅である、請求項２４に記載の方法。
26. 前記逆フーリエ変換プロセッサから出力されたピーク信号を、事前選択されたウインドウ関数により減衰させるために目標にした時間サンプルにシフトさせる工程を包含する、請求項２０に記載の方法。

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