JP2004260989A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置の大型化や高価格化を回避し、広い入力電圧範囲で入力電流の導通角を広げて力率を改善する。入力電流の高調波成分を除去し、スイッチング損失を低減する。
【解決手段】整流回路５と、第４巻線７ｄ、ダイオード２１、平滑コンデンサ６からなる直列回路と、ダイオード２２、第１巻線７ａ、第１スイッチング素子２４からなる直列回路と、ダイオード２３、第３巻線７ｃ、第２スイッチング素子２５からなる直列回路と、第２巻線７ｂと、誤差増幅信号を出力する誤差増幅器２０と、誤差増幅信号と交流入力電圧の全波整流波形との積の反転増幅波形に基づき生成した第１変調波によりスイッチング素子２４をＰＷＭ制御し、誤差増幅信号と交流入力電圧の全波整流波形とに基づき生成した第２変調波によりスイッチング素子２５をＰＷＭ制御して両スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路３０と、を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、負荷に所望の直流電圧を供給するスイッチング電源装置に関し、詳しくは、入力力率を改善したスイッチング電源装置に関するものである。

図５は、第１の従来技術であり、チョーク入力型平滑回路を用いて力率を改善するスイッチング電源装置の一般的な構成を示すものである（例えば、特許文献１参照）。

図５において、１は交流電源、２はリアクトル３及びコンデンサ４からなるノイズフィルタ、５はブリッジ整流回路、６は平滑コンデンサ、７は変圧器、７ａは変圧器７の一次側の第１巻線、７ｂは同じく二次側の第２巻線、８は第１のスイッチング素子、９はダイオード、１０は平滑コンデンサ、１１は負荷、１２はスイッチング素子８をオン・オフ制御する制御回路、１３ａ，１３ｂは電圧検出用の抵抗、１７はチョークコイルを示す。

上記構成において、交流電源１から供給される交流電圧はノイズフィルタ２を介してブリッジ整流回路５によって全波整流される。ブリッジ整流回路５から出力される全波整流電圧は、チョークコイル１７及び平滑コンデンサ６からなるチョーク入力型の平滑回路により平滑される。

変圧器７の第１巻線７ａとスイッチング素子８とは直列接続されており、これらはコンデンサ６の両端に接続されている。前記平滑回路によって平滑された電圧は、スイッチング素子８のオン・オフにより断続される。この断続された電圧は、変圧器７の第２巻線７ｂを経てダイオード９及び平滑コンデンサ１０により平滑され、その後、負荷１１にほぼ一定の直流電圧として供給される。

なお、制御回路１２は、負荷１１に供給される直流電圧をほぼ一定の値にするべく、スイッチング素子８のオン・オフを制御するものである。
負荷１１に供給される直流電圧は抵抗１３ａ，１３ｂにより検出され、この検出値は、制御回路１２において予め定めた電圧設定値などと比較される。そして、両電圧の偏差をゼロにするように、スイッチング素子８のオン・オフデューティサイクルがパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）等により制御される。

平滑コンデンサ６への充電電流は、交流電源１からノイズフィルタ２、ブリッジ整流回路５及びチョークコイル１７を介して供給される。この充電電流は、チョークコイル１７のインダクタンス値に応じてピーク値が抑えられると共に、通流期間が長くなる。つまり、平滑コンデンサ６に流れる充電電流がチョークコイル１７によって平滑されるため、力率が改善される。

次に、図６は第２従来技術であり、力率補正(PFC：Power Factor Correction)法と呼ばれる手法を用い、入力電流を近似的に正弦波に変換することによって力率をほぼ１に近い値とし、かつ、入力電流の高調波成分を除去するようにしたスイッチング電源装置の構成を示している（例えば、特許文献２参照）。

図６において、１４は第２のスイッチング素子、１５はダイオード、１６は電流検出抵抗、１８は第２の制御回路、１９はインダクタであり、他の回路構成要素は図５と同一であって同一番号を付してある。
ここで、第２の制御回路１８には、平滑コンデンサ６の電圧と電流検出抵抗１６による電流検出値とが入力されており、これらの入力信号に基づいて第２のスイッチング素子１４がオン・オフ制御される。

インダクタ１９、第２のスイッチング素子１４、ダイオード１５、平滑コンデンサ６、電流検出抵抗１６及び第２の制御回路１８は昇圧変換器を構成しており、制御回路１８によるスイッチング素子１４のＰＷＭ制御により入力電流波形を正弦波状にし、高調波成分を除去すると共に、入力力率を改善してほぼ１に近い値を実現している。

ここで、図５，図６のノイズフィルタ２は、リアクトル３及びコンデンサ４により構成されている。ノイズフィルタの構成としては、図示されていないが、リアクトル３の電源側にもコンデンサを接続するものなどが周知である。これらの構成は、ノーマルモードノイズフィルタと呼ばれており、ブリッジ整流回路５の正負出力線に流れるノーマルモードノイズ電流を除去する機能を持つ。

また、図示されていないが、リアクトル３に代えて同一のコアに二巻線が同極性で巻かかれた同相リアクトルを用い、これらの二巻線をそれぞれコンデンサを介して接地する構成も周知である。このような構成は、同相ノイズフィルタ（コモンモードノイズフィルタ）と呼ばれており、スイッチング素子８のオン・オフに伴ってブリッジ整流回路５の正負出力線と接地との間に流れるコモンモードノイズ電流を除去する機能を持つ。

特開平９−１３１０５５号公報（図５） 特開平１１−１９６５７２号公報（図９）

図５に示すスイッチング電源装置のチョークコイル１７には、交流電源１から供給される交流を全波整流して得られる脈流が印加される。その周波数は商用周波数の２倍になるので、チョークコイル１７としては数［ｍＨ］以上の大きなインダクタンス値が必要となる。しかるに、インダクタンス値が大きいチョークコイルはその形状が大きく重量も重いため、小型・軽量化を阻害する原因となる。

また、大きなインダクタンス値を得るためにはチョークコイルの巻数を多する必要があり、巻線の抵抗による電圧降下が大きくなって平滑コンデンサ６の両端の直流中間電圧が低下する。このため、スイッチング素子８に流れる実効電流が大きくなり、これによってスイッチング損失が増加したり、電源装置としての効率が低下する等の問題がある。

図６に示したスイッチング電源装置では、力率をほぼ１にすることができるが、スイッチング素子の制御回路が二つ必要になるため、回路構成が複雑化して高価になる。
一方、力率をほぼ１に保ちつつ入力電流に含まれる高調波成分を全部除去する必要がある用途はそれほど多くはない。特に、高調波成分については、規格等で定められた値以下に低減できればそれで十分な用途が多いため、図６のスイッチング装置には機能や価格面で無駄も多い。

そこで本発明の主たる目的は、チョークコイル等を不要にして装置の大型化や高価格化を回避したスイッチング電源装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、広い入力電圧範囲で入力電流の導通角を広げて力率を改善したスイッチング電源装置を提供することにある。
更に、本発明の別の目的は、入力電流の高調波成分を実用上十分なレベルにまで除去すると共に、スイッチング損失を減らして高効率化を可能にしたスイッチング電源装置を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、まず、交流電源に接続された整流回路と、その出力側に接続された平滑コンデンサとを備えている。そして、整流回路の正負出力端子間に、ダイオードを介して直接または間接に平滑コンデンサが接続される。
また、変圧器の一次側の巻線とダイオードと第１スイッチング素子とを少なくとも有する直列回路と、変圧器の一次側の巻線とダイオードと第２スイッチング素子とを少なくとも有する直列回路とが、互いに並列に接続される。
更に、変圧器の二次側に発生する電圧を整流・平滑する整流平滑手段と、整流平滑後の直流電圧を所定値にするための誤差増幅信号を出力する誤差増幅手段とが設けられる。
制御回路は、前記誤差増幅信号と交流電源からの入力電圧とに基づいて、第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる信号を生成する。
この制御回路は、誤差増幅信号と整流回路出力電圧のピーク値との乗算値を１／２倍して反転増幅した信号を第１変調波として出力する反転増幅回路と、発振回路により別途生成した第１搬送波と第１変調波とを比較する第１比較回路とを備え、この第１比較回路の出力に基づいて第１スイッチング素子をＰＷＭ制御する。
更に、制御回路は、誤差増幅信号と整流回路出力電圧とを乗算して得た信号を第２変調波として出力する乗算回路と、発振回路により別途生成した第２搬送波と第２変調波とを比較する第２比較回路とを備え、この第２比較回路の出力に基づいて第２スイッチング素子をＰＷＭ制御する。ここで、第１搬送波及び第２搬送波としては、例えば、位相が１８０°異なる鋸歯状波や三角波が用いられる。

本発明によれば、変圧器の一次側の各巻線にそれぞれ直列接続された第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフすることで、入力電流に対する導通角を拡げ、入力電流波形を正弦波に近付けて力率の改善や高調波の抑制が可能になる。
特に、変圧器の一次側に別の巻線を設け、第１，第２スイッチング素子のオン・オフによってこの巻線に直列接続されたコンデンサを昇圧させる機能を持たせることにより、入力電流のピーク値を低減させて一層顕著な力率改善効果を得ることができる。
また、本発明によれば、チョークコイルやインダクタを不要とし、スイッチング電源装置の小型軽量化、低価格化が可能になる。同時に、広範囲の交流入力電圧に対応可能であって損失の少ないスイッチング電源装置を提供することができる。

以下、この発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す図であって、７ｃは変圧器７の一次側の第３巻線、７ｄは変圧器７の一次側の第４巻線、２１，２２，２３はそれぞれ第１，第２，第３ダイオード、２４，２５はそれぞれ第１，第２スイッチング素子、３０はこれらのスイッチング素子２４，２５の制御回路である。その他、図５，図６と同一の構成要素については同じ符号を付して説明を省略する。

ブリッジ整流回路５から出力される全波整流電圧は、第４巻線７ｄ、ダイオード２１，２２を介して第１巻線７ａとスイッチング素子２４との直列回路に与えられる。
平滑コンデンサ６は、ダイオード２１，２２同士の接続点とブリッジ整流回路５の負側出力端子との間に接続されており、スイッチング素子２４をオン・オフさせることにより、平滑コンデンサ６によって平滑された電圧が断続され、第２巻線７ｂを経て変圧器７の二次側に供給される。

また、前記全波整流電圧は第４巻線７ｄ及びダイオード２３を介して第３巻線７ｃとスイッチング素子２５との直列回路にも与えられており、スイッチング素子２５をオン・オフさせることにより、前記全波整流電圧が断続され、第２巻線７ｂを経て変圧器７の二次側に供給される。
変圧器７の二次側では、第２巻線７ｂから得られる電圧が、ダイオード９と平滑コンデンサ１０とによって整流・平滑され、負荷１１にほぼ一定の直流電圧として供給される。
制御回路３０は上記直流電圧を所望の一定値に保つようにスイッチング素子２４，２５のオン・オフを制御するものである。

誤差増幅器２０は、前記直流電圧の検出値を予め定めた電圧設定値などと比較し、両者の偏差をなくすべく誤差増幅された信号を生成する。スイッチング素子２４，２５は、誤差増幅信号に基づいて制御回路３０がオン・オフデューティを決定し、パルス幅変調（ＰＷＭ）等により制御される。
なお、２６はホトカプラを構成するＬＥＤ等の発光素子であり、誤差増幅器２０の出力信号（誤差増幅信号）に応じて発光し、その光出力を制御回路３０内の受光素子３９（図２参照）に与えるものである。

ここで、スイッチング素子２４，２５のオン・オフ制御は、電源電圧に同期した波形を用いて制御され、かつ、スイッチング素子２４，２５が交互にオン・オフするようになされる。
以下に、制御回路３０によるスイッチング素子２４，２５の制御方法について説明する。

図２は制御回路３０の構成を示す図であり、図３は図１，図２の各点における動作波形図である。図３において、波形ｅ〜ｈ，ｊ，ｋ，Ｉc，Ｉa，Ｉinは図１，図２に付した同一記号の個所の波形に相当する。

図２において、３１，３３は乗算回路、３２はピークホールド回路、３４は反転増幅回路、３５は発振回路、３８は第１比較回路、３６は第２比較回路である。
発振回路３５は、一周期Ｔの間に出力のない期間（間欠期間ｔ）を有する鋸歯状波を出力するものであって、位相が１８０°異なる二つの波形を第１搬送波ｈ、第２搬送波ｇとして出力する。

制御回路３０のノード（ａ）には、図１におけるブリッジ整流回路５の出力電圧検出値が入力され、この電圧検出値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続点を介して乗算回路３１及びピークホールド回路３２に入力されている。
制御回路３０のノード（ｄ）には、前述した誤差増幅器２０の出力信号に相当する発光素子２６の出力光が入力され、この光は、抵抗Ｒ５に接続されたホトトランジスタ等の受光素子３９により受光されて電気信号（誤差増幅信号に相当する）に変換される。
また、制御回路３０のノード（ｂ），（ｃ）からは、比較回路３６，３８により、スイッチング素子２５，２４の制御信号がそれぞれ出力される。

図２の乗算回路３１には、前記ブリッジ整流回路５の出力電圧検出値と、受光素子３９により変換された前記誤差増幅信号とが入力されており、乗算回路３１は両者の積を演算して第２変調波ｅとして出力する（図３（Ａ））。
比較回路３６では、第２変調波ｅと前記第２搬送波ｇとを比較して、第２スイッチング素子２５への制御信号であるパルスｊ（図３（Ｂ））を生成する。
スイッチング素子２５はパルスｊによってオン・オフし、変圧器７の第４巻線７ｄ及び第３巻線７ｃには、図３（Ｃ）に示す電流Ｉcが流れる。

また、図２において、前記ブリッジ整流回路５の出力電圧検出値はピークホールド回路３２にも入力されており、ブリッジ整流回路５から出力される脈流電圧のピーク値が保持されて出力される。このピーク値は、乗算回路３３において、前記誤差増幅信号と乗算される。

反転増幅回路３４には、抵抗Ｒ３，Ｒ４（抵抗値を同一とする）により分圧された乗算回路３３の出力と前記乗算回路３１の出力ｅとが入力されており、乗算回路３１の出力ｅが反転増幅されて図３（Ｄ）に示す出力ｆが得られる。ここで、乗算回路３３の出力を抵抗Ｒ３，Ｒ４により１／２倍して反転増幅回路３４に入力しているので、乗算回路３１の出力ｅと同じ波高値を有する第１変調波ｆが得られる。

比較回路３８では、第１変調波ｆと発振回路３５から出力される第１搬送波ｈ（図３（Ｄ））とを比較し、第１スイッチング素子２４への制御信号であるパルスｋ（図３（Ｅ））を生成する。
スイッチング素子２４はパルスｋによってオン・オフし、変圧器７の第４巻線７ｄ及び第１巻線７ａには図３（Ｆ）に示す電流Ｉaが流れる。
また、交流電源１から入力される電流Ｉinの波形は、図３（Ｇ）に示すようにほぼ正弦波状となる。

この実施形態によれば、スイッチング素子２４，２５のオン時に第４巻線７ｄに蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子２４，２５のオフ時にダイオード２１を介して平滑コンデンサ６に蓄積されるため、平滑コンデンサ６が昇圧される。
これにより、入力電流のピーク値を減少させると共にその導通角を拡げ、入力電流波形を入力電圧波形に相似の波形にして力率をほぼ１にすることができる。また、入力電流波形をほぼ正弦波状に制御できることで、高調波も抑制される。
更に、平滑コンデンサ６の昇圧によりスイッチング素子２４を流れる実効電流を減少させることができ、スイッチング素子２４のオン損失の低減による効率の向上が可能である。

次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
この実施形態が図１の実施形態と異なるのは、図１における第４巻線７ｄを除去し、図１におけるダイオード２１，２３のアノード同士の接続点をブリッジ整流回路５の正側出力端子に接続した点にあり、制御回路３０を始めとしてその他の構成は図１と同一である。

この実施形態でも、スイッチング素子２４，２５を流れる電流波形は図３のＩc，Ｉaのようになり、入力電流Ｉinの波形をほぼ正弦波状にして力率を向上させることができると共に、高調波の抑制が可能である。
また、この実施形態では、第１実施形態に比べて第４巻線７ｄが不要であるから、変圧器７の小型軽量化、低価格化を図ることができる。

なお、スイッチング素子２４，２５のＰＷＭ制御に用いる第１，第２搬送波ｈ，ｇには、振幅及び間欠期間が等しく位相が１８０°異なる二つの鋸歯状波を用いている。このような二つの鋸歯状波は、連続する鋸歯状波をもとにして交互に振り分けることにより生成すればよい。間欠期間の長さは、上記の例では周期Ｔに対して７５％程度である。

搬送波としては鋸歯状波に限らず三角波を用いてもよく、この場合も二つのスイッチング素子２４，２５が交互にオン・オフするように間欠期間を設ける。
あるいは、二つのスイッチング素子２４，２５を交互にオン・オフさせるため、各スイッチング素子２４，２５に流れる電流を検出する手段（図示せず）を設け、一方のスイッチング素子が所定期間オンした後に変圧器７の二次側の電流がゼロになったことを検出して他方のスイッチング素子を所定期間オンさせるように制御してもよい。

上述した各実施形態では、第１，第３巻線７ａ，７ｃの巻数を等しくしている。しかしながら、本発明はこれらの構成に限定されるものではなく、例えば、第３巻線７ｃの巻数を第１巻線７ａよりも多くし（または少なくし）、第３巻線７ｃに直列接続されたスイッチング素子２５のＰＷＭ制御に用いる搬送波の振幅を小さく（または大きく）してもよい。すなわち、変圧器７の第１，第３巻線７ａ，７ｃの巻数に応じて、各スイッチング素子２４，２５のオン・オフデューティを変更すればよく、変圧器の選択の自由度が高くなる。

スイッチング素子としては、高速でのオン・オフが可能な半導体スイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）が好適である。図３の例では、図示の都合上、搬送波の周波数を低く示しているが、実際は、スイッチング素子の性能に応じて数１０［ｋＨｚ］程度のスイッチングが可能である。各実施形態では第１，第２のスイッチング素子２４，２５が交互にオン・オフするので、実質的には、変圧器７の二次側に各スイッチング素子２４，２５のスイッチング周波数の２倍周波数の電圧が誘起されることになる。

図６に示した従来技術でもスイッチング素子を二つ用いているが、図６のスイッチング素子８，１４には何れも巻線７ａに流れる電流が流れることになり、スイッチング素子における損失が大きい。
これに対して、図１，図４に示す回路では、スイッチング素子２４，２５には巻線７ａ，７ｃに流れる電流（図６の場合のおよそ半分の電流）がそれぞれ流れるため、小型のスイッチング素子を用いることができ、スイッチング素子における損失が小さい。また、図５や図６におけるチョークコイル１７やインダクタ１９も不要となる。
従って、小型のスイッチング素子を使用できること、及び、チョークコイル等が不要であることにより、スイッチング電源装置の小型化が容易になり、スイッチング素子における発熱も小さくなることから、放熱に対する設計にも自由度が得られる。

更に、制御回路３０を半導体に集積して一つのＩＣとして構成すれば、二つのスイッチング素子の双方または一方と同じパッケージ内に収納することが可能である。そして、これらの回路要素をその他の保護回路等と同一パッケージ内に収納すれば、ユーザの配線接続作業が簡単になる。また、素子分離技術を用いて制御回路としてのＩＣ部分と高耐圧スイッチング素子とを１つの半導体基板上に集積した半導体装置としてもよい。

上述した各実施形態では、変圧器７の二次側の電圧を検出し、二次側にて誤差増幅を行った後にホトカプラにより絶縁して制御回路３０に入力している。しかし、変圧器の二次側に別の巻線（図示せず）を設けて二次側に発生する電圧を直接検出し、この検出値を制御回路３０に入力してもよい。この場合、変圧器の構成は若干複雑になるものの、二次側の回路構成が簡単になる。

以上のように、本発明によれば、入力電流の導通期間を長くすることができるので、波形が正弦波に近くなり、高調波が抑制されると共に入力力率が改善される。また、チョークコイルやインダクタを用いないことから、入力電圧の変化にも容易に対応可能である。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。 図１における制御回路の構成を示す図である。 第１実施形態の動作を示す波形図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 第１の従来技術を示す回路図である。 第２の従来技術を示す回路図である。

符号の説明

１：交流電源
２：ノイズフィルタ
３：リアクトル
４，６，１０：コンデンサ
５：ブリッジ整流回路
７：変圧器
７ａ：第１巻線
７ｂ：第２巻線
７ｃ：第３巻線
７ｄ：第４巻線
９，２１，２２，２３：ダイオード
１１：負荷
１３ａ，１３ｂ：分圧抵抗
２０：誤差増幅器
２４，２５：スイッチング素子
２６：発光素子
３０：制御回路
３１，３３：乗算回路
３２：ピークホールド回路
３４：反転増幅回路
３５：発振回路
３６，３８：比較回路
３９：受光素子
Ｒ１〜Ｒ５：抵抗

Claims (11)

1. 交流電源に接続された整流回路と、
   この整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、
   前記整流回路の出力側に、変圧器の一次側の巻線をそれぞれ介して接続される第１，第２スイッチング素子と、
   前記変圧器の二次側の巻線に発生する電圧を整流・平滑する整流平滑手段と、
   この整流平滑手段から出力される直流電圧を所定値にするための誤差増幅信号を出力する誤差増幅手段と、
   この誤差増幅信号と前記交流電源からの入力電圧とに基づいて第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載したスイッチング電源装置において、
   前記変圧器の一次側の巻線とダイオードと第１スイッチング素子とを少なくとも有する直列回路と、前記変圧器の一次側の巻線とダイオードと第２スイッチング素子とを少なくとも有する直列回路とを、互いに並列に接続し、この並列接続回路を前記整流回路の出力側に接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項１または２に記載したスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、
   前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧のピーク値との乗算値を１／２倍して反転増幅した信号を第１変調波として出力する反転増幅回路と、別途生成した第１搬送波と第１変調波とを比較する第１比較回路とを備え、
   この第１比較回路の出力に基づいて第１スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 請求項１または２に記載したスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、
   前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧とを乗算して得た信号を第２変調波として出力する乗算回路と、別途生成した第２搬送波と第２変調波とを比較する第２比較回路とを備え、
   この第２比較回路の出力に基づいて第２スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 請求項３に記載したスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、
   前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧とを乗算して得た信号を第２変調波として出力する乗算回路と、別途生成した第２搬送波と第２変調波とを比較する第２比較回路とを備え、
   この第２比較回路の出力に基づいて第２スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 交流電源に接続された整流回路と、
   この整流回路の正負出力端子間に接続された変圧器一次側の第４巻線、第１ダイオード、平滑コンデンサからなる直列回路と、
   前記平滑コンデンサの両端に接続された第２ダイオード、変圧器一次側の第１巻線、第１スイッチング素子からなる直列回路と、
   前記第４巻線と第１ダイオードとの接続点と整流回路の負側出力端子との間に接続された第３ダイオード、変圧器一次側の第３巻線、第２スイッチング素子からなる直列回路と、
   変圧器二次側の第２巻線と、
   この第２巻線に発生する電圧を整流・平滑する整流平滑手段と、
   この整流平滑手段から出力される直流電圧を所定値にするための誤差増幅信号を出力する誤差増幅手段と、
   この誤差増幅信号と前記交流電源からの入力電圧の全波整流波形との積の反転増幅波形に基づいて生成した第１変調波により第１スイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記誤差増幅信号と前記交流電源からの入力電圧の全波整流波形とに基づいて生成した第２変調波によって第２スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
7. 交流電源に接続された整流回路と、
   この整流回路の正負出力端子間に接続された第１ダイオード、平滑コンデンサの直列回路と、
   前記平滑コンデンサの両端に接続された第２ダイオード、変圧器一次側の第１巻線、第１スイッチング素子の直列回路と、
   前記整流回路の正負出力端子間に接続された第３ダイオード、変圧器一次側の第３巻線、第２スイッチング素子の直列回路と、
   変圧器二次側の第２巻線と、
   この第２巻線に発生する電圧を整流・平滑する整流平滑手段と、
   この整流平滑手段から出力される直流電圧を所定値にするための誤差増幅信号を出力する誤差増幅手段と、
   この誤差増幅信号と前記交流電源からの入力電圧の全波整流波形との積の反転増幅波形に基づいて生成した第１変調波によって第１スイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記誤差増幅信号と前記交流電源からの入力電圧の全波整流波形とに基づいて生成した第２変調波によって第２スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、第１，第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
8. 請求項６または７に記載したスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、
   前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧のピーク値との乗算値を１／２倍して反転増幅した信号を第１変調波として出力する反転増幅回路と、別途生成した第１搬送波と第１変調波とを比較する第１比較回路とを備え、
   この第１比較回路の出力に基づいて第１スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
9. 請求項６または７に記載したスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、
   前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧とを乗算して得た信号を第２変調波として出力する乗算回路と、別途生成した第２搬送波と第２変調波とを比較する第２比較回路とを備え、
   この第２比較回路の出力に基づいて第２スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
10. 請求項８に記載したスイッチング電源装置において、
    前記制御回路は、
    前記誤差増幅信号と前記整流回路出力電圧とを乗算して得た信号を第２変調波として出力する乗算回路と、別途生成した第２搬送波と第２変調波とを比較する第２比較回路とを備え、
    この第２比較回路の出力に基づいて第２スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
11. 請求項５または１０に記載したスイッチング電源装置において、
    第１搬送波と第２搬送波との位相が１８０°異なることを特徴とするスイッチング電源装置。

Images