JP2003329514A - ノックセンサ信号処理装置及びその設計方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ノックセンサ信号を解析してノッキングの発
生を検出するノッキング検出装置に用いられる信号処理
装置でのフィルタ処理負荷を低減する。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換器により一定の周期Ｔ毎にＡ
／Ｄ変換されたノックセンサ信号のデータを順次入力し
て処理するデジタルフィルタを備えた信号処理装置にお
いて、そのフィルタは、正弦波の半波である波形と該波
形の高さを半分にした波形とをつなげて左右反転対称の
形にした基準波形を端から周期Ｔ毎に刻んだ各点０〜１
６の値と、フィルタ係数とが同じであるＦＩＲフィルタ
として構成され、これにより、各フィルタ係数のうち、
「ｍ−１」番目の係数と「ｍ＋１」番目の係数との符号
が異なる場合のｍ番目の係数（点４，８，１２に相当す
る係数）が０となり、また、絶対値の同じ係数が４つ以
上存在するようになっている（点１，３，１３，１５と
点５，７，９，１１の各組に相当する係数）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、内燃機関のノッキ
ングを検出する技術に関し、特に、ノッキング検出のた
めにノックセンサからのアナログ信号をデジタル処理す
る信号処理装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】内燃機関のノッキング検出装置として、
例えば特許第２７６４４９５号公報（特開平５−２４８
９３７号公報）に記載されているものがある。そして、
上記公報に記載の装置では、ノックセンサからのアナロ
グ信号（以下、ノックセンサ信号ともいう）をウェーブ
レット変換により解析してノッキングの発生を検出する
ようにしており、そのために、ノックセンサ信号をＡ／
Ｄ変換器により一定のサンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換
すると共に、そのＡ／Ｄ変換された時系列のデータを、
所定の基本ウェーブレット関数とインパルス応答の等し
いデジタルフィルタである周波数サンプリングフィルタ
に入力し、該周波数サンプリングフィルタの処理結果に
基づいて、ノッキングの発生を検出するようにしてい
る。

【０００３】つまり、ウェーブレット変換を実装するに
は、ウェーブレット変換によってノッキングの有無を判
定するためのフィルタ対象の周波数（フィルタ周波数）
Ｆを事前に決めておき、その周波数Ｆに反応する周波数
サンプリングフィルタを設けることとなるが、こうした
ウェーブレット変換用の周波数サンプリングフィルタ
は、一般に、インパルス応答が、基本ウェーブレット関
数の周波数（所謂スケール）をフィルタ対象の周波数Ｆ
に一致させた波形（即ち、周波数がＦであるウェーブレ
ット関数）Ｈと同じになるように設計される。そのた
め、このように設計された周波数サンプリングフィルタ
の出力値は、入力される時系列のＡ／Ｄ変換データによ
って表される波形Ｈinの周波数がフィルタ対象の周波数
Ｆと同じであると共に、その波形Ｈinが上記波形Ｈを上
下方向に大きく伸ばしたものであるほど大きくなり、そ
のような特性の周波数サンプリングフィルタの出力値を
解析して、ノッキングの有無を判定するのである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記公報に
記載の装置では、周波数サンプリングフィルタを、櫛形
フィルタと共振器とで構成することにより、その周波数
サンプリングフィルタにおける乗算回数を低減させてい
る。

【０００５】しかし、上記公報には、「５０個のスケー
ルの異なるウェーブレット関数によってウェーブレット
変換を行う場合に、１サンプル毎の乗算回数が７５０回
となる」旨の記載があり、このことから、上記公報の周
波数サンプリングフィルタでは、１つのフィルタ対象の
周波数について、１サンプル毎に１５（＝７５０／５
０）回の乗算が必要となる。

【０００６】ここで、例えば、最大１４ｋＨｚの周波数
までフィルタ処理（デジタルフィルタ処理）しようとし
た場合、サンプリング周波数（即ち、サンプリング周期
の逆数）は、サンプリング定理より、２８ｋＨｚ以上に
設定する必要があり、ノッキングの検出精度を良好にす
るためには、１００ｋＨｚ程度に設定することが望まし
い。そして、この場合、フィルタ対象の周波数を、１４
ｋＨｚを含む３つの周波数とし、上記公報の周波数サン
プリングフィルタを用いたならば、１００ｋＨｚに相当
する１０μｓ毎に４５回（＝３×１５）回の乗算が必要
となり、通常のマイコンによってフィルタ処理を実施す
るには（換言すれば、通常のマイコンをデジタルフィル
タとして機能させるには）負荷が過大となってしまう。
このため、ＤＳＰ等の高価な専用マイコンが必要となっ
てしまう。

【０００７】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、ノックセンサからのアナログ信号を解析して
ノッキングの発生を検出するノッキング検出装置に用い
られるノックセンサ信号処理装置でのフィルタ処理負荷
を低減することを目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段及び発明の効果】上記目的
を達成するためになされた請求項１に記載のノックセン
サ信号処理装置は、内燃機関に取り付けられたノックセ
ンサからのアナログ信号（ノックセンサ信号）を一定の
サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
そのＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータ（以
下、サンプリングデータともいう）を順次入力して処理
するデジタルフィルタとを備えている。

【０００９】そして特に、この請求項１のノックセンサ
信号処理装置において、デジタルフィルタは、ＦＩＲ
（Finite Impulse Response ）フィルタであると共に、
該フィルタの各係数ｈ（ｋ）（但し、ｋ＝０〜ｎであ
り、ｎは正の整数）のうち、係数ｈ（ｍ−１）の符号と
係数ｈ（ｍ＋１）の符号とが異なる場合の係数ｈ（ｍ）
が０となるように構成されている。

【００１０】このような請求項１のノックセンサ信号処
理装置によれば、ノックセンサ信号に対するフィルタ処
理負荷を、効果的に低減することができる。即ち、一般
に、ＦＩＲフィルタは、入力をサンプリング周期分ずつ
遅延して出力する複数の遅延器が直列に接続されると共
に、そのうちの初段の遅延器にサンプリングデータが順
次入力される遅延器群を備え、その遅延器群の各遅延器
の出力に所定の係数（フィルタ係数又はフィルタ定数と
も呼ばれる）ｈ（ｋ）を夫々乗じた値の総和（つまり、
各遅延器の出力の積和演算値）が、当該フィルタの出力
値となるように構成されるが、請求項１のノックセンサ
信号処理装置では、「ｍ−１」番目の係数ｈ（ｍ−１）
の符号と、「ｍ＋１」番目の係数ｈ（ｍ＋１）の符号と
が異なる場合の、その間のｍ番目の係数ｈ（ｍ）が０と
なるようにしており、その０である係数ｈ（ｍ）に該当
する遅延器の出力については、演算無しで済む。

【００１１】換言すれば、デジタルフィルタにおけるフ
ィルタ係数の符号（極性）が変わる場合、積極的にゼロ
点を使用することで、計算負荷を軽減している。具体的
に説明すると、あるフィルタ対象の周波数ｆに反応する
ＦＩＲフィルタ（つまり、フィルタ周波数がｆであるＦ
ＩＲフィルタ）を構成する場合、その各フィルタ係数ｈ
（ｋ）を、周波数がｆである所定の基準波形を該基準波
形の端からサンプリング周期毎に刻んだ場合の当該基準
波形上の各点（以下、刻み点という）の値と同じになる
ように設定すれば、入力される時系列のデータによって
表される波形の周波数がｆの場合に出力値が大きくなる
フィルタを得ることができるが、その場合に、基準波形
のゼロクロス点が刻み点となるようにすれば良い。そし
て、このようにすれば、そのゼロクロス点である刻み点
に該当する遅延器の出力については、乗ずるべき係数が
０となり、演算無しで済む。

【００１２】このようなことから、請求項１のノックセ
ンサ信号処理装置によれば、フィルタ処理負荷を、一般
的なマイコンで容易に実施できる程度にまで低減するこ
とが可能となる。次に、請求項２に記載のノックセンサ
信号処理装置も、ノックセンサ信号を一定のサンプリン
グ周期毎にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、そのＡ／Ｄ
変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入力して処
理するデジタルフィルタとを備えている。

【００１３】そして特に、請求項２のノックセンサ信号
処理装置においては、デジタルフィルタがＦＩＲフィル
タであると共に、そのフィルタは、各係数のうちで、絶
対値が同じ係数が４つ以上あるように構成されている。
このような請求項２のノックセンサ信号処理装置によれ
ば、デジタルフィルタとしてのＦＩＲフィルタにおい
て、絶対値が同じ４つ以上の係数に夫々該当する各遅延
器の出力については、それらを加減算（加算又は減算）
してから係数の絶対値を乗ずるための処理を行えば良
い。

【００１４】よって、このような請求項２のノックセン
サ信号処理装置によっても、フィルタ処理負荷を効果的
に低減することができる。尚、絶対値が同じ係数を４つ
以上設けるためには、例えば、上記基準波形として、左
右対称の波形や、少なくとも１周期分が左右反転対象
（点対象）である波形など、上下又は左右に同じ形が現
れる波形を用いれば良い。

【００１５】次に、請求項３に記載のノックセンサ信号
処理装置も、ノックセンサ信号を一定のサンプリング周
期毎にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、そのＡ／Ｄ変換
器によりＡ／Ｄ変換されたデータ（サンプリングデー
タ）を順次入力して処理するデジタルフィルタとを備え
ている。

【００１６】そして特に、請求項３のノックセンサ信号
処理装置では、デジタルフィルタが、サンプリングデー
タに対する計算処理を、シフト処理と加減算処理（加算
処理又は減算処理）とからのみ行うように構成されてい
る。このような請求項３のノックセンサ信号処理装置に
よれば、フィルタ処理のために、処理負荷が比較的大き
い乗算処理を行わないため、フィルタ処理負荷を、一般
的なマイコンで容易に実施できる程度にまで低減するこ
とができる。

【００１７】次に、請求項４に記載のノックセンサ信号
処理装置は、ノックセンサ信号を一定のサンプリング周
期Ｔ毎にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換
器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入力して処理す
るデジタルフィルタとを備えており、特に、上記サンプ
リング周期Ｔを変更することにより、デジタルフィルタ
のフィルタ周波数ｆを変えるように構成されている。
尚、「サンプリング周期Ｔを変更する」とは、サンプリ
ング周波数（＝１／Ｔ）を変更することと同じである。

【００１８】このような請求項４のノックセンサ信号処
理装置によれば、あるフィルタ周波数ｆ１で処理負荷が
小さくなるように構成したデジタルフィルタを、ｆ１と
は違うフィルタ周波数ｆ２の場合でもそのまま使用し
て、そのフィルタ周波数ｆ２の場合でもフィルタ処理負
荷を小さくすることができる。また、フィルタ周波数を
変更する場合に、サンプリング周期Ｔを変更するだけで
良く、デジタルフィルタの設計変更は不要である。

【００１９】次に、請求項５に記載のノックセンサ信号
処理装置の設計方法は、ノックセンサ信号を一定のサン
プリング周期毎にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を備える
と共に、該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータ
を順次入力して処理するデジタルフィルタを、複数通り
の各フィルタ周波数毎に夫々備えたノックセンサ信号処
理装置を設計するためのものである。

【００２０】そして、請求項５の設計方法では、各デジ
タルフィルタとしてＦＩＲフィルタを用いると共に、Ａ
／Ｄ変換器によるサンプリング周期の逆数であるサンプ
リング周波数を、上記複数通りの各フィルタ周波数の公
倍数に設定するか、或いは、サンプリング周期を、各フ
ィルタ周波数の逆数である各周期時間の公約数に設定す
ることを特徴としている。

【００２１】このような請求項５の設計方法によれば、
フィルタ周波数が異なる複数のデジタルフィルタを備え
たノックセンサ信号処理装置でのフィルタ処理負荷を、
効果的に低減することができる。つまり、：まず、１
つのデジタルフィルタについて、サンプリング周波数を
フィルタ周波数の整数倍に設定すれば、そのフィルタを
上記請求項１についての具体的説明で述べたように構成
する場合、同じ絶対値の刻み点が複数でき易くなり、そ
の結果、同じ絶対値の係数を複数設け易くなる。そし
て、絶対値が同じ係数に夫々該当する各遅延器の出力に
ついては、それらを加減算してから係数の絶対値を乗ず
るための処理を１回行えば良いため、同じ絶対値の係数
を多く設けることで、フィルタ処理負荷を低減すること
ができる。：そして特に、サンプリング周波数を、複
数通りの各フィルタ周波数の公倍数に設定するか、或い
は、サンプリング周期を、各フィルタ周波数の逆数であ
る各周期時間の公約数に設定すれば、フィルタ周波数の
異なる全デジタルフィルタについて、サンプリング周波
数はフィルタ周波数の整数倍となり、上記の効果が得
られることとなる。

【００２２】このようなことから、請求項５の設計方法
によれば、フィルタ周波数が異なる複数のデジタルフィ
ルタについて、フィルタ処理負荷を効果的に低減するこ
とが可能となる。次に、請求項６に記載のノックセンサ
信号処理装置の設計方法では、請求項５の設計方法にお
いて、更に、サンプリング周波数を、各フィルタ周波数
の最小公倍数の偶数倍に設定するか、或いは、サンプリ
ング周期を、各フィルタ周波数の逆数である各周期時間
の最大公約数の偶数分の１に設定することを特徴として
いる。

【００２３】そして、このように設定すれば、サンプリ
ング周波数が全てのフィルタ周波数の偶数倍になる。よ
って、全てのデジタルフィルタについて、上記基準波形
のゼロクロス点の全て（換言すれば、基準波形の半周期
毎のゼロクロス点）が上述の刻み点になり、その結果、
演算無しで済む遅延器の出力（即ち、使用しない遅延器
の出力）を増やすことができるため、フィルタ処理負荷
を一層低減することが可能となる。

【００２４】また、上記請求項５の設計方法において、
複数通りのフィルタ周波数の中に、そのうちの特定の周
波数ｆａの１／ｎの周波数ｆｂ（但し、ｎは正の整数）
が存在する場合には、請求項７に記載の如く、フィルタ
周波数が前記１／ｎの周波数ｆｂであるデジタルフィル
タは、フィルタ周波数が前記特定の周波数ｆａであるデ
ジタルフィルタの遅延器群における各遅延器を、ｎ個直
列の遅延器に夫々置き換えた構成のＦＩＲフィルタとす
るのが望ましい。つまり、フィルタ周波数がｆｂである
デジタルフィルタは、フィルタ周波数がｆａであるデジ
タルフィルタの遅延器の数をｎ倍にすると共に、その各
遅延器の出力をｎ個毎に間引いて（ｎ個毎の遅延器の出
力だけを）フィルタ演算に使用するように構成するので
ある。

【００２５】このようにすれば、複数の各デジタルフィ
ルタを設計する作業が容易となり、しかも、フィルタ周
波数がｆｂであるデジタルフィルタでの計算回数を効率
的に減らすことができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、本発明が適用された実施形
態のノックセンサ信号処理装置について説明する。ま
ず、以下に述べる各実施形態に共通の内容について説明
する。

【００２７】図１に示すように、本実施形態のノックセ
ンサ信号処理装置３１は、内燃機関に取り付けられたノ
ックセンサ３２からのアナログ信号（ノックセンサ信
号）をウェーブレット変換により解析してノッキングの
発生を検出するノッキング検出装置の一部として、内燃
機関を制御するエンジン制御装置に実装されるものであ
り、ノックセンサ信号を一定のサンプリング周期Ｔ毎に
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３３と、そのＡ／Ｄ変換器
３３によりＡ／Ｄ変換されたデータ（サンプリングデー
タ）を順次入力して処理するＮ個のデジタルフィルタと
しての周波数サンプリングフィルタ３４（３４−１〜３
４−Ｎ）とを備えている。

【００２８】そして、周波数サンプリングフィルタ３４
（３４−１〜３４−Ｎ）の出力は、本ノックセンサ信号
処理装置３１と共にノッキング検出装置を形成するノッ
キング検出部３５に入力され、そのノッキング検出部３
５が、各周波数サンプリングフィルタ３４の出力値に基
づいて、ノッキング発生の有無を判定する。

【００２９】尚、各周波数サンプリングフィルタ３４と
ノッキング検出部３５は、ハードウエアではなく、エン
ジン制御装置に搭載されたマイコン及び該マイコンのソ
フト処理によって実現されるものである。また、本実施
形態において、各周波数サンプリングフィルタ３４は、
ウェーブレット変換用のデジタルフィルタであり、その
各々のフィルタ周波数は異なっている。そして、各周波
数サンプリングフィルタ３４は、Ａ／Ｄ変換器３３から
入力される時系列のサンプリングデータによって表され
る波形（以下、入力波形という）の周波数が自己のフィ
ルタ周波数と同じであると共に、その入力波形がフィル
タ周波数である所定の基準波形（スケールがフィルタ周
波数と同じウェーブレット関数に相当）を上下方向に大
きく伸ばしたものであるほど、出力値が大きくなるよう
に構成される。

【００３０】［第１実施形態］第１実施形態のノックセ
ンサ信号処理装置３１では、ノッキングが発生した際の
ノックセンサ信号の波形の特徴を考慮し、周波数サンプ
リングフィルタ（以下単に、フィルタともいう）３４と
して、ノッキング発生時のノックセンサ信号の基本波で
あるノック基本波の周波数（ここでは７ｋＨｚ）をフィ
ルタ周波数としたフィルタ（７ｋＨｚ用のフィルタ）３
４−１と、ノック基本波の２次高調波の周波数（ここで
は１４ｋＨｚ）をフィルタ周波数としたフィルタ（１４
ｋＨｚ用のフィルタ）３４−２と、ノック基本波の１．
５次相当の高調波の周波数である９．３ｋＨｚをフィル
タ周波数としたフィルタ（９．３ｋＨｚ用のフィルタ）
３４−３と、ノック基本波の１．５次相当の高調波の周
波数である１１．２ｋＨｚをフィルタ周波数としたフィ
ルタ（１１．２ｋＨｚ用のフィルタ）３４−４とを設け
ている。尚、９．３ｋＨｚは、厳密には「１４ｋＨｚ／
１．５」の周波数である。また、１１．２ｋＨｚは、
「１４ｋＨｚ／１．２５」の周波数である。

【００３１】そして、各フィルタ３４−１〜３４−４
は、以下のように設計されている。 （１−１）：まず、各フィルタ３４−１〜３４−４のウ
ェーブレット関数の波形に相当する基準波形を、フィル
タ周波数と同じ周波数のｓｉｎ波（正弦波）の半波を組
み合わせて、図２のように作成する。

【００３２】即ち、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２で
あれば、図２の上段に示すように、１４ｋＨｚのｓｉｎ
波の半波である最大波高値＝１の波形Ａと、その波形Ａ
の高さを１／２にした波形Ｂとを、「波形Ｂの反転−波
形Ａ−波形Ａの反転−波形Ｂ」の順につなげることによ
り、２組の波形Ａと２組の波形Ｂとを含んだ左右反転対
称（点対称）の基準波形を作成する。

【００３３】同様に、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１で
あれば、図２の下段に示すように、７ｋＨｚのｓｉｎ波
の半波である最大波高値＝１の波形Ａと、その波形Ａの
高さを１／２にした波形Ｂとを、「波形Ｂの反転−波形
Ａ−波形Ａの反転−波形Ｂ」の順につなげることによ
り、２組の波形Ａと２組の波形Ｂとを含んだ左右反転対
称の基準波形を作成する。尚、図２の下段の波形は、図
２の上段の波形を横方向に２倍した波形である。

【００３４】そして、９．３ｋＨｚ用のフィルタ３４−
３と１１．２ｋＨｚ用のフィルタ３４−４との各々につ
いても、９．３ｋＨｚと１１．２ｋＨｚの各ｓｉｎ波の
半波Ａ，Ｂから、同様の要領で基準波形を作成する。こ
のため、９．３ｋＨｚ用のフィルタ３４−３の基準波形
は、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２の基準波形（図２
の上段の波形）を横方向に１．５（＝１４／９．３）倍
した波形となり、１１．２ｋＨｚ用のフィルタ３４−４
の基準波形は、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２の基準
波形を横方向に１．２５（＝１４／１１．２）倍した波
形となる。

【００３５】つまり、本第１実施形態では、ｓｉｎ波の
半波であって最大波高値が１である波形Ａと、その波形
Ａの高さを２の−１乗倍した波形Ｂとを、「波形Ｂの反
転−波形Ａ−波形Ａの反転−波形Ｂ」の順につなげた左
右反転対象の波形を、基本ウェーブレット関数（マザー
ウェーブレット）としている。

【００３６】（１−２）：また、Ａ／Ｄ変換器３３がノ
ックセンサ信号をＡ／Ｄ変換するサンプリング周波数
（即ち、サンプリング周期Ｔの逆数）を、全てのフィル
タ周波数（７ｋＨｚ，９．３ｋＨｚ，１１．２ｋＨｚ，
１４ｋＨｚ）の公倍数であって、特に、その各フィルタ
周波数の最小公倍数（＝５６ｋＨｚ）の偶数倍に設定し
ており、ここでは、１１２ｋＨｚ（＝２×５６ｋＨｚ＝
８×１４ｋＨｚ）に設定している。換言すれば、サンプ
リング周期（サンプリング間隔）Ｔを、各フィルタ周波
数の逆数である各周期時間の公約数であって、特に、そ
の各周期時間の最大公約数の偶数分の１に設定してい
る。

【００３７】（１−３）：そして、各フィルタ３４−１
〜３４−４は、インパルス応答が有限長のＦＩＲフィル
タであって、上記（１−１）の要領で作成した左右反転
対称の基準波形を該基準波形の端からサンプリング周期
Ｔ毎に刻んだ場合の当該基準波形上の各点である各刻み
点の値（詳しくは、該刻み点の高さの値）と、そのフィ
ルタの各係数とが、同じになるように構成されている。
そこで以下、各フィルタ３４−１〜３４−４の具体的な
構成について説明する。

【００３８】（１−３−１）：まず、１４ｋＨｚ用のフ
ィルタ３４−２の場合、基準波形の各刻み点は、図３に
て０〜１６の番号を付した各点（即ち、基準波形を端か
ら４５°位相分毎に１６等分した場合の各点）となる。
そして、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２は、当該フィ
ルタ３４−２の各係数が図３の各刻み点の値と同じにな
るように、図４の如く構成されている。

【００３９】即ち、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２
は、入力をサンプリング周期Ｔ分ずつ遅延して出力する
１４個の遅延器４１が直列に接続され、そのうちの初段
の遅延器４１にＡ／Ｄ変換器３３からのサンプリングデ
ータが順次入力される遅延器群４２と、加減算部４３，
４４，４５，４６と、入力を１回（１ビット分）右へシ
フトして出力する２個の右シフト部４７，４８と、入力
に対し係数αとしてｓｉｎ４５°の値（＝０．７０７）
を乗算する乗算部４９とから構成されている。

【００４０】そして、遅延器群４２を構成する各遅延器
４１のうち、初段の遅延器４１の入力をデータ１とし、
その初段の遅延器４１の出力をデータ２とし、２段目以
降の各遅延器４１の出力を順番にデータ３，データ４，
…，データ１５とすると、この１４ｋＨｚ用フィルタ３
４−２では、加減算部４３により、「データ１３＋デー
タ１５−データ１−データ３」の加減算が行われ、その
加減算部４３の出力が、右シフト部４７により１回右へ
シフトされて、１／２の値にされる。

【００４１】更に、加減算部４４により、「右シフト部
４７の出力＋データ５＋データ７−データ９−データ１
１」の加減算が行われ、その加減算部４４の出力に対し
て、乗算部４９により、ｓｉｎ４５°の値（＝０．７０
７）が乗算される。また、加減算部４５により、「デー
タ１４−データ２」の減算が行われ、その加減算部４５
の出力が、右シフト部４８により１回右へシフトされ
て、１／２の値にされる。そして更に、加減算部４６に
より、「乗算部４９の出力＋データ６−データ１０＋右
シフト部４８の出力」の加減算が行われ、その加減算部
４６の出力が、当該フィルタ３４−２の出力となる。

【００４２】そして、図３にて０〜１６の番号を付した
各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，刻み
点１５，刻み点１６と呼ぶことにすると、この１４ｋＨ
ｚ用フィルタ３４−２では、データ１に対する係数が刻
み点１の値（＝−ｓｉｎ４５°／２）になり、データ２
に対する係数が刻み点２の値（＝−０．５）になり、デ
ータ３に対する係数が刻み点３の値（＝−ｓｉｎ４５°
／２）になり、データ４に対する係数が刻み点４の値
（＝０）になり、データ５に対する係数が刻み点５の値
（＝ｓｉｎ４５°）になり、データ６に対する係数が刻
み点６の値（＝１）になり、…、データ１５に対する係
数が刻み点１５の値（＝ｓｉｎ４５°／２）になるとい
うように、各係数が図３の各刻み点の値と同じになる。

【００４３】尚、図３における白丸（○）印の５つの刻
み点０，４，８，１２，１６は、基準波形のゼロクロス
点であるため、刻み点０と刻み点１６とに該当する遅延
器は設けられず、また、刻み点４，８，１２に夫々該当
する３段目と７段目と１１段目の各遅延器４１の出力
は、乗ずるべき係数が０であり、演算の対象から除外さ
れている。

【００４４】（１−３−２）：次に、７ｋＨｚ用のフィ
ルタ３４−１の場合、基準波形の各刻み点は、図５に示
すように、０〜１６の番号を付した各点（即ち、基準波
形を端から４５°位相分毎に１６等分した場合の各点）
と、その各点間の中間位相の△印を付した各点となる。
そして、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１は、当該フィル
タ３４−１の各係数が、図５の各刻み点のうち、△印の
点以外の１つおきの（２個毎の）各点の値と同じになる
ように、図６の如く構成されている。

【００４５】即ち、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１は、
１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２の遅延器群４２における
各遅延器４１を、２個直列の遅延器４１ｂ，４１ａに夫
々置き換えたものであり、それ以外の構成は、１４ｋＨ
ｚ用フィルタ３４−２と同じである。換言すれば、７ｋ
Ｈｚ用フィルタ３４−１は、１４ｋＨｚ用フィルタ３４
−２の遅延器４１の数を２倍にすると共に、その各遅延
器４１の出力を１つおきに間引いて（１つおきの遅延器
４１の出力だけを）フィルタ演算に用いるように構成さ
れている。

【００４６】そして、図５にて０〜１６の番号を付した
各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，刻み
点１５，刻み点１６と呼ぶことにすると、この７ｋＨｚ
用フィルタ３４−１では、２個１組の遅延器４１ｂ，４
１ａを２サンプリング周期（＝２×Ｔ）分の遅延器とし
た場合の各係数が、刻み点１〜１５の各値と同じにな
る。

【００４７】尚、図５における△印の刻み点は、上記間
引きにより考慮外とされており、図６にて、その△印の
刻み点に該当する遅延器（即ち、図４に対して追加され
ている遅延器４１ｂ）の出力は、演算の対象から除外さ
れている。 （１−３−３）：次に、９．３ｋＨｚ用のフィルタ３４
−３の場合、基準波形の各刻み点は、図７にて０〜２４
の番号を付した各点（即ち、基準波形を端から３０°位
相分毎に２４等分した場合の各点）となる。そして、
９．３ｋＨｚ用のフィルタ３４−３は、当該フィルタ３
４−３の各係数が図７の各刻み点の値と同じになるよう
に、図８の如く構成されている。

【００４８】即ち、９．３ｋＨｚ用のフィルタ３４−３
は、入力をサンプリング周期Ｔ分ずつ遅延して出力する
２２個の遅延器４１が直列に接続され、そのうちの初段
の遅延器４１にＡ／Ｄ変換器３３からのサンプリングデ
ータが順次入力される遅延器群５２と、加減算部５３，
５４，５５，５６，５７と、入力を１回（１ビット分）
右へシフトして出力する３個の右シフト部５８，５９，
６０と、入力に対し係数αとしてｓｉｎ６０°の値（＝
０．８６６）を乗算する乗算部６１とから構成されてい
る。

【００４９】そして、遅延器群５２を構成する各遅延器
４１のうち、初段の遅延器４１の入力をデータ１とし、
その初段の遅延器４１の出力をデータ２とし、２段目以
降の各遅延器４１の出力を順番にデータ３，データ４，
…，データ２３とすると、この９．３ｋＨｚ用フィルタ
３４−３では、加減算部５３により、「データ１９＋デ
ータ２３−データ１−データ５」の加減算が行われ、そ
の加減算部５３の出力が、右シフト部５８により１回右
へシフトされて、１／２の値にされる。

【００５０】更に、加減算部５４により、「右シフト部
５８の出力−データ３＋データ７＋データ１１−データ
１３−データ１７＋データ２１」の加減算が行われ、そ
の加減算部５４の出力が、右シフト部５９により１回右
へシフトされて、１／２の値にされる。

【００５１】また、加減算部５５により、「データ２０
＋データ２２−データ２−データ４」の加減算が行わ
れ、その加減算部５５の出力が、右シフト部６０により
１回右へシフトされて、１／２の値にされる。更に、加
減算部５６により、「右シフト部６０の出力＋データ８
＋データ１０−データ１４−データ１６」の加減算が行
われ、その加減算部５６の出力に対して、乗算部６１に
より、ｓｉｎ６０°の値（＝０．８６６）が乗算され
る。

【００５２】そして更に、加減算部５７により、「乗算
部６１の出力＋右シフト部５９の出力＋データ９−デー
タ１５」の加減算が行われ、その加減算部５７の出力
が、当該フィルタ３４−３の出力となる。そして、図７
にて０〜２４の番号を付した各刻み点を、刻み点０，刻
み点１，刻み点２，…，刻み点２３，刻み点２４と呼ぶ
ことにすると、この９．３ｋＨｚ用フィルタ３４−３で
は、データ１に対する係数が刻み点１の値（＝−０．２
５）になり、データ２に対する係数が刻み点２の値（＝
−ｓｉｎ６０°／２）になり、データ３に対する係数が
刻み点３の値（＝−０．５）になり、…、データ２３に
対する係数が刻み点２３の値（＝０．２５）になるとい
うように、各係数が図７の各刻み点の値と同じになる。

【００５３】尚、図７における白丸（○）印の５つの刻
み点０，６，１２，１８，２４は、基準波形のゼロクロ
ス点であるため、刻み点０と刻み点２４とに該当する遅
延器は設けられず、また、刻み点６，１２，１８に夫々
該当する５段目と１１段目と１７段目の各遅延器４１の
出力は、乗ずるべき係数が０であり、演算の対象から除
外されている。一方、図８の右シフト部５９は、データ
１，５，７，１１，１３，１７，１９，２３について
は、ｓｉｎ３０°の値を乗ずる役割を果たしており、デ
ータ３，２１については、１／２する役割を果たしてい
る。

【００５４】（１−３−４）：次に、１１．２ｋＨｚ用
のフィルタ３４−４の場合、基準波形の各刻み点は、図
９にて０〜２０の番号を付した各点（即ち、基準波形を
端から３６°位相分毎に２０等分した場合の各点）とな
る。そして、１１．２ｋＨｚ用のフィルタ３４−４は、
当該フィルタ３４−４の各係数が図９の各刻み点の値と
同じになるように、図１０の如く構成されている。

【００５５】即ち、１１．２ｋＨｚ用のフィルタ３４−
４は、入力をサンプリング周期Ｔ分ずつ遅延して出力す
る１８個の遅延器４１が直列に接続され、そのうちの初
段の遅延器４１にＡ／Ｄ変換器３３からのサンプリング
データが順次入力される遅延器群６２と、加減算部６
３，６４，６５，６６，６７と、入力を１回（１ビット
分）右へシフトして出力する２個の右シフト部６８，６
９と、入力に対し係数αとしてｓｉｎ３６°に相当する
値（ここでは＝０．６１８）を乗算する乗算部７０とか
ら構成されている。尚、乗算部で乗ずる係数αを、ｓｉ
ｎ３６°（＝０．５８８）ではなく、０．６１８にして
いるのは、この１１．２ｋＨｚ用フィルタ３４−４で
は、ｓｉｎ７２°（＝０．９５１）の値を１としてお
り、その倍率（＝１／０．９５１＝１．０５１）の分だ
け、ｓｉｎ３６°に相当する値を大きくしているからで
ある。

【００５６】そして、遅延器群６２を構成する各遅延器
４１のうち、初段の遅延器４１の入力をデータ１とし、
その初段の遅延器４１の出力をデータ２とし、２段目以
降の各遅延器４１の出力を順番にデータ３，データ４，
…，データ１９とすると、この１１．２ｋＨｚ用フィル
タ３４−４では、加減算部６３により、「データ１６＋
データ１９−データ１−データ４」の加減算が行われ、
その加減算部６３の出力が、右シフト部６８により１回
右へシフトされて、１／２の値にされる。

【００５７】更に、加減算部６４により、「右シフト部
６８の出力＋データ６＋データ９−データ１１−データ
１４」の加減算が行われ、その加減算部６４の出力に対
して、乗算部７０により、係数αとしての０．６１８が
乗算される。また、加減算部６５により、「データ１７
＋データ１８−データ２−データ３」の加減算が行わ
れ、その加減算部６５の出力が、右シフト部６９により
１回右へシフトされて、１／２の値にされる。

【００５８】また更に、加減算部６６により、「データ
７＋データ８−データ１２−データ１３」の加減算が行
われる。そして、加減算部６７により、「乗算部７０の
出力＋右シフト部６９の出力＋加減算部６６の出力」の
加算が行われ、その加減算部６７の出力が、当該フィル
タ３４−４の出力となる。

【００５９】このため、図９にて０〜２０の番号を付し
た各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，刻
み点１９，刻み点２０と呼ぶことにすると、この１１．
２ｋＨｚ用フィルタ３４−４では、データ１に対する係
数が、刻み点１の値を１．０５１倍した値（＝−０．６
１８／２）になり、データ２に対する係数が、刻み点２
の値を１．０５１倍した値（＝−０．５）になり、…、
データ６に対する係数が、刻み点６の値を１．０５１倍
した値（＝０．６１８）になり、データ７に対する係数
が、刻み点７の値を１．０５１倍した値（＝１）にな
り、…、データ１９に対する係数が、刻み点１９の値を
１．０５１倍した値（＝０．６１８／２）になるという
ように、各係数が図９の各刻み点の値と同じようにな
る。つまり、このフィルタ３４−４では、前述したよう
に、ｓｉｎ７２°を１とし、ｓｉｎ３６°を０．６１８
としているため、各係数は、図９における各刻み点１〜
１９の値を１．０５１倍した値となる。

【００６０】尚、この１１．２ｋＨｚ用フィルタ３４−
４においても、図９における白丸（○）印の５つの刻み
点０，５，１０，１５，２０は、基準波形のゼロクロス
点であるため、刻み点０と刻み点２０とに該当する遅延
器は設けられず、また、刻み点５，１０，１５に夫々該
当する４段目と９段目と１４段目の各遅延器４１の出力
は、乗ずるべき係数が０であり、演算の対象から除外さ
れている。

【００６１】以上のように、本第１実施形態では、フィ
ルタ周波数が１４ｋＨｚと７ｋＨｚと９．３ｋＨｚと１
１．２ｋＨｚとの各々である各周波数サンプリングフィ
ルタ３４−１〜３４−４を設計するに当たり、ウェーブ
レット関数の波形に相当するものとして、上記（１−
１）の要領で、左右反転対象の基準波形を作成すると共
に、各フィルタ３４−１〜３４−４とサンプリングタイ
ミング（Ａ／Ｄ変換器３３のＡ／Ｄ変換タイミング）と
の関係を表す図１１，図１２のように、サンプリング周
波数を、各フィルタ周波数（７ｋＨｚ，９．３ｋＨｚ，
１１．２ｋＨｚ，１４ｋＨｚ）の最小公倍数の偶数倍で
ある１１２ｋＨｚに設定している。そして、各フィルタ
３４−１〜３４−４を、上記（１−３）で述べたよう
に、上記（１−１）の要領で作成した左右反転対称の基
準波形をサンプリング周期Ｔ毎に刻んだ場合の該基準波
形上の各刻み点の値と、そのフィルタの各係数とが同じ
になるように構成するようにしている。

【００６２】このような本第１実施形態のノックセンサ
信号処理装置３１では、各各周波数サンプリングフィル
タ３４−１〜３４−４において、フィルタ係数を決定す
るための基準波形のゼロクロス点の全てが刻み点とな
り、そのゼロクロス点である刻み点に該当する遅延器４
１の出力については、乗ずるべき係数が０であるため演
算無しで済む。つまり、「ｍ−１」番目の係数ｈ（ｍ−
１）と「ｍ＋１」番目の係数ｈ（ｍ＋１）との符号が異
なる場合の、ｍ番目の係数ｈ（ｍ）が０となっている。

【００６３】しかも、各フィルタ３４−１〜３４−４
は、例えば、図８のフィルタ３４−３におけるデータ
３，データ７，データ１１，データ１３，データ１７，
データ２１の各々に対する６つの係数の絶対値は共に
０．５であり、また、そのフィルタ３４−３におけるデ
ータ１，データ５，データ１９，データ２３の各々に対
する４つの係数の絶対値は共に０．２５である、といっ
た具合に、絶対値の同じ係数が４つ以上存在するように
構成されている。このため、そのような絶対値が同じ４
つ以上の係数に夫々該当する各遅延器の出力について
は、それらを加減算してから係数の絶対値を乗ずるため
の処理を行うようにしている。

【００６４】また、各フィルタ３４−１〜３４−４にお
いて、基準波形における波形Ａの頂部である刻み点に該
当する遅延器４１の出力は、乗算無しでそのまま加算又
は減算すれば良く、波形Ｂの頂部である刻み点に該当す
る遅延器４１の出力については、１／２を乗ずることと
なるが、それは右シフトの処理で済ましている。

【００６５】そして、このようなことから、本第１実施
形態のノックセンサ信号処理装置３１によれば、各フィ
ルタ３４−１〜３４−４が、偶数個の遅延器と、２〜３
個の右シフト部と、数個の加減算部と、１個の乗算部と
で実現されており、フィルタ処理負荷を、通常のマイコ
ンにて容易に実施できる程度にまで低減することができ
る。

【００６６】そして更に、本第１実施形態では、フィル
タ周波数の中に、倍数の関係（上記の例では２倍：ｎ＝
２）である１４ｋＨｚと７ｋＨｚとが存在しており、７
ｋＨｚ用フィルタ３４−１としては、１４ｋＨｚ用フィ
ルタ３４−２の遅延器群４２における各遅延器４１を、
２つ直列の遅延器４１ｂ，４１ａに夫々置き換えたもの
用いている。このため、全フィルタの設計作業が楽にな
ると共に、７ｋＨｚ用フィルタ３４−１での計算回数を
効率的に減らすことができる。尚、この手法は、２倍の
関係に限らず適用することができ、例えば、フィルタ周
波数の中に、７倍の関係である１４ｋＨｚと２ｋＨｚと
が存在するならば、２ｋＨｚ用フィルタは、１４ｋＨｚ
用フィルタの遅延器群における各遅延器を、７個直列の
遅延器に夫々置き換えたものにすれば良い。

【００６７】［第２実施形態］次に、第２実施形態のノ
ックセンサ信号処理装置３１では、周波数サンプリング
フィルタ３４として、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１
と、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２とを設けている。

【００６８】そして、各フィルタ３４−１，３４−２
は、以下のように設計されている。 （２−１）：まず、各フィルタ３４−１，３４−２のウ
ェーブレット関数の波形に相当する基準波形を、フィル
タ周波数と同じ周波数のｓｉｎ波の半波を組み合わせ
て、図１３のように作成する。

【００６９】即ち、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２で
あれば、図１３の上段に示すように、１４ｋＨｚのｓｉ
ｎ波の半波である最大波高値＝１の波形Ａと、その波形
Ａの高さを１／２にした波形を負側へ反転させた波形Ｂ
とを、「波形Ｂ−波形Ａ−波形Ｂ」の順につなげること
により、１組の波形Ａと２組の波形Ｂとを含んだ左右対
称の基準波形を作成する。

【００７０】同様に、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１で
あれば、図１３の下段に示すように、７ｋＨｚのｓｉｎ
波の半波である最大波高値＝１の波形Ａと、その波形Ａ
の高さを１／２にした波形を負側へ反転させた波形Ｂと
を、「波形Ｂ−波形Ａ−波形Ｂ」の順につなげることに
より、１組の波形Ａと２組の波形Ｂとを含んだ左右対称
の基準波形を作成する。尚、図１３の下段の波形は、図
１３の上段の波形を横方向に２倍した波形である。

【００７１】つまり、本第２実施形態では、ｓｉｎ波の
半波であって最大波高値が１である波形Ａと、その波形
Ａの高さを２の−１乗倍した波形を負側へ反転させた波
形Ｂとを、「波形Ｂ−波形Ａ−波形Ｂ」の順につなげた
左右対象の波形を、基本ウェーブレット関数としてい
る。

【００７２】（２−２）：また、本第２実施形態におい
ても、Ａ／Ｄ変換器３３によるサンプリング周波数を、
全てのフィルタ周波数（７ｋＨｚ，１４ｋＨｚ）の公倍
数であって、特に、その各フィルタ周波数の最小公倍数
（＝２８ｋＨｚ）の偶数倍に設定しており、ここでは、
第１実施形態と同じ１１２ｋＨｚ（＝４×２８ｋＨｚ＝
８×１４ｋＨｚ）に設定している。

【００７３】（２−３）：そして、本第２実施形態にお
いても、各フィルタ３４−１，３４−２は、インパルス
応答が有限長のＦＩＲフィルタであって、上記（２−
１）の要領で作成した左右対称の基準波形を該基準波形
の端からサンプリング周期Ｔ毎に刻んだ場合の当該基準
波形上の各点である各刻み点の値と、そのフィルタの各
係数とが、同じになるように構成されている。そこで以
下、各フィルタ３４−１，３４−２の具体的な構成につ
いて説明する。

【００７４】（２−３−１）：まず、１４ｋＨｚ用フィ
ルタ３４−２の場合、基準波形の各刻み点は、図１４に
て０〜１２の番号を付した各点（即ち、基準波形を端か
ら４５°位相分毎に１２等分した場合の各点）となる。
そして、１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２は、当該フィル
タ３４−２の各係数が図１５の各刻み点の値と同じにな
るように、図１５の如く構成されている。

【００７５】即ち、１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２は、
入力をサンプリング周期Ｔ分ずつ遅延して出力する１０
個の遅延器４１が直列に接続され、そのうちの初段の遅
延器４１にＡ／Ｄ変換器３３からのサンプリングデータ
が順次入力される遅延器群７２と、加減算部７３，７
４，７５，７６と、入力を１回（１ビット分）右へシフ
トして出力する２個の右シフト部７７，７８と、入力に
対し係数αとしてｓｉｎ４５°の値（＝０．７０７）を
乗算する乗算部７９とから構成されている。

【００７６】そして、遅延器群７２を構成する各遅延器
４１のうち、初段の遅延器４１の入力をデータ１とし、
その初段の遅延器４１の出力をデータ２とし、２段目以
降の各遅延器４１の出力を順番にデータ３，データ４，
…，データ１１とすると、この１４ｋＨｚ用フィルタ３
４−２では、加減算部７３により、「−データ１−デー
タ３−データ９−データ１１」の減算が行われ、その加
減算部７３の出力が、右シフト部７７により１回右へシ
フトされて、１／２の値にされる。

【００７７】更に、加減算部７４により、「右シフト部
７７の出力＋データ５＋データ７」の加算が行われ、そ
の加減算部７４の出力に対して、乗算部７９により、ｓ
ｉｎ４５°の値（＝０．７０７）が乗算される。また、
加減算部７５により、「データ２＋データ１０」の加算
が行われ、その加減算部７５の出力が、右シフト部７８
により１回右へシフトされて、１／２の値にされる。そ
して更に、加減算部７６により、「乗算部７９の出力＋
データ６−右シフト部７８の出力」の加減算が行われ、
その加減算部７６の出力が、当該フィルタ３４−２の出
力となる。

【００７８】そして、図１４にて０〜１２の番号を付し
た各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，刻
み点１１，刻み点１２と呼ぶことにすると、この１４ｋ
Ｈｚ用フィルタ３４−２では、データ１に対する係数が
刻み点１の値（＝−ｓｉｎ４５°／２）になり、データ
２に対する係数が刻み点２の値（＝−０．５）になり、
…、データ５に対する係数が刻み点５の値（＝ｓｉｎ４
５°）になり、データ６に対する係数が刻み点６の値
（＝１）になり、…、データ１１に対する係数が刻み点
１１の値（＝−ｓｉｎ４５°／２）になるというよう
に、各係数が図１４の各刻み点の値と同じになる。

【００７９】尚、図１４における白丸（○）印の４つの
刻み点０，４，８，１２は、基準波形のゼロクロス点で
あるため、刻み点０と刻み点１２とに該当する遅延器は
設けられず、また、刻み点４，８に夫々該当する３段目
と７段目の各遅延器４１の出力は、乗ずるべき係数が０
であり、演算の対象から除外されている。

【００８０】（２−３−２）：次に、７ｋＨｚ用のフィ
ルタ３４−１の場合、基準波形の各刻み点は、図１６に
示すように、０〜１２の番号を付した各点（即ち、基準
波形を端から４５°位相分毎に１２等分した場合の各
点）と、その各点間の中間位相の△印を付した各点とな
る。そして、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１は、当該フ
ィルタ３４−１の各係数が、図１６の各刻み点のうち、
△印の点以外の１つおきの各点の値と同じになるよう
に、図１７の如く構成されている。

【００８１】即ち、７ｋＨｚ用フィルタ３４−１は、図
１５に示した１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２の遅延器群
７２における各遅延器４１を、２つ直列の遅延器４１
ｂ，４１ａに夫々置き換えたものであり、それ以外の構
成は、１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２と同じである。つ
まり、本第２実施形態の７ｋＨｚ用フィルタ３４−１
も、第１実施形態と同様に、１４ｋＨｚ用フィルタ３４
−２の遅延器４１の数を２倍にすると共に、その各遅延
器４１の出力を１つおきに間引いてフィルタ演算に用い
るように構成されている。

【００８２】そして、図１６にて０〜１２の番号を付し
た各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，刻
み点１１，刻み点１２と呼ぶことにすると、この７ｋＨ
ｚ用フィルタ３４−１では、２個１組の遅延器４１ｂ，
４１ａを２サンプリング周期（＝２×Ｔ）分の遅延器と
した場合の各係数が、刻み点１〜１１の各値と同じにな
る。

【００８３】尚、図１６における△印の刻み点は、上記
間引きにより考慮外とされており、図１７にて、その△
印の刻み点に該当する遅延器（即ち、図１５に対して追
加されている遅延器４１ｂ）の出力は、演算の対象から
除外されている。以上のように、本第２実施形態では、
フィルタ周波数が１４ｋＨｚと７ｋＨｚとの各々である
各周波数サンプリングフィルタ３４−１，３４−２を設
計するに当たり、ウェーブレット関数の波形に相当する
ものとして、上記（２−１）の要領で、左右対象の基準
波形を作成するようにしている。そして、第１実施形態
と同様に、サンプリング周波数を、各フィルタ周波数
（７ｋＨｚ，１４ｋＨｚ）の最小公倍数の偶数倍である
１１２ｋＨｚに設定すると共に、各フィルタ３４−１，
３４−２を、上記（２−１）の要領で作成した左右対称
の基準波形をサンプリング周期Ｔ毎に刻んだ場合の該基
準波形上の各刻み点の値と、そのフィルタの各係数とが
同じになるように構成するようにしている。

【００８４】このような第２実施形態のノックセンサ信
号処理装置３１によっても、各各周波数サンプリングフ
ィルタ３４−１，３４−２において、「ｍ−１」番目の
係数ｈ（ｍ−１）と「ｍ＋１」番目の係数ｈ（ｍ＋１）
との符号が異なる場合のｍ番目の係数ｈ（ｍ）が０とな
り、また、各フィルタ３４−１，３４−２は、例えば、
図１５のフィルタ３４−２におけるデータ１，データ
３，データ９，データ１１の各々に対する４つの係数の
絶対値は共に「ｓｉｎ４５°／２」であるといった具合
に、絶対値の同じ係数が４つ以上存在するように構成さ
れる。

【００８５】そして、このような本第２実施形態のノッ
クセンサ信号処理装置３１によっても、各フィルタ３４
−１，３４−２を、偶数個の遅延器と、２個の右シフト
部と、数個の加減算部と、１個の乗算部とで実現するこ
とができ、フィルタ処理負荷を、通常のマイコンにて容
易に実施できる程度にまで低減することができる。

【００８６】そして更に、本第２実施形態においても、
７ｋＨｚ用フィルタ３４−１としては、１４ｋＨｚ用フ
ィルタ３４−２の遅延器群７２における各遅延器４１
を、２つ直列の遅延器４１ｂ，４１ａに夫々置き換えた
もの用いているため、全フィルタの設計作業が楽になる
と共に、７ｋＨｚ用フィルタ３４−１での計算回数を効
率的に減らすことができる。

【００８７】尚、ここでは、７ｋＨｚ用フィルタ３４−
１と１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２との構成例について
説明したが、ノック基本波の１．５次相当の高調波の周
波数（９ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ）をフィルタ周波数とした
フィルタも、同じ要領で構成することができ、第１実施
形態と同様に、そのような１．５次相当の高調波用のフ
ィルタを追加すれば、ノッキングの検出精度を更に上げ
ることができる。

【００８８】また、本第２実施形態では、ウェーブレッ
ト関数に相当する基準波形として、左右対称の波形を用
いたが、第１実施形態のような左右反転対象の波形を用
いる方が、ノッキングの検出精度を一層高めることがで
き、有利である。つまり、ノックセンサ信号は、一般
に、基準点を中心に上下対象に振れ易く、そのようなノ
ックセンサ信号の波形パターンに出力値が的確に反応す
る周波数サンプリングフィルタが得られるからである。

【００８９】［第３実施形態］次に、第３実施形態のノ
ックセンサ信号処理装置３１では、周波数サンプリング
フィルタ３４として、７ｋＨｚ用のフィルタ３４−１
と、１４ｋＨｚ用のフィルタ３４−２と、ノック基本波
の１．５次相当の高調波の周波数である１０．５ｋＨｚ
をフィルタ周波数としたフィルタ（１０．５ｋＨｚ用の
フィルタ）３４−５とを設けている。

【００９０】そして、各フィルタ３４−１，３４−２，
３４−５は、以下のように設計されている。 （３−１）：まず、各フィルタ３４−１，３４−２，３
４−５のウェーブレット関数の波形に相当する基準波形
を、第１実施形態と同じ要領（上記（１−１）の要領）
で作成する。但し、本第３実施形態では、波形Ａの最大
波高値を２としており、このため、波形Ｂの最大波高値
が０．５ではなく１となっている（図１８参照）。

【００９１】（３−２）：次に、本第３実施形態におい
ても、Ａ／Ｄ変換器３３によるサンプリング周波数を、
全てのフィルタ周波数（７ｋＨｚ，１０．５ｋＨｚ，１
４ｋＨｚ）の公倍数であって、特に、その各フィルタ周
波数の最小公倍数（＝４２ｋＨｚ）の偶数倍に設定して
いるが、ここでは、８４ｋＨｚ（＝２×４２ｋＨｚ＝６
×１４ｋＨｚ）に設定している。このため、サンプリン
グ周波数は、１０．５ｋＨｚに対しては８倍であり、７
ｋＨｚに対しては１２倍となる。

【００９２】（３−３）：そして、本第３実施形態にお
いても、各フィルタ３４−１，３４−２，３４−５は、
インパルス応答が有限長のＦＩＲフィルタであって、上
記（３−１）の要領で作成した左右反転対称の基準波形
を該基準波形の端からサンプリング周期Ｔ毎に刻んだ場
合の当該基準波形上の各点である各刻み点の値と、その
フィルタの各係数とが、同じになるように構成されてい
る。そこで以下、各フィルタ３４−１，３４−２，３４
−５の具体的な構成について説明する。

【００９３】（３−３−１）：まず、１４ｋＨｚ用フィ
ルタ３４−２の場合、基準波形の各刻み点は、図１８に
て０〜１２の番号を付した各点（即ち、基準波形を端か
ら６０°位相分毎に１２等分した場合の各点）となる。
そして、１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２は、当該フィル
タ３４−２の各係数が図１８の各刻み点の値と同じにな
るように、図１９の如く構成されている。

【００９４】即ち、１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２は、
入力をサンプリング周期Ｔ分ずつ遅延して出力する１０
個の遅延器４１が直列に接続され、そのうちの初段の遅
延器４１にＡ／Ｄ変換器３３からのサンプリングデータ
が順次入力される遅延器群８２と、加減算部８３，８４
と、入力を１回（１ビット分）左へシフトして出力する
左シフト部８５とから構成されている。

【００９５】そして、遅延器群８２を構成する各遅延器
４１のうち、初段の遅延器４１の入力をデータ１とし、
その初段の遅延器４１の出力をデータ２とし、２段目以
降の各遅延器４１の出力を順番にデータ３，データ４，
…，データ１１とすると、この１４ｋＨｚ用フィルタ３
４−２では、加減算部８３により、「データ４＋データ
５−データ７−データ８」の加減算が行われ、その加減
算部８３の出力が、左シフト部８５により１回左へシフ
トされて、２倍の値にされる。尚、加減算部８３の出力
を左シフト部８５により１回左へシフトしているのは、
本第３実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタ３４−２では、
ｓｉｎ６０°（＝０．８６６）の値を１としているから
であり、本来ならば係数として「２×ｓｉｎ６０°」を
乗ずるべきデータ４，５，７，８の各々に２を乗ずるた
めである。

【００９６】そして更に、本第３実施形態の１４ｋＨｚ
用フィルタ３４−２では、加減算部８４により、「左シ
フト部８５の出力−データ１−データ２＋データ１０＋
データ１１」の加減算が行われ、その加減算部８４の出
力が、当該フィルタ３４−２の出力となる。尚、データ
１，２，１０，１１に対してｓｉｎ６０°を乗じないの
は、前述したように、ｓｉｎ６０°の値を１としている
からである。

【００９７】このため、図１８にて０〜１２の番号を付
した各刻み点を、刻み点０，刻み点１，刻み点２，…，
刻み点１１，刻み点１２と呼ぶことにすると、この１４
ｋＨｚ用フィルタ３４−２では、データ１，２に対する
係数が、刻み点１，２の値を「１／ｓｉｎ６０°」倍し
た値（＝−１）になり、データ３，６，９に対する係数
が、刻み点３，６，９の値である０になり、データ４，
５に対する係数が、刻み点４，５の値を「１／ｓｉｎ６
０°」倍した値（＝２）になり、データ７，８に対する
係数が、刻み点７，８の値を「１／ｓｉｎ６０°」倍し
た値（＝−２）になり、データ１０，１１に対する係数
が、刻み点１０，１１の値を「１／ｓｉｎ６０°」倍し
た値（＝１）になる。つまり、このフィルタ３４−２で
は、前述したように、ｓｉｎ６０°を１とし、２×ｓｉ
ｎ６０°を２としているため、各係数は、図１８におけ
る各刻み点１〜１１の値を「１／ｓｉｎ６０°」倍した
値となる。

【００９８】尚、図１８における白丸（○）印の５つの
刻み点０，３，６，９，１２は、基準波形のゼロクロス
点であるため、刻み点０と刻み点１２とに該当する遅延
器は設けられず、また、刻み点３，６，９に夫々該当す
る２段目と５段目と８段目の各遅延器４１の出力は、乗
ずるべき係数が０であり、演算の対象から除外されてい
る。

【００９９】（３−３−２）：次に、図示はしないが、
７ｋＨｚ用フィルタ３４−１は、第１実施形態の図４と
図６との関係と全く同様に、図１９に示した１４ｋＨｚ
用フィルタ３４−２の遅延器群８２における各遅延器４
１を、２つ直列の遅延器に夫々置き換えたものである。
つまり、本第３実施形態の７ｋＨｚ用フィルタ３４−１
も、第１実施形態と同様に、１４ｋＨｚ用フィルタ３４
−２の遅延器４１の数を２倍にすると共に、その各遅延
器４１の出力を１つおきに間引いてフィルタ演算に用い
るように構成されている。

【０１００】（３−３−３）：次に、１０．５ｋＨｚ用
のフィルタ３４−５は、図４に示した第１実施形態の１
４ｋＨｚ用フィルタ３４−２と同じ構成である。つま
り、本第３実施形態では、各フィルタ３４−１，３４−
２，３４−５とサンプリングタイミングとの関係を表す
図２０のように、サンプリング周波数が１０．５ｋＨｚ
の８倍であり、これは、第１実施形態においてサンプリ
ング周波数が１４ｋＨｚの８倍である点（図１１，１２
参照）と同じであるからである。

【０１０１】尚、１０．５ｋＨｚ用フィルタ３４−５を
図４と全く同じ構成にした場合、そのフィルタ３４−５
の出力値のゲインは、他のフィルタ３４−１，３４−２
の半分になる。このため、他のフィルタ３４−１，３４
−２とゲインを合わせるのであれば、図４の構成に対し
て、加減算部４６の出力を１回左シフトする左シフト部
を追加し、その左シフト部の出力を、１０．５ｋＨｚ用
フィルタ３４−５の出力とするように構成すれば良い。

【０１０２】以上のような第３実施形態によれば、特
に、７ｋＨｚ用フィルタ３４−１と１４ｋＨｚ用フィル
タ３４−２とを、偶数個の遅延器，１個の左シフト部，
及び数個の加減算部だけで実現して、その各フィルタ３
４−１，３４−２での乗算回数を０回にすることがで
き、第１実施形態よりも、更にフィルタ処理負荷を低減
することができる。

【０１０３】［第４実施形態］ところで、上記第１〜第
３実施形態では、各フィルタ３４のウェーブレット関数
の波形に相当する基準波形を、ｓｉｎ波の半波を組み合
わせて作成したが、図２１の左側における＜例１＞に示
すように、フィルタ周波数と同じ周波数のｓｉｎ波の全
波である波形Ａ（最大波高値は例えば１）と、その波形
Ａの高さを例えば「１／２」倍した波形Ｂとをつなげた
波形を、基準波形として、各フィルタ３４を構成するよ
うにしても良い。

【０１０４】そして、この場合にも、前述した各実施形
態と同様に、サンプリング周波数をフィルタ周波数の偶
数倍に設定すると共に、フィルタ３４は、上記全波の波
形Ａ，Ｂからなる基準波形をサンプリング周期Ｔ毎に刻
んだ場合の該基準波形上の各刻み点の値と、そのフィル
タ３４の各係数とが同じになるように構成すれば良い
が、特に、この場合、各係数は、基準波形の波形Ｂ側の
端を始端とすると、新しい入力データに対応する係数ほ
ど、その始端側の刻み点に対応するように設定する。つ
まり、最も新しい入力データに対応する係数が基準波形
の波形Ｂ側の端の方の刻み点に対応し、最も古い入力デ
ータに対応する係数が基準波形の波形Ａ側の端の方の刻
み点に対応するように設定するのである。

【０１０５】例えば、図２１の＜例１＞において、フィ
ルタ周波数（即ち、波形Ａ，Ｂ及びそれらからなる基準
波形の周波数）が１４ｋＨｚであると共に、サンプリン
グ周波数を、その１４ｋＨｚの８倍に設定したとし、更
に、基準波形を波形Ｂ側の端からサンプリング周期Ｔ毎
に刻んでいったとすると、その基準波形の各刻み点は、
右側から左側へ０〜１６の番号を付した各点（刻み点
０，刻み点１，刻み点２，…，刻み点１６）となる。

【０１０６】そして、この場合、１４ｋＨｚ用のフィル
タ３４−２は、図４に示した第１実施形態のフィルタ３
４−２と同様に、１４個の遅延器４１からなる遅延器群
４２を備えると共に、その各遅延器４１のうち、初段の
遅延器４１の入力をデータ１とし、その初段の遅延器４
１の出力をデータ２とし、２段目以降の各遅延器４１の
出力を順番にデータ３，データ４…とすると、最新の入
力データとしてのデータ１に対する係数が刻み点１の値
（＝−ｓｉｎ４５°／２）になり、データ１の１つ前の
データ２に対する係数が刻み点２の値（＝−０．５）に
なり、データ３に対する係数が刻み点３の値（＝−ｓｉ
ｎ４５°／２）になり、データ４に対する係数が刻み点
４の値（＝０）になり、データ５に対する係数が刻み点
５の値（＝ｓｉｎ４５°／２）になり、データ６に対す
る係数が刻み点６の値（＝０．５）になり、データ７に
対する係数が刻み点７の値（＝ｓｉｎ４５°／２）にな
り、データ８に対する係数が刻み点８の値（＝０）にな
り、データ９に対する係数が刻み点９の値（＝−ｓｉｎ
４５°）になり、データ１０に対する係数が刻み点１０
の値（＝−１）になり、データ１１に対する係数が刻み
点１１の値（＝−ｓｉｎ４５°）になり、データ１２に
対する係数が刻み点１２の値（＝０）になり、データ１
３に対する係数が刻み点１３の値（＝ｓｉｎ４５°）に
なり、データ１４に対する係数が刻み点１４の値（＝
１）になり、最古の入力データとしてのデータ１５に対
する係数が刻み点１５の値（＝ｓｉｎ４５°）になるよ
うに、構成すれば良い。

【０１０７】つまり、この場合の１４ｋＨｚ用フィルタ
３４−２は、図４に示したフィルタ３４−２を以下のよ
うに変更したものとなる。即ち、データ１３に代えてデ
ータ５を加減算部４３に入力し、データ１４に代えてデ
ータ６を加減算部４５に入力し、データ１５に代えてデ
ータ７を加減算部４３に入力し、データ５に代えてデー
タ１３を加減算部４４に入力し、データ６に代えてデー
タ１４を加減算部４６に入力し、データ７に代えてデー
タ１５を加減算部４４に入力するように変更すれば良
い。尚、フィルタ周波数が異なる他のフィルタ３４につ
いても同様に構成すれば良い。

【０１０８】そして、本第４実施形態のようにフィルタ
３４を構成しても、第１実施形態と同様の効果が得られ
る。つまり、フィルタ３４を、偶数個の遅延器と、２〜
３個の右シフト部と、数個の加減算部と、１個の乗算部
とで実現することができ、ノックセンサ信号処理装置３
１におけるフィルタ処理の負荷を、通常のマイコンにて
容易に実施できる程度にまで低減することができる。

【０１０９】そして更に、本第４実施形態のようにフィ
ルタ３４を構成すれば、ｓｉｎ波の全波である波形Ａ
と、その波形Ａの高さを小さくした波形Ｂとをつなげた
減衰パターンの波形が、ウェーブレット関数に相当する
基準波形となるため、ノッキングの検出精度を高めるこ
とができる。つまり、ノックセンサ信号は、図２６に示
すように、ノッキングの発生時において、最初に大きく
振れ、その後、振幅が次第に小さくなっていく、といっ
た波形パターンを有しており、そのようなノックセンサ
信号の減衰波形パターンに出力値が的確に反応する周波
数サンプリングフィルタが得られるからである。

【０１１０】尚、本第４実施形態において、フィルタ３
４の基準波形を構成する波形Ｂは、１つに限らず、ま
た、１種類でなくても良い。例えば、図２１における右
側の＜例２＞に示すように、上記＜例１＞の波形の右側
（即ち、波形Ａの高さを「１／２」倍した波形Ｂの波形
Ａ側とは反対側）に、更に波形Ｂとして、波形Ａの高さ
を「１／４」倍した波形をつなげ、その３周期分の波形
を基準波形としても良い。

【０１１１】［第５実施形態］次に、第５実施形態のノ
ックセンサ信号処理装置３１は、周波数サンプリングフ
ィルタ３４として、例えば、第１実施形態で述べた７ｋ
Ｈｚ用のフィルタ３４−１（図６）と、１１．２ｋＨｚ
用のフィルタ３４−４（図１０）と、１４ｋＨｚ用のフ
ィルタ３４−２（図４）とを備えている。

【０１１２】そして、本第５実施形態のノックセンサ信
号処理装置３１においては、図２２に示すように、ノッ
キング検出部３５に切替信号が入力されるようになって
おり、また、Ａ／Ｄ変換器３３は、ノッキング検出部３
５からの設定信号によって、サンプリング周波数（換言
すれば、Ａ／Ｄ変換の周期であるサンプリング周期Ｔ）
が変更されるようになっている。

【０１１３】ここで、切替信号は、ハイレベル又はロー
レベルの二値信号であり、例えば、フィルタ３４及びノ
ッキング検出部３５を成すマイコンの外部に設けられた
ジャンパ線が、ハイレベルに相当する電源電圧に接続さ
れれば、ハイレベルとなり、逆に、上記ジャンパ線が、
ローレベルに相当する接地電位（グランドライン）に接
続されれば、ローレベルになる。

【０１１４】そして、ノッキング検出部３５は、切替信
号がハイレベルであれば、Ａ／Ｄ変換器３３によるサン
プリング周波数を、第１実施形態と同じ１１２ｋＨｚに
設定し、切替信号がローレベルであれば、Ａ／Ｄ変換器
３３によるサンプリング周波数を、１１２ｋＨｚとは異
なる値（本実施形態では、１１２×（６．５／７）＝１
０４ｋＨｚ）に設定する。

【０１１５】尚、サンプリング周波数のバリエーション
（この例では、１１２ｋＨｚと１０４ｋＨｚの２通り）
と、切替信号のどの状態がどのサンプリング周波数に該
当するかの対応関係は、フィルタ３４及びノッキング検
出部３５を成すマイコンのメモリ（ＲＯＭ，ＲＡＭ，レ
ジスタ等）に記憶されている。

【０１１６】このような第５実施形態のノックセンサ信
号処理装置３１によれば、ノック基本波の周波数（ノッ
キング発生時のノックセンサ信号の中心周波数）が第１
実施形態と同じ７ｋＨｚである内燃機関（以下、機種ａ
の内燃機関という）に用いる場合には、上記ジャンパ線
により切替信号をハイレベルにすれば良く、また、ノッ
ク基本波の周波数が６．５ｋＨｚである内燃機関（以
下、機種ｂの内燃機関という）に用いる場合には、上記
ジャンパ線により切替信号をローレベルにすれば良い。

【０１１７】つまり、切替信号をハイレベルにすれば、
Ａ／Ｄ変換器３３によるサンプリング周波数が１１２ｋ
Ｈｚとなるため、第１実施形態と同様に、フィルタ３４
−１（図６）は、フィルタ周波数が７ｋＨｚのフィルタ
として機能し、フィルタ３４−４（図１０）は、フィル
タ周波数が１１．２ｋＨｚのフィルタとして機能し、フ
ィルタ３４−２（図４）は、フィルタ周波数が１４ｋＨ
ｚのフィルタとして機能する。そして、この結果、フィ
ルタ３４−１，３４−４，３４−２は、機種ａの内燃機
関のノッキング検出に最適なフィルタとなる。

【０１１８】これに対して、切替信号をローレベルにす
れば、Ａ／Ｄ変換器３３によるサンプリング周波数が１
１２ｋＨｚの「６．５／７」倍である１０４ｋＨｚとな
るため、フィルタ３４−１（図６）のフィルタ周波数
が、７ｋＨｚではなく６．５ｋＨｚとなり、フィルタ３
４−４（図１０）のフィルタ周波数が、１１．２ｋＨｚ
ではなく１０．４ｋＨｚとなり、フィルタ３４−２（図
４）のフィルタ周波数が、１４ｋＨｚではなく１３ｋＨ
ｚとなる。そして、この結果、フィルタ３４−１，３４
−４，３４−２は、機種ｂの内燃機関のノッキング検出
に最適なフィルタとなる。

【０１１９】このような第５実施形態のノックセンサ信
号処理装置３１によれば、あるフィルタ周波数で処理負
荷が小さくなるように構成したフィルタ３４−１，３４
−４，３４−２を、複数通りの各フィルタ周波数の場合
でもそのまま使用して、フィルタ処理負荷を小さくする
ことができる。また、フィルタ周波数を変更する場合
に、フィルタの設計変更は不要である。

【０１２０】尚、切替信号を、二値信号ではなく複数ビ
ットの信号にして、サンプリング周波数を３通り以上に
変更することができるようにしても良し、シリアルやパ
ラレル通信などによって送受信できるようにしても良
い。また、外部から切替信号を与えるのではなく、サン
プリング周波数は、マイコンのＲＯＭに書き込むように
しても良い。つまり、サンプリング周波数が、ＲＯＭ内
のプログラムによって変更できるように構成しておけば
良い。また、この場合、サンプリング周波数は、初期状
態からの動作開始時（いわゆるイニシャル時）などに、
設定すれば良い。

【０１２１】一方、ノック基本波の周波数（延いては、
ノッキング検出に最適なフィルタ周波数）が、エンジン
回転数などの運転状態に応じて若干ずれる場合には、Ａ
／Ｄ変換器３３によるサンプリング周波数を、その内燃
機関の運転状態に応じて切り替えるように構成しても良
い。例えば、エンジン回転数が５０００ｒｐｍ未満であ
れば、サンプリング周波数を１１２ｋＨｚに設定して、
フィルタ３４−１，３４−４，３４−２の各フィルタ周
波数を７ｋＨｚ，１１．２ｋＨｚ，１４ｋＨｚの各々に
し、エンジン回転数が５０００ｒｐｍ以上になると、サ
ンプリング周波数を１０４ｋＨｚに設定して、フィルタ
３４−１，３４−４，３４−２の各フィルタ周波数を
６．５ｋＨｚ，１０．４ｋＨｚ，１３ｋＨｚの各々にす
る、といった具合に構成することもできる。

【０１２２】また、マイコンのメモリに記憶しておくの
は、サンプリング周波数ではなく、サンプリング周期Ｔ
であっても良い。何れもにしても同じことだからであ
る。また更に、上記第５実施形態の手法は、第１実施形
態で述べたフィルタ３４−３（図８）や、第２，第３，
第４の各実施形態で述べた他のフィルタ３４を有する装
置に対しても、同様に適用することができる。つまり、
第１〜第４の各実施形態で述べた各フィルタ３４は、何
れも、サンプリング周波数をＳ倍にすれば、フィルタ周
波数がＳ倍になる構成を有しているからである。

【０１２３】以上、本発明の一実施形態について説明し
たが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまで
もない。例えば、上記各実施形態では、基準波形を構成
する波形Ｂの高さ（波高値）を、波形Ａの波高値の「１
／２」倍（第４実施形態では更に「１／４」倍）といっ
た具合に、２の−Ｙ乗倍（Ｙは１以上の整数）に設定し
たが、波形Ｂとしては、波形Ａの波高値を任意のＸ倍
（但し、Ｘは１より小さい正の数）した波形でも良い。

【０１２４】但し、波形Ｂとして、波形Ａの波高値を２
の「−ｎ／２」乗倍（ｎは１以上の整数）した波形を用
いれば、図２３に例示する如く、波形Ａの頂部の高さを
１とした場合に、値が２の−Ｙ乗となる刻み点（即ち、
値が波形Ａの頂部高さの２の−Ｙ乗倍である刻み点であ
って、それに該当する遅延器の出力については係数を乗
ずるための計算処理を右シフト処理で済ますことができ
る刻み点）を増やし易く、フィルタ処理の負荷を効率的
に低減できるため、より有利である。

【０１２５】また、 上記実施形態の周波数サンプリン
グフィルタにおいて、ｓｉｎ４５°の値を乗ずる乗算部
４９，７９の処理は、以下のように、シフト処理と加算
処理とで簡単に実施することも可能である。 ｓｉｎ４５°＝０．７０７… ＝０．００３９０６＋０．０１５６２５＋０．０６２５＋０．１２５＋０．５ ＝２^-8＋２^-6＋２^-4＋２^-3＋２^-1 ＝（（（（２^-2＋１）×２^-2＋１）×２^-1＋１）×２^-2＋１）×２^-1 ＝０．７０７０３１ つまり、Ｖという入力があった場合、Ｖ>>ｎが、Ｖを右
へｎ回シフトすることを示すものとすると、 （（（（Ｖ>>２＋Ｖ）>>２＋Ｖ）>>１＋Ｖ）>>２＋Ｖ）
>>１ を計算すればよく、ｓｉｎ４５°の値を乗ずる処理を、
５個のシフト命令と４回の加算命令によって実現でき
る。

【０１２６】同様に、上記実施形態の周波数サンプリン
グフィルタにおいて、ｓｉｎ６０°の値を乗ずる乗算部
６１の処理は、以下のように、シフト処理と加減算処理
とで簡単に実施することも可能である。 ｓｉｎ６０°＝０．８６６… ＝−０．００７８１３＋０．１２５＋０．２５＋０．５ ＝−２^-7＋２^-3＋２^-2＋２^-1 ＝（（（ １−２^-4）×２^-1＋１）×２^-1＋１）×２^-1 ＝０．８６７１８７ つまり、Ｗという入力があった場合、Ｗ>>ｎが、Ｗを右
へｎ回シフトすることを示すものとすると、 （（（ Ｗ−Ｗ>>４）>>１＋Ｗ）>>１＋Ｗ）>>１ を計算すればよく、ｓｉｎ６０°の値を乗ずる処理を、
４個のシフト命令と３回の加減算命令によって実現でき
る。

【０１２７】そして、乗算部４９，７９の処理と乗算部
６１の処理とを、上記の如くシフト処理と加減算処理と
から実施するように構成すれば、前述した周波数サンプ
リングフィルタ３４のうち、図１０の１１．２ｋＨｚ用
フィルタ３４−４を除く全てのフィルタは、サンプリン
グデータに対する計算処理を、シフト処理と加減算処理
とからのみ行うこととなる。このため、フィルタ処理負
荷を一層低減することができる。

【０１２８】一方、ウェーブレット関数相当の基準波形
を作成するのに用いるベース波形としては、一般にノッ
クセンサ信号の波形はｓｉｎ波状であることから、上記
各実施形態のようにｓｉｎ波を用いるのが好ましいが、
図２４に例示するように、三角波を用いて基準波形を作
成し、その基準波形に反応するフィルタを上記各実施形
態と同じ要領で設計しても良い。尚、図２４（ａ）は、
三角波の半波である最大波高値＝１の波形Ａと、その波
形Ａの高さを１／２にした波形Ｂとを、「波形Ｂ−波形
Ａの反転−波形Ａ−波形Ｂの反転」の順につなげて作成
した左右反転対称の基準波形を表しており、図２４
（ｂ）は、三角波の半波である最大波高値＝１の波形Ａ
と、その波形Ａの高さを１／２にした波形を負側へ反転
させた波形Ｂとを、「波形Ｂ−波形Ａ−波形Ｂ」の順に
つなげて作成した左右対称の基準波形を表している。

【０１２９】また、基準波形を作成するのに用いるベー
ス波形としては、ｓｉｎ波や三角波に限らず、例えば鋸
波などでも良い。一方また、フィルタの基準波形として
は、図２５に示すように、波高値が一定のものであって
も良い。尚、図２５（ａ）は、２周期分のｓｉｎ波から
なる基準波形を表しており、図２５（ｂ）は、１周期分
の三角波からなる基準波形を表しており、図２５（ｃ）
は、２周期分の三角波からなる基準波形を表しており、
図２５（ｄ）は、３周期分の三角波からなる基準波形を
表している。

【０１３０】また更に、上記各実施形態では、サンプリ
ング周波数を、その各実施形態の場合のフィルタ周波数
の組み合わせにおいて最も好ましいと思われる値に設定
したが、サンプリング周波数は、前述した値に限るもの
ではなく、例えば、各フィルタ周波数の奇数倍（各フィ
ルタ周波数の最小公倍数の奇数倍）に設定することも可
能である。但し、偶数倍に設定した方が、前述したよう
に、基準波形のゼロクロス点の全てが刻み点になり、演
算無しで済む遅延器の出力を増やすことができるという
点で有利である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施形態のノックセンサ信号処理装置の構成
を表すブロック図である。

【図２】 第１実施形態の周波数サンプリングフィルタ
のウェーブレット関数の波形に相当する基準波形の作成
方法を表す説明図である。

【図３】 第１実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタについ
ての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図４】 第１実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタの構成
を表す構成図である。

【図５】 第１実施形態の７ｋＨｚ用フィルタについて
の基準波形の各刻み点を表す図である。

【図６】 第１実施形態の７ｋＨｚ用フィルタの構成を
表す構成図である。

【図７】 第１実施形態の９．３ｋＨｚ用フィルタにつ
いての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図８】 第１実施形態の９．３ｋＨｚ用フィルタの構
成を表す構成図である。

【図９】 第１実施形態の１１．２ｋＨｚ用フィルタに
ついての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図１０】 第１実施形態の１１．２ｋＨｚ用フィルタ
の構成を表す構成図である。

【図１１】 第１実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタ，
９．３ｋＨｚ用フィルタ，及び７ｋＨｚ用フィルタと、
サンプリングタイミングとの関係を表す図である。

【図１２】 第１実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタ，１
１．２ｋＨｚ用フィルタ，及び７ｋＨｚ用フィルタと、
サンプリングタイミングとの関係を表す図である。

【図１３】 第２実施形態の周波数サンプリングフィル
タのウェーブレット関数の波形に相当する基準波形の作
成方法を表す説明図である。

【図１４】 第２実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタにつ
いての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図１５】 第２実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタの構
成を表す構成図である。

【図１６】 第２実施形態の７ｋＨｚ用フィルタについ
ての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図１７】 第２実施形態の７ｋＨｚ用フィルタの構成
を表す構成図である。

【図１８】 第３実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタにつ
いての基準波形の各刻み点を表す図である。

【図１９】 第３実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタの構
成を表す構成図である。

【図２０】 第３実施形態の１４ｋＨｚ用フィルタ，１
０．５ｋＨｚ用フィルタ，及び７ｋＨｚ用フィルタと、
サンプリングタイミングとの関係を表す図である。

【図２１】 第４実施形態を説明する説明図である。

【図２２】 第５実施形態のノックセンサ信号処理装置
に特有の構成を表すブロック図である。

【図２３】 他の変形例を説明する説明図の、その１で
ある。

【図２４】 他の変形例を説明する説明図の、その２で
ある。

【図２５】 他の変形例を説明する説明図の、その３で
ある。

【図２６】 ノックセンサ信号のノッキング発生時の波
形を表す図である。

【符号の説明】

３１…ノックセンサ信号処理装置、３２…ノックセン
サ、３３…Ａ／Ｄ変換器、３４，３４−１〜３４−５，
３４−Ｎ…周波数サンプリングフィルタ、３５…ノッキ
ング検出部、４１，４１ａ，４１ｂ…遅延器、４２，５
２，６２，７２，８２…遅延器群、４３〜４６，５３〜
５７，６３〜６７，７３〜７６，８３，８４…加減算
部、４７，４８，５８〜６０，６８，６９，７７，７８
…右シフト部、４９，６１，７０，７９…乗算部、８５
…左シフト部

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 内燃機関に取り付けられたノックセンサ
   からのアナログ信号を一定のサンプリング周期毎にＡ／
   Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入
   力して処理するデジタルフィルタと、 を備えたノックセンサ信号処理装置において、 前記デジタルフィルタは、ＦＩＲフィルタであると共
   に、該フィルタの各係数ｈ（ｋ）（但し、ｋ＝０〜ｎで
   あり、ｎは正の整数）のうち、係数ｈ（ｍ−１）の符号
   と係数ｈ（ｍ＋１）の符号とが異なる場合の係数ｈ
   （ｍ）が０となるように構成されていること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置。
2. 【請求項２】 内燃機関に取り付けられたノックセンサ
   からのアナログ信号を一定のサンプリング周期毎にＡ／
   Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入
   力して処理するデジタルフィルタと、 を備えたノックセンサ信号処理装置において、 前記デジタルフィルタは、ＦＩＲフィルタであると共
   に、 該フィルタの各係数のうち、絶対値が同じ係数が４つ以
   上あること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置。
3. 【請求項３】 内燃機関に取り付けられたノックセンサ
   からのアナログ信号を一定のサンプリング周期毎にＡ／
   Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入
   力して処理するデジタルフィルタと、 を備えたノックセンサ信号処理装置において、 前記デジタルフィルタは、前記データに対する計算処理
   を、シフト処理と加減算処理とからのみ行うように構成
   されていること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置。
4. 【請求項４】 内燃機関に取り付けられたノックセンサ
   からのアナログ信号を一定のサンプリング周期毎にＡ／
   Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入
   力して処理するデジタルフィルタと、 を備えたノックセンサ信号処理装置において、 前記サンプリング周期を変更することにより、前記デジ
   タルフィルタのフィルタ周波数を変えるように構成され
   ていること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置。
5. 【請求項５】 内燃機関に取り付けられたノックセンサ
   からのアナログ信号を一定のサンプリング周期毎にＡ／
   Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を備えると共に、 該Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたデータを順次入
   力して処理するデジタルフィルタを、複数通りの各フィ
   ルタ周波数毎に夫々備えたノックセンサ信号処理装置の
   設計方法であって、 前記デジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタを用いると
   共に、 前記サンプリング周期の逆数であるサンプリング周波数
   を、前記各フィルタ周波数の公倍数に設定するか、或い
   は、前記サンプリング周期を、前記各フィルタ周波数の
   逆数である各周期時間の公約数に設定すること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置の設計方法。
6. 【請求項６】 請求項５に記載のノックセンサ信号処理
   装置の設計方法において、 前記サンプリング周波数を、前記各フィルタ周波数の最
   小公倍数の偶数倍に設定するか、或いは、前記サンプリ
   ング周期を、前記各フィルタ周波数の逆数である各周期
   時間の最大公約数の偶数分の１に設定すること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置の設計方法。
7. 【請求項７】 請求項５に記載のノックセンサ信号処理
   装置の設計方法において、 前記複数通りのフィルタ周波数の中に、そのうちの特定
   の周波数の１／ｎの周波数（但し、ｎは正の整数）が存
   在する場合、 フィルタ周波数が前記１／ｎの周波数であるデジタルフ
   ィルタは、 フィルタ周波数が前記特定の周波数であるデジタルフィ
   ルタの遅延器群における各遅延器を、ｎ個直列の遅延器
   に夫々置き換えた構成のＦＩＲフィルタとすること、 を特徴とするノックセンサ信号処理装置の設計方法。