JP2004201319A

JP2004201319A - 差動増幅器スルーレート増大構造

Info

Publication number: JP2004201319A
Application number: JP2003418039A
Authority: JP
Inventors: Marco Corsi; コルシマルコ; James R Hellums; アールヘルムスジェイムス
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2002-12-19
Filing date: 2003-12-16
Publication date: 2004-07-15
Also published as: US6741129B1

Abstract

【課題】単位に非常に近い又はそれより小さい閉ループ利得を持つ増幅器のための全差動増幅器スルーレート増大構造を提供する。
【解決手段】本発明の単位に近い又はそれより小さい閉ループ利得を持つ増幅器に使用する全差動増幅器スルーレート増大構造は、補償キャパシタ５０及び５２の第１プレートを従来と同様に内部の高インピーダンス利得ノード４０及び４２に接続して、補償キャパシタ５０及び５２の第２プレートを従来とは異なり入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−により駆動させる。入力信号の変化に応答して補償キャパシタ５０及び５２を横断して出現する電圧は、補償キャパシタの他のプレートを接地に接続させた従来の補償構成を使用して達成されるものよりも顕著に小さい。補償キャパシタ５０及び５２を充電するために電流をほとんど必要としないため、入力ステージのテール電流はもはやスルーレートを制限しない。
【選択図】図２

Description

本発明は、一般には、演算増幅器（オペアンプ）スルーレート増大構造に関し、より詳細には、単位又はそれより小さい閉ループ利得を有する全差動オペアンプのスルーレートを増大するための技術に関する。

単位又はそれ以下の閉ループ利得を持つ全差動フォールデッド・カスコード・オペアンプは良く知られた従来技術である。図１に、このようなオペアンプが示されている。図１の回路は、入力差動対２０、トランジスタ２２−２５、出力バッフア２６及び２８、補償キャパシタ３０及び３２、抵抗３４及び３６、入力抵抗４４及び４５（Ｒｉ）、フィードバック抵抗４６及び４７（Ｒｆ）、入力ノードＩＮ＋及びＩＮ−、テール電流源Ｉ_TAIL、バイアス電圧Ｖ_BIAS、共通モード・フィードバックＶ_CMF、及び出力ノードＯＵＴ＋及びＯＵＴ−を含む。出力バッフア２６及び２８は、典型的に、クラスＡＢバッフアである。オペアンプの操作を制御する式は、良く知られており、非特許文献１に記載されている。

「アナログ集積回路の設計と解析」第３版、ポール・アール・グレイ及びロバート・ジー・メイヤー、６４６頁以降、ジョン・ウイリー＆サンズ社

もし、オペアンプを安定に作成するならば、周波数を横断してその単位利得を制御しなければならない。この周波数を横断してその単位利得を制御するための従来技術は、ノード４０及び４２を接地に結合する補償キャパシタ３０及び３２を使用することである。そして、オペアンプについて開ループ利得が単位に落ちる周波数は次のように定義される。

（１）

ここで、Ｇ_mは入力ステージ２０の相互コンダクタンスであり、入力ステージ２０トランジスタにより共有されるテール電流Ｉ_TAILにより決定され、Ｃ_compはキャパシタ３０及び３２の容量値である。Ｇ_mは次のように定義される。

（２）

オペアンプに対してスルーレート（大きな入力信号に対する出力電圧の変化の最大速度）は、次のように定義される。

（３）

ここで、補償容量Ｃ_compは、オペアンプを安定にするために十分に大きい値に設定しなければならないことが良く知られている。従来のオペアンプ補償技術は、オペアンプの利得ノードに高出力インピーダンスで高い小信号開ループ電圧利得を与える。この高出力インピーダンスは補償キャパシタと組合せられて主ポールを置くために作用する。従来のオペアンプが安定性を達成するために補償キャパシタを使用する時、補償キャパシタの一端が高インピーダンス利得ノードに接続され、補償キャパシタの反対端がＡＣ接地に接続されているため、全ての入力ステージのテール電流が大きなステップ入力電圧に応答して補償キャパシタに流入する。テール電流が上式（３）により定義されたスルーレートを達成するために補償キャパシタを充電する。

もし、単位利得周波数ｆ_unityに到達する前に３つ以上のポールが存在する場合、オペアンプは不安定になる。特に、補償キャパシタ３０及び３２は、第２ポールに到達する前にオペアンプ利得が単位より下に落ちるよう、第１主ポールを十分に低い周波数へ押し下げる操作をする。上述の望ましい安定特性を達成するために補償容量Ｃ_compの値を設定することはまた、上式（３）により表されたオペアンプの最大スルーレートを確立する。もちろん、大変高いスルーレートが望ましい。上述した観点から、大変高いスルーレートを達成するためには、補償容量Ｃ_compの値を減少することが必要であることが理解できる。しかし、補償容量Ｃ_compの値を減少することは、前述したように第１主ポールがより高い周波数へ移動されるため、オペアンプを不安定にする。従って、補償容量Ｃ_compの所望の値及び所望の高いスルーレートは互いに直接に衝突する。

補償容量Ｃ_compの所望の値及び所望の高いスルーレートの間の直接の衝突を解決するために使用される従来技術の１つは、抵抗を入力ステージ２０トランジスタのエミッタ経路に挿入することにより、入力ステージ２０に関連した相互コンダクタンスＧ_mの値を減少することを含む。上式（１）に示されるように、補償容量Ｃ_compのより低い値が増幅器安定性を達成するために使用でき、そして上式（３）に示されるように、スルーレートを増加する。しかし、この技術は、オペアンプがＡＤＳＬシステムを調節するために使用される場合など、入力信号に応答して接地に接続された負荷を駆動するような特定の応用では容認できない追加の雑音を入力ステージ２０トランジスタのエミッタ経路に加えられたエミッタ抵抗が導入するという点で問題を有する。

上述から理解されるように、システム内にさらなる雑音を導入することなく、単位に近い又はそれより少ない閉ループ利得を有する全差動増幅器のスルーレートを増大するための技術が必要とされている。

単位に大変近いか又はそれより小さい閉ループ利得を持つ増幅器に使用するための全差動増幅器スルーレート増大構造は、従来と同様に内部高インピーダンス利得ノードへ接続された補償キャパシタの第１プレートと、従来とは異なり入力信号により駆動される補償キャパシタの他のプレートとを有する。入力信号の変化に応答して補償キャパシタを横断するように現れる電圧は、補償キャパシタの他のプレートが接地に接続された従来の補償構造を使用して達成されるよりも顕著に少ない。

本発明の構成では、補償キャパシタを充電するのにほとんど電流を必要としないため、入力ステージ・テール電流はもはやスルーレートを制限しない。

図１を参照すると、単位利得応用に適した電圧モード全差動演算増幅器の概略的な回路が示されている。図１に示すような電圧モード増幅器のスルーレートは一般的に前述したように、入力テール電流Ｉ_TAIL及び補償キャパシタ３０及び３２の大きさにより制限される。増幅器の動作は式（１）−（３）により制御される。また、上述した補償キャパシタ３０及び３２は、増幅器１００が閉ループ内で発振しないように増幅器の単位利得帯域幅が十分に低くなるように選ばれている。従って、スルーレートを増加するために、補償キャパシタ３０及び３２の値を減少する必要がある。スルーレートを増加する１つの方法は、抵抗性退化により入力相互コンダクタンスＧ_mを減少することである。これにより、入力相互コンダクタンスＧ_mを減少して、一方、スルーイング電流（Ｉ_TAIL）を一定に保つことができる。この解決は典型的な方法により得られるもずっと高いスルーレートを可能にするが、それはシステム内に雑音を導入するために問題がある。

図２を参照すると、本発明の第１の実施の形態による単位利得応用に適したスルーレート増大増幅器の概略的な回路図が示されている。この応用では、増幅器の閉ループ利得は単位の近くに選ばれ、相互コンダクタンスＧ_mは単位利得出力ステージ２６及び２８が後に続く補償キャパシタ５０及び５２に向けられていて、出力ステージ２６及び２８への入力における電圧が大きさにおいてノードＩＮ＋及びＩＮ−の入力信号と同様であるタイプの増幅器である。単位利得出力ステージ２６及び２８は、クラス「ＡＢ」バッフア増幅器であると見ることができる。本発明の性質は、補償キャパシタ５０及び５２の両端をほぼ同一の信号により駆動することである。特に、補償キャパシタ５０の一端はノード４０（高インピーダンス利得ノード）に接続されており、他端は入力ノードＩＮ＋に接続されている。補償キャパシタ５２の一端はノード４２（高インピーダンス利得ノード）に接続されており、他端は入力ノードＩＮ−に接続されている。単位利得構成については、補償キャパシタ５０及び５２を横断する電圧信号は、図１の従来技術の回路中の補償キャパシタ３０及び３２を横断するものよりもずっと小さい。これらの電圧は、図１の従来技術の回路中よりも、１００倍のオーダーで低くすることができる。従って、図２において、入力ステージ２０から流出する電流は、増幅器のスルーレートを制限する要因ではなく、その代わりに、増幅器内で寄生容量を駆動して非線型性の減少を助けるために利用できる。

小信号安定性の観点からは、図２の増幅器は図１に示された増幅器と大変似ている。例えば、入力ステージ２０は、補償キャパシタ５０及び５２を充電し放電することがいまだ必要であるが、スルーイング要求がかなり減少している。従って、補償キャパシタンス５０及び５２はもはや増幅器スルーレートに関して制限要因ではない。事実、それはその入力の信号転送を与える。入力ステージは出力バッフア（２６及び２８）の歪結果としての残余エラーを線型にして、存在するどんな寄生容量を充電することだけが必要である。

まとめとして、スルーレート増大構造が、単位に等しい又は単位に近い閉ループ利得を持つ全差動増幅器に対して実現された。この構造は、補償キャパシタの一端側を従来のように高インピーダンス利得ノードに接続させ、一方、補償キャパシタの他端側が接地された従来の補償構造を使用した場合に達成されるよりも顕著に少ない電圧信号が補償キャパシタを横断して出現するように、補償キャパシタの他端側は従来と異なり増幅器への入力信号により駆動される。入力ステージにより生成されたテール電流は信号電圧と接地との間の電圧差を達成するために補償キャパシタをもはや充電する必要がないため、補償キャパシタの値はもはや増幅器スルーレートに影響する重要な要因ではない。今、テール電流は、増幅器内のどんな寄生容量を充電するために使用でき、従って、そのスルーレートを増大する。

図３を参照すると、本発明の第２の実施の形態による閉利得ループが単位よりも小さい応用に適したスルーレート増大増幅器の概略的な回路図が示されている。図３の回路は、図２の補償キャパシタ５０及び５２と同じ構成の補償キャパシタ６０及び６２を有するが、図３の回路は接地に接続された追加のキャパシタ７０及び７２を有する。増幅器の利得が単位よりも小さい時、ノードＩＮ＋及びＩＮ−での入力電圧はノード４０及び４２での電圧よりも大きい。利得がさらに単位の下へ動くと、図２のキャパシタ構成により得られた利点は減少する。これを修正するため、図３の回路には補償キャパシタ７０及び７２が追加された。このキャパシタ構成は、閉ループ増幅器の利得に一致した電圧分割器を実効的に形成する。

Ｃ_A／（Ｃ_A＋Ｃ_B）＝Ｇ_A （４）

ここで、Ｃ_Aは、補償キャパシタ６０及び６２の値であり、Ｃ_Bはキャパシタ７０及び７２の値であり、Ｇ_Aは閉ループ増幅器の利得である。

どのようにキャパシタ６０、６２、７０及び７２の値が決定されるかの例として、図３にフィードバック抵抗Ｒｆと入力抵抗Ｒｉとが示されている。図３の回路の利得は、Ｒｆ／Ｒｉである。図３の補償キャパシタ６０、６２、７０及び７２の値は、電圧分割器式により決定される。

Ｃ_A／（Ｃ_A＋Ｃ_B）＝Ｒｆ／Ｒｉ（５）

フィードバック抵抗Ｒｆと入力抵抗Ｒｉが、例として示されている。抵抗及びキャパシタの両方を含む他の装置も、フィードバック及び入力装置のために使用できる。

以上説明したことから、本発明は単位に近いか又はそれより小さい利得を持つ全差動増幅器のためのスルーレート増大構造の技術において顕著な進歩を提供することが理解される。さらに、データ通信技術分野の熟練した者に新規な原理を適用して必要に応じてその特定の部品を製造して使用するのに必要な情報を提供するために、本発明が相当の詳細さで説明された。上述の説明から、本発明が構成及び作用の点で従来技術と顕著な相違を持つことが理解される。本発明の特定の実施の形態が詳細に説明されたが、特許請求の範囲の記載により定義される本発明の精神と範囲から逸脱することなくさまざまな変更、修正、及び置換がその中で可能であることが理解される。例えば、さまざまな実施の形態が特定のトランジスタのタイプを参照して提示されたが、本発明の構造と特性は、ここに説明された特定のトランジスタのタイプ又は特性組に限定する必要はない。上述された実施の形態は、上記の本発明の原理に従い、単位に近い又はそれより小さい閉ループ利得を持つ全差動増幅器のためのスルーレート増大構造を達成する限り、多くのさまざまなトランジスタのタイプで容易に実現できることが理解される。

以上の記載に関連して、以下の各項を開示する。

１．第１及び第２差動入力を有して入力信号に応答して第１及び第２差動充電電流を発生するように動作する入力ステージと、
第１差動充電電流を受け取るように動作する第１高インピーダンス利得ノードと、
第２差動充電電流を受け取るように動作する第２高インピーダンス利得ノードと、
１つのプレートを第１高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを第２差動入力に接続して第１差動充電電流により実質的に充電される必要がない第１補償キャパシタと、
１つのプレートを第２高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを第１差動入力に接続して第２差動充電電流により実質的に充電される必要がない第２補償キャパシタと、
を含むスルーレート増大全差動増幅器。

２．増幅器が単位の閉ループ利得を有するように構成されている１項記載の装置。

３．第１高インピーダンス利得ノードに接続された第１出力バッフアと、
第２高インピーダンス利得ノードに接続された第２出力バッフアと、
をさら含む１項記載の装置。

４．１つのプレートを第１高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを接地に接続した第３補償キャパシタと、
１つのプレートを第２高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを接地に接続した第４補償キャパシタと、
をさらに含む１項記載の装置。

５．増幅器が単位より小さい閉ループ利得を有するように構成された４項記載の装置。

６．第１高インピーダンス利得ノードに接続された第１出力バッフアと、
第２高インピーダンス利得ノードに接続された第２出力バッフアと、
をさら含む４項記載の装置

７．第１及び第２入力を有する差動入力対と、
第１電流を提供するための差動入力対の第１ブランチからの第１電流経路と、
第２電流を提供するための差動入力対の第１ブランチからの第２電流経路と、
第１プレートを第１電流経路に接続し第２プレートを第２入力に接続して、第１電流により実質的に充電される必要がない第１補償キャパシタと、
第１プレートを第２電流経路に接続し第２プレートを第１入力に接続して、第２電流により実質的に充電される必要がない第２補償キャパシタと、
を含む作動増幅器。

８．第１補償キャパシタの第１プレートに接続された第１出力バッフアと、
第２補償キャパシタの第２プレートに接続された第２出力バッフアと、
をさら含む７項記載の装置。

９．差動入力対と第１補償キャパシタとの間の第１電流経路に接続された第１トランジスタと、
差動入力対と第２補償キャパシタとの間の第２電流経路に接続された第２トランジスタと、
をさらに含む７項記載の装置。

１０．第１トランジスタと接地の間に接続されて、共通モード・フィードバック・ノードにより制御される第３トランジスタと、
第２トランジスタと接地の間に接続されて、共通モード・フィードバック・ノードにより制御される第４トランジスタと、
をさらに含む９項記載の装置。

１１．単位に非常に近いか又はそれより小さい閉ループ利得を有する増幅器に使用するための全差動増幅器スルーレート増大構造は、補償キャパシタ５０及び５２の第１プレートを従来と同様に内部の高インピーダンス利得ノード４０及び４２に接続させ、補償キャパシタ５０及び５２の第２プレートを従来とは異なり入力信号ＩＮ＋及びＩＮ−により駆動させる。入力信号の変化に応答して補償キャパシタ５０及び５２を横断して出現する電圧は、補償キャパシタの他のプレートを接地に接続させた従来の補償構成を使用して達成されるものよりも顕著に小さい。補償キャパシタ５０及び５２を充電するために電流をほとんど必要としないため、入力ステージのテール電流はもはやスルーレートを制限しない。

単位利得応用に適した電圧モード全差動フオールデッド・カスコード差動増幅器を示す概略図。本発明の第１の実施の形態によるスルーレートを増大した単位利得増幅器を示す概略図。本発明の第２の実施の形態によるスルーレートを増大した利得が単位よりも小さい増幅器を示す概略図。

符号の説明

２０入力差動対（入力ステージ）
２６、２８出力ステージ（出力バッフア）
４０、４２高インピーダンス利得ノード
５０、５２、６０、６２、７０、７２補償キャパシタ

Claims

第１及び第２差動入力を有して入力信号に応答して第１及び第２差動充電電流を発生するように動作する入力ステージと、
第１差動充電電流を受け取るように動作する第１高インピーダンス利得ノードと、
第２差動充電電流を受け取るように動作する第２高インピーダンス利得ノードと、
１つのプレートを第１高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを第２差動入力に接続して第１差動充電電流により実質的に充電される必要がない第１補償キャパシタと、
１つのプレートを第２高インピーダンス利得ノードに接続しその反対側のプレートを第１差動入力に接続して第２差動充電電流により実質的に充電される必要がない第２補償キャパシタと、
を含むスルーレート増大全差動増幅器。