JP2004194425A

JP2004194425A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2004194425A
Application number: JP2002359212A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Yamazaki; 浩山▲崎▼
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2002-12-11
Filing date: 2002-12-11
Publication date: 2004-07-08

Abstract

【課題】負荷の急変に追従して出力電圧を負荷に迅速に供給する。
【解決手段】昇圧回路１２によって昇圧された出力電圧Ｖｃｃに基づく電圧（Ｖｄ２）と基準電圧Ｖｒ２との差分に応じた検出電圧Ｖｃに充電されるコンデンサ１３ｅを有して検出電圧Ｖｃに応じて昇圧回路１２を制御する制御回路１３と、出力電圧Ｖｃｃをスイッチングして装置の出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態を検出すると共に軽負荷状態検出時に昇圧回路１２の動作を停止させる停止信号Ｓｐを制御回路１３に出力する負荷状態検出回路１５とを備え、負荷状態検出回路１５は、軽負荷状態から通常負荷状態への移行を検出して充電促進開始信号Ｓｓｔを出力し、充電促進開始信号Ｓｓｔの入力時においてコンデンサ１３ｅを強制的に充電させる充電促進回路１６をさらに備えた。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力直流をスイッチング動作によって昇圧してアクティブフィルタとして機能する昇圧回路と、この昇圧回路によって昇圧された電圧をスイッチングして出力電圧を生成するコンバータとを備えたスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アクティブフィルタを使用するこの種のスイッチング電源装置として、特開平１１−１６８８７５号公報に開示されているスイッチング電源装置（４０００）が従来知られている。このスイッチング電源装置（４０００）は、アクティブフィルタを使用するスイッチング電源装置の基本的なものであり、商用交流電源（１００）から供給される交流電流を整流するブリッジダイオード（４０１）と、リアクトル（４０２）、ダイオード（４０３）、コンデンサ（４０４）およびスイッチング用ＦＥＴ（４０５）からなる昇圧型のアクティブフィルタＡＦ（力率改善コンバータ）と、コンデンサ（４０４）に充電された直流電圧を負荷（ＲＬ）に合致した直流電圧に変換するコンバータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ（４０６）と、商用交流電源（１００）から供給される交流電流を検出する入力電流検出回路（４２００）と、ブリッジダイオード（４０１）で整流された脈流電圧（ＥＤＣｉｎ）を検出する入力電圧検出回路（４３０）と、ＤＣ／ＤＣコンバータ（４０６）に供給するアクティブフィルタ（ＡＦ）からの出力電圧（Ｅｏｕｔ）を検出する出力電圧検出回路（４４００）と、スイッチングパルス発生回路（４１００）とを備えている。
【０００３】
この場合、スイッチングパルス発生回路（４１００）は、３つの比較器（４１０１，４１０３，４１０５）と、乗算器（４１０２）と、ノコギリ波発生回路（４１０４）とを備え、入力電流検出回路（４２００）によって検出された入力電流信号（Ｉｉｎ）と、入力電圧検出回路４３０によって検出された入力電圧信号（Ｅｉｎ）と、出力電圧検出回路（４４００）によって検出された出力電圧信号（Ｅｏｕｔ）とに基づいてスイッチングパルス（ＳＷｐｕｌ）を出力する。
【０００４】
また、上記したスイッチング電源装置（４０００）と同様の基本構成を備えつつ、さらに待機時（軽負荷状態のとき）の省エネルギー化と、制御ループの安定性の向上を図ったスイッチング電源装置として、図３に示すスイッチング電源装置５１が知られている。このスイッチング電源装置５１は、整流回路１１および昇圧回路１２からなるアクティブフィルタと、制御回路５３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、負荷状態検出回路５５とを備えて構成されている。
【０００５】
この場合、整流回路１１は、一例として全波整流回路で構成され、入力交流Ｖａｃを全波整流して昇圧回路１２に対する入力直流としての脈流電圧Ｖｐｃを生成する。昇圧回路１２は、チョークコイル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ、ダイオード１２ｃ、検出抵抗１２ｄ、およびエネルギー蓄積手段としてのコンデンサ１２ｅを備えている。この昇圧回路１２は、スイッチング素子１２ｂのオフ期間において、スイッチング素子１２ｂのオン期間にチョークコイル１２ａに流れた電流に基づいてチョークコイル１２ａの両端間に誘起する電圧を脈流電圧Ｖｐｃに重畳させることによって電圧を昇圧して出力する。この場合、昇圧された電圧は、コンデンサ１２ｅによって平滑される。
【０００６】
制御回路５３は、昇圧回路１２に入力される脈流電圧Ｖｐｃを検出電圧Ｖｉｎに分圧する入力電圧検出回路としての分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、昇圧回路１２の出力電圧Ｖｃｃを検出電圧Ｖｄ２に分圧する出力電圧検出回路としての分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４と、検出電圧Ｖｄ２と基準電圧Ｖｒ２との差分を増幅して検出電圧Ｖｃとして出力する差動増幅器１３ａと、検出電圧Ｖｉｎと検出電圧Ｖｃとを乗算して正弦波状の基準電圧Ｖｒ１を生成する乗算器１３ｂと、昇圧回路１２に入力される電流を検出する検出抵抗１２ｄによって検出される検出電圧Ｖｄ１と基準電圧Ｖｒ１との差分を増幅して差分信号Ｓｄとして出力する差動増幅器１３ｃと、差分信号Ｓｄと内部で生成した三角波（またはノコギリ波）とを比較することによってスイッチング素子１２ｂに対する駆動信号であるＰＷＭ信号Ｓｃ１のパルス幅を制御するＰＷＭコントローラ１３ｄとを備えている。この場合、ＰＷＭコントローラ１３ｄは、後述する停止信号Ｓｐの非入力時にはＰＷＭ信号Ｓｃ１を生成してスイッチング素子１２ｂをスイッチングさせ、停止信号Ｓｐの入力時にはＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を停止してスイッチング素子１２ｂをオフ状態に維持する。また、差動増幅器１３ａの出力端子とグランドとの間には、制御回路５３による昇圧回路１２に対するスイッチング動作制御の安定性を高めるための容量性素子としてのコンデンサ１３ｅ（通常は、約０．４７μＦ〜１μＦ）が接続されている。したがって、このコンデンサ１３ｅは、差動増幅器１３ａによって充放電され、その充電電圧は検出電圧Ｖｃと同電位に維持される。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、コンデンサ１２ｅに充電された出力電圧Ｖｃｃを目標電圧値の出力直流Ｖｏに変換する。負荷状態検出回路５５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４から図示しない負荷に供給される電流を電流検出器ＣＰを用いて検出することによってＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態を検出し、検出結果に基づいてＰＷＭコントローラ１３ｄによるＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成動作を制御する。具体的には、負荷状態検出回路５５は、検出された電流の値と予め設定されている基準電流値とを比較して、検出した電流値が基準電流値未満のときにはＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態が軽負荷状態（以下、無負荷状態も含むものとする）であると検出し、検出した電流値が基準電流値以上のときには通常の電流が供給される通常負荷状態と検出する。また、負荷状態検出回路５５は、軽負荷状態を検出したときには停止信号Ｓｐを生成して出力し、通常負荷状態を検出したときには停止信号Ｓｐの生成および出力を停止する。
【０００８】
上記した構成により、このスイッチング電源装置５１では、スイッチング電源装置（４０００）と同様に動作して、入力交流ＶａｃをＡＣ／ＤＣ変換することにより、負荷に供給するための出力直流Ｖｏが生成される。また、このスイッチング電源装置５１では、出力直流Ｖｏの生成中において例えばノイズ等が昇圧回路１２や制御回路５３に加わったときに、制御回路５３に配設されたコンデンサ１３ｅが、このノイズによる出力電圧Ｖｃｃの変動や検出電圧Ｖｄ２の変動を吸収する。したがって、このスイッチング電源装置５１では、制御回路５３による昇圧回路１２に対する制御の安定性が十分に確保されて、安定した出力直流Ｖｏが生成される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷が軽負荷状態のときには、負荷状態検出回路５５によって生成された停止信号ＳｐによってＰＷＭコントローラ１３ｄがＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を停止するため、スイッチング素子１２ｂがオフ状態に維持される。したがって、スイッチング素子１２ｂのスイッチングロスが無くなる結果、軽負荷状態におけるスイッチング電源装置５１の消費電力が低減される。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１１−１６８８７５号公報（第２−３頁、第４−５図）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このスイッチング電源装置５１には、以下の問題点がある。すなわち、このスイッチング電源装置５１では、軽負荷状態において、負荷状態検出回路５５が停止信号Ｓｐを出力することにより、スイッチング素子１２ｂのスイッチング動作が停止されている。この場合、コンデンサ１２ｅは、チョークコイル１２ａおよびダイオード１２ｃを介して出力される脈流電圧Ｖｐｃで充電されるため、スイッチング素子１２ｂのスイッチング動作が停止されている期間（図４に示す時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間）では、その充電電圧（出力電圧Ｖｃｃ）がほぼ脈流電圧Ｖｐｃの波高値と等しい電圧値に維持されている。一方、この軽負荷状態において、負荷が急激に重くなった等の理由に起因してＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態が時刻Ｔ２から通常負荷状態に移行した場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、コンデンサ１２ｅに蓄積されたエネルギーに基づいて負荷に対して電流の供給を開始する。この際に、負荷状態検出回路５５がＤＣ／ＤＣコンバータ１４の通常負荷状態への移行を検出して停止信号Ｓｐの出力を停止するため、制御回路５３が昇圧回路１２に対するスイッチング動作制御を開始する。この場合、制御回路５３の差動増幅器１３ａが、検出電圧Ｖｄ２と基準電圧Ｖｒ２とを比較することにより、検出電圧Ｖｃを上昇させてＰＷＭコントローラ１３ｄによるＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を開始させようとする。しかしながら、制御回路５３によって昇圧回路１２のスイッチング動作制御が停止されている期間において、コンデンサ１３ｅが放電しているため、コンデンサ１３ｅの充電電圧である検出電圧Ｖｃは、図４に示すように、時刻Ｔ２〜Ｔ３の期間において、差動増幅器１３ａの出力抵抗およびコンデンサ１３ｅの容量によって決定される時定数で充電されて徐々に上昇する。
【００１１】
一方、制御回路５３の乗算器１３ｂは、入力回路の構成上、入力される検出電圧Ｖｃに対してスレッシュホールド電圧Ｖｔｈが設定されているため、検出電圧Ｖｃがこのスレッシュホールド電圧Ｖｔｈを超えない限り、基準電圧Ｖｒ１が出力されない。したがって、図４に示すように、制御回路５３によるＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成動作がＤＣ／ＤＣコンバータ１４の通常負荷状態への移行に追従することができずに、このＰＷＭ信号Ｓｃ１は、検出電圧Ｖｃがスレッシュホールド電圧Ｖｔｈを超える時刻Ｔ３に初めて出力される。このため、時刻Ｔ２〜Ｔ３までの期間では、昇圧回路１２がスイッチング動作を行うことができない結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に対して昇圧した電圧を供給することができないこととなる。したがって、この期間では、同図に示すように、昇圧回路１２の出力電圧Ｖｃｃが脈流電圧Ｖｐｃに同期して周期的に変動する不安定な状態となっているため、このスイッチング電源装置５１には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４による目標電圧値での出力直流Ｖｏの負荷に対する供給が遅れてしまうという問題点がある。
【００１２】
本発明は、かかる問題点を解決すべくなされたものであり、軽負荷状態から通常負荷状態への急変に追従して出力電圧を負荷に迅速に供給し得るスイッチング電源装置を提供することを主目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成すべく請求項１記載のスイッチング電源装置は、入力直流をスイッチング動作によって昇圧する昇圧回路と、当該昇圧回路によって昇圧された電圧に基づく電圧と基準電圧との差分に応じた電圧に充電される容量性素子を有して当該容量性素子の充電電圧に応じて前記昇圧回路の前記スイッチング動作を制御する制御回路と、前記昇圧回路によって昇圧された電圧をスイッチングして出力電圧を生成するコンバータと、当該コンバータの負荷状態を検出すると共に軽負荷状態検出時に前記昇圧回路の前記スイッチング動作を停止させる停止信号を前記制御回路に出力する負荷状態検出回路とを備えているスイッチング電源装置であって、前記負荷状態検出回路は、前記コンバータの軽負荷状態から通常負荷状態への移行を検出して検出信号を出力し、前記検出信号の入力時において前記容量性素子を強制的に充電させる充電促進手段を備えている。
【００１４】
請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記容量性素子に並列接続されて当該容量性素子の充電電圧を所定電圧以下に制限する電圧制限手段を備え、前記充電促進手段は、定電流源を備えて構成され、前記検出信号の入力時において前記定電流源からの定電流で前記容量性素子を強制的に充電する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態について説明する。なお、従来のスイッチング電源装置５１と同一の構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。また、スイッチング電源装置５１と同一の動作についても重複した説明を省略する。
【００１６】
まず、スイッチング電源装置１の構成について、図１を参照して説明する。
【００１７】
スイッチング電源装置１は、整流回路１１および昇圧回路１２からなるアクティブフィルタ（第１コンバータ）と、制御回路１３と、本発明におけるコンバータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ（第２コンバータ）１４と、負荷状態検出回路１５と、充電促進回路（充電促進手段）１６とを備えて構成されている。
【００１８】
この場合、制御回路１３は、上記した制御回路５３とほぼ同一に構成され、コンデンサ１３ｅに電圧制限手段としてのツェナーダイオードＤが並列接続されている点で制御回路５３とは相違する。
【００１９】
負荷状態検出回路１５は、上記した負荷状態検出回路５５と同様にして、電流検出器ＣＰによって検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ１４から負荷に供給される電流の値に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態（軽負荷状態であるか通常負荷状態であるか）を検出すると共に、その検出結果に基づいて停止信号Ｓｐを出力してＰＷＭコントローラ１３ｄによるＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成動作を制御する。また、負荷状態検出回路１５は、負荷状態検出回路５５とは異なり、検出した電流値が基準電流値以上になったときには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態が軽負荷状態から通常負荷状態に移行したことを検出して、コンデンサ１３ｅの充電を促進させるための図２に示すパルス状の充電開始信号Ｓｓｔを生成する。
【００２０】
充電促進回路１６は、一例として、定電流源１６ａおよびスイッチング素子（一例としてＮＰＮ型トランジスタ）１６ｂを備えて構成されている。この充電促進回路１６では、充電開始信号Ｓｓｔを入力したときに、スイッチング素子１６ｂがオン状態に移行して、定電流源１６ａによって生成される定電流Ｉｃｈをエミッタ端子を介して外部に出力する。この場合、スイッチング素子１６ｂは、そのエミッタ端子が制御回路１３におけるコンデンサ１３ｅのプラス側端子（差動増幅器１３ａの出力端子）に直接接続されているため、作動時には、コンデンサ１３ｅに定電流Ｉｃｈを迅速に供給する。
【００２１】
次いで、スイッチング電源装置１の動作について、図２を参照して説明する。なお、このスイッチング電源装置１では、整流回路１１が、常時、入力交流Ｖａｃを全波整流して脈流電圧Ｖｐｃを生成し、その生成した脈流電圧Ｖｐｃを昇圧回路１２に供給する。
【００２２】
最初に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４が通常負荷状態のときの動作について説明する。この状態では、負荷状態検出回路１５が充電開始信号Ｓｓｔを生成していないため、充電促進回路１６では、スイッチング素子１６ｂがオフ状態に維持されている。したがって、充電促進回路１６によるコンデンサ１３ｅへの定電流Ｉｃｈの供給が停止されているため、制御回路１３のコンデンサ１３ｅは、差動増幅器１３ａから出力される検出電圧Ｖｃによってのみ充放電される。つまり、コンデンサ１３ｅの両端電圧としての検出電圧Ｖｃは、出力電圧Ｖｃｃの上昇または低下に応じて低下または上昇する。また、負荷状態検出回路１５が停止信号Ｓｐも生成していないため、制御回路１３では、ＰＷＭコントローラ１３ｄが、入力した差分信号Ｓｄに応じたパルス幅のＰＷＭ信号Ｓｃ１を生成してスイッチング素子１２ｂに出力する。したがって、昇圧回路１２は、スイッチング動作によって脈流電圧Ｖｐｃを昇圧することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に対して規定された電圧値の出力電圧Ｖｃｃを連続して出力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４も、負荷に対して目標電圧値の出力直流Ｖｏを供給する。
【００２３】
次いで、例えば、負荷が取り外されたり、負荷としての電子機器が作動停止したり等の理由に起因してＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態が軽負荷状態に移行したときには、電流検出器ＣＰを介して負荷状態検出回路１５がこの軽負荷状態を検出して停止信号Ｓｐを出力する。この際に、制御回路１３では、この停止信号Ｓｐを入力したＰＷＭコントローラ１３ｄがＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を停止する。したがって、スイッチング素子１２ｂがオフ状態に移行するため、昇圧回路１２は昇圧動作を停止する。この状態では、コンデンサ１２ｅは、チョークコイル１２ａおよびダイオード１２ｃを介して脈流電圧Ｖｐｃで充電される。このため、図２に示すように、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間において、コンデンサ１２ｅの充電電圧（出力電圧Ｖｃｃ）は、脈流電圧Ｖｐｃの波高値とほぼ等しい電圧に維持される。
【００２４】
続いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷が図２に示す時刻Ｔ２の時点で軽負荷状態から通常負荷状態に急激に移行したときには、負荷状態検出回路１５が、電流検出器ＣＰによって検出される電流値に基づいてこの負荷状態の変化を検出して、同図に示すように、停止信号Ｓｐの出力を停止すると共に充電開始信号Ｓｓｔを出力する。この場合、制御回路１３では、ＰＷＭコントローラ１３ｄがこの停止信号Ｓｐの出力停止によってＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を再開可能な状態に移行する。また、充電開始信号Ｓｓｔを入力した充電促進回路１６は、同図に示すように、定電流源１６ａからの定電流Ｉｃｈをコンデンサ１３ｅに供給して、検出電圧Ｖｃを強制的に乗算器１３ｂのスレッシュホールド電圧Ｖｔｈ以上の電圧に上昇させる。このため、検出電圧Ｖｃは、時刻Ｔ２から短時間のうちにスレッシュホールド電圧Ｖｔｈに達する。したがって、昇圧回路１２では、検出電圧Ｖｃがスレッシュホールド電圧Ｖｔｈに達した時刻Ｔ３の時点でスイッチング動作が開始される。このように、昇圧回路１２がＤＣ／ＤＣコンバータ１４の軽負荷状態から通常負荷状態への移行に追従してその出力電圧Ｖｃｃを迅速に上昇させるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４も、負荷に対して目標電圧値の出力直流Ｖｏを迅速に出力する。また、ツェナーダイオードＤは、定電流源１６ａからの定電流Ｉｃｈによってコンデンサ１３ｅの充電電圧（検出電圧Ｖｃ）が予め規定した所定電圧（この例ではツェナー電圧）以上に上昇したときには、その充電電圧をツェナー電圧に制限する。
【００２５】
このように、このスイッチング電源装置１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の負荷状態が軽負荷状態から通常負荷状態に移行したことを負荷状態検出回路１５が検出して充電開始信号Ｓｓｔを出力し、この充電開始信号Ｓｓｔを入力した充電促進回路１６がコンデンサ１３ｅに定電流Ｉｃｈを供給してコンデンサ１３ｅの充電電圧を強制的に上昇させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の軽負荷状態から通常負荷状態への移行に追従して、制御回路１３がＰＷＭ信号Ｓｃ１の生成を短時間で開始して昇圧回路１２の昇圧動作を迅速に開始させることができる。したがって、昇圧回路１２がその出力電圧Ｖｃｃを脈流電圧Ｖｐｃの波高値未満に低下させることなく迅速に上昇させることができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４も、目標電圧値での出力直流Ｖｏの負荷に対する供給を迅速に開始することができる。また、定電流源１６ａから供給される定電流Ｉｃｈによってコンデンサ１３ｅを充電すると共に、コンデンサ１２ｅにツェナーダイオードＤを並列に接続したことにより、コンデンサ１３ｅおよびその周辺回路に過電圧が印加されるのを確実に防止することができる結果、制御回路１３の信頼性、ひいてはスイッチング電源装置１の信頼性を高めることができる。
【００２６】
なお、本発明は、上記した本発明の実施の形態に示した構成に限定されない。例えば、本発明の実施の形態では、定電流源１６ａを備えて充電促進回路１６を構成した例について説明したが、電圧源から出力される定電圧でコンデンサ１３ｅを強制的に充電させる構成を採用することもできる。この構成によれば、ツェナーダイオードＤの配設を省くことができる。さらに、昇圧回路１２の後段に配設するコンバータとしてＤＣ／ＤＣコンバータ１４を配設した例について説明したが、ＤＣ／ＡＣインバータを配設する構成を採用することもできる。
【００２７】
また、本発明の実施の形態では、本発明における昇圧回路によって昇圧された電圧に基づく電圧と基準電圧との差分として、昇圧回路１２によって昇圧された電圧の分圧電圧（検出電圧Ｖｄ２）と基準電圧Ｖｒ２との差分に応じた電圧で充電される例について説明したが、これに限らない。例えば、昇圧回路１２によって昇圧された電圧（出力電圧Ｖｃｃ）と基準電圧Ｖｒ２との差分に応じた電圧でコンデンサ１３ｅを充電させる構成などを採用することもできる。また、コンバータの軽負荷状態から通常負荷状態への移行（急変）を検出して充電開始信号（検出信号）Ｓｓｔを出力する構成（負荷状態急変検出回路）と、コンバータの負荷状態を検出する構成とを別個独立して構成することもできる。また、軽負荷状態から通常負荷状態への移行を検出する本発明における負荷状態検出回路の構成自体は任意の構成を採用することができるし、電流検出器ＣＰによる検出電流値に限らず、出力直流Ｖｏの電圧値に基づいて軽負荷状態から通常負荷状態への移行を検出する構成を採用することもできる。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載のスイッチング電源装置によれば、充電促進手段が、軽負荷状態から通常負荷状態への移行時に負荷状態検出回路から出力される検出信号を入力して、容量性素子を強制的に充電させて制御回路に対して昇圧回路のスイッチング動作（昇圧動作）を開始させることにより、軽負荷状態から通常負荷状態への移行に追従してコンバータへの供給電圧を迅速に上昇させることができる。したがって、コンバータも、負荷に対して目標電圧値の出力電圧を迅速に供給することができる。
【００２９】
また、請求項２記載のスイッチング電源装置によれば、容量性素子に並列接続されて当該容量性素子の充電電圧を所定電圧以下に制限する電圧制限手段を備え、充電促進手段が検出信号の入力時において定電流源からの定電流で容量性素子を強制的に充電してその充電電圧を強制的に上昇させることにより、容量性素子およびこの容量性素子に接続されている制御回路における他の回路部品への過電圧の印加を確実に防止することができる結果、電源装置の信頼性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置１の回路図である。
【図２】スイッチング電源装置１の動作を説明するための信号波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源装置５１の回路図である。
【図４】スイッチング電源装置５１の動作を説明するための信号波形図である。
【符号の説明】
１スイッチング電源装置
１２昇圧回路
１２ｅ，１３ｅコンデンサ
１３制御回路
１３ａ差動増幅器
１４ＤＣ／ＤＣコンバータ（コンバータ）
１５負荷状態検出回路
１６充電促進回路
Ｓｐ停止信号
Ｓｓｔ充電開始信号
Ｖｃ検出電圧（充電電圧）
Ｖｃｃ出力電圧（昇圧回路の出力）
Ｖｏ出力直流（コンバータの出力電圧）
Ｖｐｃ脈流電圧（入力直流）
Ｖｒ２基準電圧

Claims

入力直流をスイッチング動作によって昇圧する昇圧回路と、当該昇圧回路によって昇圧された電圧に基づく電圧と基準電圧との差分に応じた電圧に充電される容量性素子を有して当該容量性素子の充電電圧に応じて前記昇圧回路の前記スイッチング動作を制御する制御回路と、前記昇圧回路によって昇圧された電圧をスイッチングして出力電圧を生成するコンバータと、当該コンバータの負荷状態を検出すると共に軽負荷状態検出時に前記昇圧回路の前記スイッチング動作を停止させる停止信号を前記制御回路に出力する負荷状態検出回路とを備えているスイッチング電源装置であって、
前記負荷状態検出回路は、前記コンバータの軽負荷状態から通常負荷状態への移行を検出して検出信号を出力し、
前記検出信号の入力時において前記容量性素子を強制的に充電させる充電促進手段を備えているスイッチング電源装置。
前記容量性素子に並列接続されて当該容量性素子の充電電圧を所定電圧以下に制限する電圧制限手段を備え、
前記充電促進手段は、定電流源を備えて構成され、前記検出信号の入力時において前記定電流源からの定電流で前記容量性素子を強制的に充電する請求項１記載のスイッチング電源装置。