JP2003298356A - 広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ - Google Patents
広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサInfo
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】無線ＬＡＮ（２．４ ５．０ＧＨｚ帯）やＢｌ
ｕｅｔｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ帯）などの広帯域に及ぶ
無線システムを受信する装置の高周波回路部において、
イメージリジェクションミキサに使用される移相器（ｐ
ｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）は、ＲＣのパッシ
ブ素子で構成されるため周波数特性を持ってしまう。そ
のため、ある特定の周波数範囲でしか所望のイメージ減
衰量を確保することができないという課題があった。 【解決手段】使用するシステムのチャネル周波数に伴っ
て、予め移相器（１−３）を何段か用意し、ローカル信
号を決めるＰＬＬに使用する周波数設定シリアルデータ
を受け取り、その周波数設定に応じて、移相器の切り替
えを行うことにより、所望のイメージ減衰量を確保す
る。
ｕｅｔｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ帯）などの広帯域に及ぶ
無線システムを受信する装置の高周波回路部において、
イメージリジェクションミキサに使用される移相器（ｐ
ｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）は、ＲＣのパッシ
ブ素子で構成されるため周波数特性を持ってしまう。そ
のため、ある特定の周波数範囲でしか所望のイメージ減
衰量を確保することができないという課題があった。 【解決手段】使用するシステムのチャネル周波数に伴っ
て、予め移相器（１−３）を何段か用意し、ローカル信
号を決めるＰＬＬに使用する周波数設定シリアルデータ
を受け取り、その周波数設定に応じて、移相器の切り替
えを行うことにより、所望のイメージ減衰量を確保す
る。
Description
【０００１】
【発明に属する技術分野】本発明は、無線システムが広
帯域に及ぶ無線システムを受信する装置に関するもので
ある。 例：無線ＬＡＮ（２．４ ５．０ＧＨｚ帯）Ｂｌｕｅｔ
ｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ帯）
帯域に及ぶ無線システムを受信する装置に関するもので
ある。 例：無線ＬＡＮ（２．４ ５．０ＧＨｚ帯）Ｂｌｕｅｔ
ｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ帯）
【０００２】
【従来の技術】イメージとは、ギルバートセル回路を図
１のようなダウンコンバートミキサとして動作させＩＦ
信号（中間周波数）を得る場合において、ＲＦ入力とし
て希望信号（ωＬＯ＋ωＩＦの周波数成分）と妨害信号
（ωＬＯ−ωＩＦの周波数成分）の２つの周波数成分が
同時に入力された場合について考える。ここで、希望波
のＩＦ成分をωＩＦＤ、妨害波のＩＦ成分をωＩＦＵで
表し、どちらも等しい周波数（ωＩＦ）で情報的には無
相関の信号とする。このローカル周波数からＩＦ周波数
だけ離れた妨害波成分ωＩＦＵをイメージ周波数と呼
ぶ。図１の場合、ＩＦフィルタを通った後のダウンコン
バートミキサ出力（Ｖｏｕｔ）には希望波ＩＦ成分と
（ωＩＦＤ）とイメージ妨害波ＩＦ成分（ωＩＦＵ）が
混在している。同一周波数で互いに無相関の信号が一度
混ざって汚れてしまった場合、希望波信号のみを抽出す
ることは不可能で、結果として受信感度等の受信品質が
大きく劣化してしまう。このようなイメージ周波数によ
る妨害をイメージ妨害という。このイメージ妨害の対策
を回路技術を駆使して実現する方法が、イメージリジェ
クションミキサである。したがって、イメージリジェク
ションミキサとは、受信妨害の原因となるイメージ周波
数成分を回路的な工夫により除去し、ＲＦ入力に付加す
る必要があった外付けバンドパスフィルタを不要にした
ダウンコンバートミキサである。従来は広帯域イメージ
リジェクションミキサの実現のために広帯域の移相器を
用意する必要があった。イメージリジェクションミキサ
の構成例として移相器にｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒを用いた場合の動作原理を図２に示す。受信した
信号として、希望波とイメージ妨害波の２波を想定す
る。１−１のスイッチを介して前置増幅器１−２で増幅
される。増幅器の出力は直交チャネルと同相チャネルの
２つのチャネルに分離され、直交チャネルの信号はミキ
サ回１−４により復調される。この時の局発発振器１−
８の発振周波数の周波数はキャリア周波数より低中間周
波数分低い周波数で発振する。同様に、同相チャネルは
局発発振器１−８より発振した周波数を１−３の移相器
（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）で９０°位相
をずらした同相ローカル発振周波数でミキサ回路１−５
を介して復調する。その信号の位相を移相器１−６（ｐ
ｏｌｙ ｐｈａｓｅｆｉｌｔｅｒ）を介して９０°ずら
して、直交チャネルの復調信号と合成する。合成した信
号を帯域通過フィルタ１−７を介して受信信号を得る。
なを、図中、各ブロックの大きさ、形状および配置関係
は、この発明が理解できる程度に概略的に示してあるに
過ぎないことを理解されたい。ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒを用いたイメージリジェクションミキサの
動作原理を数式を使って以下に示す。ＲＦの入力は、希
望波としてｃｏｓωｓｔ、イメージ妨害波としてｃｏｓ
ωｉｔの２波を想定する。局発発振器の信号はｃｏｓω
Ｌｔとする。 ミキサ１出力は 希望波（ｃｏｓωＳｔ） × ローカル信号（ｃｏｓωＬｔ） ｃｏｓωＳｔ × ｃｏｓωＬｔ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωＳｔ＋ωＬｔ）＋ｃｏｓ（ωＳｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωＳ＋ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｃｏｓ（ωＳ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ イメージ妨害波（ｃｏｓωｉｔ） × ローカル信号（ｃｏｓωＬｔ） ｃｏｓωｉｔ × ｃｏｓωＬｔ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωｉｔ＋ωＬｔ）＋ｃｏｓ（ωｉｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωｉ＋ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωｉ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｃｏｓ（ωｉ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は ｃｏｓ（ωｉ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ よって、ミキサ１出力は ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ ミキサ２出力は 希望波（ｃｏｓωＳｔ） × ローカル信号（ｓｉｎωＬｔ） ｃｏｓωＳｔ × ｓｉｎωＬｔ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωＳｔ＋ωＬｔ）−ｓｉｎ（ωＳｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωＳ＋ωＬ）ｔ−ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｓｉｎ（ωＳ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は −ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ イメージ妨害波（ｃｏｓωｉｔ） × ローカル信号（ｓｉｎωＬｔ） ｃｏｓωｉｔ × ｓｉｎωＬｔ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωｉｔ＋ωＬｔ）−ｓｉｎ（ωｉｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωｉ＋ωＬ）ｔ−ｓｉｎ（ωｉ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｓｉｎ（ωｉ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は −ｓｉｎ（ωｉ−ωＬ）ｔ ＝ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ よって、ミキサ２出力は −ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ ミキサ２出力を移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒ）を通したあとの出力は ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ −ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ ＝−ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ このｐｏｌｙｐｈａｓｅ出力とミキサ１出力を足し合わ
せたイメージリジェクションミキサの出力は、 ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ＋−ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ ＝０ よって、イメージ妨害波ｃｏｓωｉｔが除去され、希望
波ｃｏｓωｓｔのみが出力されていることが確認でき
る。
１のようなダウンコンバートミキサとして動作させＩＦ
信号（中間周波数）を得る場合において、ＲＦ入力とし
て希望信号（ωＬＯ＋ωＩＦの周波数成分）と妨害信号
（ωＬＯ−ωＩＦの周波数成分）の２つの周波数成分が
同時に入力された場合について考える。ここで、希望波
のＩＦ成分をωＩＦＤ、妨害波のＩＦ成分をωＩＦＵで
表し、どちらも等しい周波数（ωＩＦ）で情報的には無
相関の信号とする。このローカル周波数からＩＦ周波数
だけ離れた妨害波成分ωＩＦＵをイメージ周波数と呼
ぶ。図１の場合、ＩＦフィルタを通った後のダウンコン
バートミキサ出力（Ｖｏｕｔ）には希望波ＩＦ成分と
（ωＩＦＤ）とイメージ妨害波ＩＦ成分（ωＩＦＵ）が
混在している。同一周波数で互いに無相関の信号が一度
混ざって汚れてしまった場合、希望波信号のみを抽出す
ることは不可能で、結果として受信感度等の受信品質が
大きく劣化してしまう。このようなイメージ周波数によ
る妨害をイメージ妨害という。このイメージ妨害の対策
を回路技術を駆使して実現する方法が、イメージリジェ
クションミキサである。したがって、イメージリジェク
ションミキサとは、受信妨害の原因となるイメージ周波
数成分を回路的な工夫により除去し、ＲＦ入力に付加す
る必要があった外付けバンドパスフィルタを不要にした
ダウンコンバートミキサである。従来は広帯域イメージ
リジェクションミキサの実現のために広帯域の移相器を
用意する必要があった。イメージリジェクションミキサ
の構成例として移相器にｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒを用いた場合の動作原理を図２に示す。受信した
信号として、希望波とイメージ妨害波の２波を想定す
る。１−１のスイッチを介して前置増幅器１−２で増幅
される。増幅器の出力は直交チャネルと同相チャネルの
２つのチャネルに分離され、直交チャネルの信号はミキ
サ回１−４により復調される。この時の局発発振器１−
８の発振周波数の周波数はキャリア周波数より低中間周
波数分低い周波数で発振する。同様に、同相チャネルは
局発発振器１−８より発振した周波数を１−３の移相器
（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）で９０°位相
をずらした同相ローカル発振周波数でミキサ回路１−５
を介して復調する。その信号の位相を移相器１−６（ｐ
ｏｌｙ ｐｈａｓｅｆｉｌｔｅｒ）を介して９０°ずら
して、直交チャネルの復調信号と合成する。合成した信
号を帯域通過フィルタ１−７を介して受信信号を得る。
なを、図中、各ブロックの大きさ、形状および配置関係
は、この発明が理解できる程度に概略的に示してあるに
過ぎないことを理解されたい。ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒを用いたイメージリジェクションミキサの
動作原理を数式を使って以下に示す。ＲＦの入力は、希
望波としてｃｏｓωｓｔ、イメージ妨害波としてｃｏｓ
ωｉｔの２波を想定する。局発発振器の信号はｃｏｓω
Ｌｔとする。 ミキサ１出力は 希望波（ｃｏｓωＳｔ） × ローカル信号（ｃｏｓωＬｔ） ｃｏｓωＳｔ × ｃｏｓωＬｔ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωＳｔ＋ωＬｔ）＋ｃｏｓ（ωＳｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωＳ＋ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｃｏｓ（ωＳ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ イメージ妨害波（ｃｏｓωｉｔ） × ローカル信号（ｃｏｓωＬｔ） ｃｏｓωｉｔ × ｃｏｓωＬｔ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωｉｔ＋ωＬｔ）＋ｃｏｓ（ωｉｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｃｏｓ（ωｉ＋ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωｉ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｃｏｓ（ωｉ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は ｃｏｓ（ωｉ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ よって、ミキサ１出力は ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ ミキサ２出力は 希望波（ｃｏｓωＳｔ） × ローカル信号（ｓｉｎωＬｔ） ｃｏｓωＳｔ × ｓｉｎωＬｔ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωＳｔ＋ωＬｔ）−ｓｉｎ（ωＳｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωＳ＋ωＬ）ｔ−ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｓｉｎ（ωＳ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は −ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ イメージ妨害波（ｃｏｓωｉｔ） × ローカル信号（ｓｉｎωＬｔ） ｃｏｓωｉｔ × ｓｉｎωＬｔ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωｉｔ＋ωＬｔ）−ｓｉｎ（ωｉｔ−ωＬｔ）｝ ＝１／２｛ｓｉｎ（ωｉ＋ωＬ）ｔ−ｓｉｎ（ωｉ−ωＬ）ｔ｝ ここで、１／２｛ｓｉｎ（ωｉ＋ωＬ）ｔ｝の信号成分
は周波数が十分高いのでフィルタで落とすとして出力は −ｓｉｎ（ωｉ−ωＬ）ｔ ＝ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ よって、ミキサ２出力は −ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ ミキサ２出力を移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒ）を通したあとの出力は ｓｉｎ（ωＳ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ −ｓｉｎ（ωＬ−ωｉ）ｔ ＝−ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ このｐｏｌｙｐｈａｓｅ出力とミキサ１出力を足し合わ
せたイメージリジェクションミキサの出力は、 ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ＋ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ＝ｃｏｓ（ωＳ−ωＬ）ｔ ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ＋−ｃｏｓ（ωＬ−ωｉ）ｔ ＝０ よって、イメージ妨害波ｃｏｓωｉｔが除去され、希望
波ｃｏｓωｓｔのみが出力されていることが確認でき
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のイメージリジェ
クションミキサでは周波数よって減衰量が大きくばらつ
いてしまっていた。Ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒがＲＣのパッシブ素子で構成されるため、ある特定の
周波数でしか減衰量を確保することができないという課
題があった。（中心周波数では十分減衰されているが、
その両端では減衰は不十分のため広帯域の無線システム
にはイメージリジェクションミキサは大きな課題となっ
ていた。） 本発明において解決しようとする課題は、システム周波
数に依存せず、あるシステム周波数全帯域を一定量でイ
メージ周波数を減衰する事ができる機能を明らかにする
ことである。
クションミキサでは周波数よって減衰量が大きくばらつ
いてしまっていた。Ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒがＲＣのパッシブ素子で構成されるため、ある特定の
周波数でしか減衰量を確保することができないという課
題があった。（中心周波数では十分減衰されているが、
その両端では減衰は不十分のため広帯域の無線システム
にはイメージリジェクションミキサは大きな課題となっ
ていた。） 本発明において解決しようとする課題は、システム周波
数に依存せず、あるシステム周波数全帯域を一定量でイ
メージ周波数を減衰する事ができる機能を明らかにする
ことである。
【課題１】図３に従来方式におけるイメージリジェクシ
ョンミキサの周波数特性を示す。この方式では、局発発
振器信号を９０°シフトさせる移相器（ｐｏｌｙ ｐｈ
ａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）の帯域幅が狭いため、ある特定
の周波数（ある特定のＣＨ）でしか高いイメージリジェ
クション比を得ることができず、システム周波数の遷
移、ＣＨの遷移には追従することができない。その結
果、使用するシステム周波数全域で一定量のイメージリ
ジェクション比を得ることができない。図３に示すよう
に、１ＣＨの周波数帯で９０°シフトするようｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの設計を行なったとすると
１ＣＨでは十分にイメージリジェクション比を確保でき
るが、２ＣＨでは十分なイメージリジェクション比を確
保できないことがわかる。
ョンミキサの周波数特性を示す。この方式では、局発発
振器信号を９０°シフトさせる移相器（ｐｏｌｙ ｐｈ
ａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）の帯域幅が狭いため、ある特定
の周波数（ある特定のＣＨ）でしか高いイメージリジェ
クション比を得ることができず、システム周波数の遷
移、ＣＨの遷移には追従することができない。その結
果、使用するシステム周波数全域で一定量のイメージリ
ジェクション比を得ることができない。図３に示すよう
に、１ＣＨの周波数帯で９０°シフトするようｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの設計を行なったとすると
１ＣＨでは十分にイメージリジェクション比を確保でき
るが、２ＣＨでは十分なイメージリジェクション比を確
保できないことがわかる。
【課題２】図４に従来方式におけるイメージリジェクシ
ョンミキサの周波数特性を示す。この方式では、局発発
振信号を９０°シフトさせる移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）の帯域幅はｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数を増加させることにより
広くなっている。この結果、広帯域のシステムであって
も各ＣＨでのイメージリジェクション比は一定に保つこ
とが可能になる。図４に示すように、１ＣＨ、２ＣＨと
もに一定量のイメージリジェクション比を確保できてい
ることがわかる。しかし、数百ＭＨｚという帯域を確保
しなければならないシステムにおいてはｐｏｌｙ ｐｈ
ａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数の増加によりチッ
プ面積が増大してしまうという課題がある。
ョンミキサの周波数特性を示す。この方式では、局発発
振信号を９０°シフトさせる移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）の帯域幅はｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数を増加させることにより
広くなっている。この結果、広帯域のシステムであって
も各ＣＨでのイメージリジェクション比は一定に保つこ
とが可能になる。図４に示すように、１ＣＨ、２ＣＨと
もに一定量のイメージリジェクション比を確保できてい
ることがわかる。しかし、数百ＭＨｚという帯域を確保
しなければならないシステムにおいてはｐｏｌｙ ｐｈ
ａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数の増加によりチッ
プ面積が増大してしまうという課題がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】従来のイメージリジェク
ションミキサのイメージリジェクション比（Ｉｍａｇｅ
Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）は移相器の広帯域性
能およびＩＱバランスのばらつきにより減衰量はばらつ
き、中心周波数を最適値とし、その周波数の両端に広が
るほど減衰量は低下していった。本発明では周波数の変
化（ＣＨの遷移）に追従してイメージリジェクションミ
キサの減衰量を一定量にする手段である。
ションミキサのイメージリジェクション比（Ｉｍａｇｅ
Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）は移相器の広帯域性
能およびＩＱバランスのばらつきにより減衰量はばらつ
き、中心周波数を最適値とし、その周波数の両端に広が
るほど減衰量は低下していった。本発明では周波数の変
化（ＣＨの遷移）に追従してイメージリジェクションミ
キサの減衰量を一定量にする手段である。
【解決するための手段１】具体的にはシステムのＣＨの
遷移に追従し（ＰＬＬシンセサイザの切り替えに追
従）、多段接続した狭帯域で高性能の移相器（ｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）をその周波数帯域にマッ
チした移相器に切り替え、または、ＰＬＬに使用するシ
リアルデータを使い移相器もある周波数に可変出来る仕
組みを有し、常にどのＣＨに移行しても一定なイメージ
リジェクション比を確保できる方法である。つまり、広
帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ方式であ
る。イメージリジェクションミキサとしての動作原理
は、ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒを周波数によ
り切り替える以外は、従来の方式と同様である。図５に
本発明におけるＰＬＬシリアルデータを用いての制御方
式を示す。ＰＬＬシンセサイザに使用するシリアルデー
タを使い各ＣＨごとに用意されたｐｏｌｙｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒを切り替える。図６に本発明におけるｐｏ
ｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの構成を示す。使用す
るシステムのＣＨ数を考慮しｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆ
ｉｌｔｅｒの段数を決定し、使用する各ＣＨの周波数ご
とにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値を決
定する。次式に計算式を示す。 図７に本発明おけるイメージリジェクションミキサの周
波数特性を示す。各ＣＨごとにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒが用意されているため、使用するＣＨで確
実にイメージリジェクション比を確保できる。図８に従
来方式における各ＣＨごとのイメージリジェクション比
のイメージ図を示す。（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒの素子値を１ＣＨに設定。）ｐｏｌｙ ｐｈａｓ
ｅ ｆｉｌｔｅｒはＲＣのパッシブ素子で構成されてい
るため１ＣＨでのイメージリジェクション比の減衰量は
確保できるが、ＣＨが遷移すると周波数特性を持つため
確実にイメージを減衰することが困難となる。図９に本
発明における各ＣＨごとのイメージリジェクション比の
イメージ図を示す。各ＣＨの周波数に合わせてｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値を決定し、それを
切り替えて使用しているためＣＨが遷移してもイメージ
リジェクション比は周波数に依存せず一定である。
遷移に追従し（ＰＬＬシンセサイザの切り替えに追
従）、多段接続した狭帯域で高性能の移相器（ｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）をその周波数帯域にマッ
チした移相器に切り替え、または、ＰＬＬに使用するシ
リアルデータを使い移相器もある周波数に可変出来る仕
組みを有し、常にどのＣＨに移行しても一定なイメージ
リジェクション比を確保できる方法である。つまり、広
帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ方式であ
る。イメージリジェクションミキサとしての動作原理
は、ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒを周波数によ
り切り替える以外は、従来の方式と同様である。図５に
本発明におけるＰＬＬシリアルデータを用いての制御方
式を示す。ＰＬＬシンセサイザに使用するシリアルデー
タを使い各ＣＨごとに用意されたｐｏｌｙｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒを切り替える。図６に本発明におけるｐｏ
ｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの構成を示す。使用す
るシステムのＣＨ数を考慮しｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆ
ｉｌｔｅｒの段数を決定し、使用する各ＣＨの周波数ご
とにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値を決
定する。次式に計算式を示す。 図７に本発明おけるイメージリジェクションミキサの周
波数特性を示す。各ＣＨごとにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ
ｆｉｌｔｅｒが用意されているため、使用するＣＨで確
実にイメージリジェクション比を確保できる。図８に従
来方式における各ＣＨごとのイメージリジェクション比
のイメージ図を示す。（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒの素子値を１ＣＨに設定。）ｐｏｌｙ ｐｈａｓ
ｅ ｆｉｌｔｅｒはＲＣのパッシブ素子で構成されてい
るため１ＣＨでのイメージリジェクション比の減衰量は
確保できるが、ＣＨが遷移すると周波数特性を持つため
確実にイメージを減衰することが困難となる。図９に本
発明における各ＣＨごとのイメージリジェクション比の
イメージ図を示す。各ＣＨの周波数に合わせてｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値を決定し、それを
切り替えて使用しているためＣＨが遷移してもイメージ
リジェクション比は周波数に依存せず一定である。
【解決するための手段２】広帯域にわたって一定量のイ
メージリジェクション比を確保するためには、ｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数を増加させ
なければならない。このためチップ面積が増大してしま
う。ＰＬＬのシリアルデータを用いる点は、
メージリジェクション比を確保するためには、ｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値、段数を増加させ
なければならない。このためチップ面積が増大してしま
う。ＰＬＬのシリアルデータを用いる点は、
【解決するための手法１】と同様であるが、ｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値（抵抗値）をトラン
ジスタスイッチにより切り替えることによりｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ周波数の
遷移に伴って変化させる。これにより、ＣＨ遷移に伴う
イメージリジェクション比のばらつきを回避でき、イメ
ージリジェクション比を周波数に依存せずに一定にする
ことが可能となる。１つのｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉ
ｌｔｅｒの抵抗値を切り替えて使用するため多段にする
必要がなく、チップ面積を縮小することが可能である。
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの素子値（抵抗値）をトラン
ジスタスイッチにより切り替えることによりｐｏｌｙ
ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ周波数の
遷移に伴って変化させる。これにより、ＣＨ遷移に伴う
イメージリジェクション比のばらつきを回避でき、イメ
ージリジェクション比を周波数に依存せずに一定にする
ことが可能となる。１つのｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉ
ｌｔｅｒの抵抗値を切り替えて使用するため多段にする
必要がなく、チップ面積を縮小することが可能である。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明は、無線ＬＡＮ（２．４
５．０ＧＨｚ帯）Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ
帯）などの無線システムが広帯域に及ぶ無線システムを
受信する装置の高周波回路部に適用される。例をあげて
５．０ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無線ＬＡＮシステムの場合は、
ＣＨ数が４つであるためｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒを各ＣＨの周波数に合わせて切り替える。各ＣＨ
ごとにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒを切り替え
ることによりどのＣＨを使用しても一定量のイメージリ
ジェクション比を確保することができる。またはトラン
ジスタスイッチによりｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔ
ｅｒの素子値（抵抗値）を使用するＣＨに合わせて切り
替える。
５．０ＧＨｚ帯）Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（２．４ＧＨｚ
帯）などの無線システムが広帯域に及ぶ無線システムを
受信する装置の高周波回路部に適用される。例をあげて
５．０ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無線ＬＡＮシステムの場合は、
ＣＨ数が４つであるためｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒを各ＣＨの周波数に合わせて切り替える。各ＣＨ
ごとにｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒを切り替え
ることによりどのＣＨを使用しても一定量のイメージリ
ジェクション比を確保することができる。またはトラン
ジスタスイッチによりｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔ
ｅｒの素子値（抵抗値）を使用するＣＨに合わせて切り
替える。
【０００６】
【実施例】従来のイメージリジェクションミキサのイメ
ージリジェクション比は、移相器の広帯域性能およびＩ
Ｑバランスのばらつきにより減衰量はばらつき、中心周
波数を最適値とし、その周波数の両端に広がるほど減推
量は低下していった。本発明では周波数の変化（ＣＨの
変移）に追従してイメージリジェクションミキサの減衰
量を一定量にする手段である。具体的にはシステムのＣ
Ｈの変移に追従し（シンセサイザの切り替えに追従）、
多段接続した狭帯域で高性能の移相器をその周波数帯域
にマッチした移相器に切り替え、または、ＰＬＬに使用
するシリアルデータを使い移相器もある周波数に可変出
来る仕組みを有し、常にどのＣＨに移行しても一定なイ
メージリジェクション比を確保できる方法である。つま
り、広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ方
式を実現できる。
ージリジェクション比は、移相器の広帯域性能およびＩ
Ｑバランスのばらつきにより減衰量はばらつき、中心周
波数を最適値とし、その周波数の両端に広がるほど減推
量は低下していった。本発明では周波数の変化（ＣＨの
変移）に追従してイメージリジェクションミキサの減衰
量を一定量にする手段である。具体的にはシステムのＣ
Ｈの変移に追従し（シンセサイザの切り替えに追従）、
多段接続した狭帯域で高性能の移相器をその周波数帯域
にマッチした移相器に切り替え、または、ＰＬＬに使用
するシリアルデータを使い移相器もある周波数に可変出
来る仕組みを有し、常にどのＣＨに移行しても一定なイ
メージリジェクション比を確保できる方法である。つま
り、広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ方
式を実現できる。
【請求項１の実施例】図１０に
【請求項１】の発明におけるブロック図を示す。アンテ
ナから受信した信号は、１−１のスイッチを介して前置
増幅器１−２で増幅される。増幅器の出力は直交チャネ
ルと同相チャネルの２つのチャネルに分離され、直交チ
ャネルの信号はミキサ回路１−４により復調される。こ
の時の局発発振器１−８の発振周波数の周波数はキャリ
ア周波数より低中間周波数分低い周波数で発振する。同
様に、同相チャネルは局発発振器１−８より発振した周
波数を１−３の移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒ）で９０°位相をずらした同相ローカル発信周波
数でミキサ回路１−５を介して復調する。その信号の位
相を移相器１−６（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒ）を介して９０°ずらして、直交チャネルの復調信号
と合成する。合成した信号を帯域通過フィルタ１−７を
介して受信信号を得る。この受信系の流れの中で、１−
３に示した移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒ）について、例をあげて５ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無線ＬＡ
Ｎについて考えてみる。周波数帯域５．１５ＧＨｚ−
５．２５ＧＨｚのｌｏｗｅｒ ｂａｎｄには５．１８、
５．２０、５．２２、５．２４ＧＨｚの４つのＣＨが存
在する。１−３の移相器において、この数百ＭＨｚとい
う帯域幅でイメージリジェクション比を一定量に保つこ
とは困難である。そこで、５．１８、５．２０、５．２
２、５．２４ＧＨｚの各ＣＨに対応した移相器を用意す
る。（図１０のｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ１、ｐｏｌｙ ｐ
ｈａｓｅ２、ｐｏｌｙ ｐｈｓｅ３、ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ４に相当する。）ＰＬＬのシリアルデータを用いて
周波数設定情報を受け取り、使用する周波数に合わせ、
これらの移相器を切り替える。それにより、数百ＭＨｚ
という帯域の中のどのＣＨを使用しても一定量のイメー
ジリジェクション比を確保することが可能になる。
ナから受信した信号は、１−１のスイッチを介して前置
増幅器１−２で増幅される。増幅器の出力は直交チャネ
ルと同相チャネルの２つのチャネルに分離され、直交チ
ャネルの信号はミキサ回路１−４により復調される。こ
の時の局発発振器１−８の発振周波数の周波数はキャリ
ア周波数より低中間周波数分低い周波数で発振する。同
様に、同相チャネルは局発発振器１−８より発振した周
波数を１−３の移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒ）で９０°位相をずらした同相ローカル発信周波
数でミキサ回路１−５を介して復調する。その信号の位
相を移相器１−６（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒ）を介して９０°ずらして、直交チャネルの復調信号
と合成する。合成した信号を帯域通過フィルタ１−７を
介して受信信号を得る。この受信系の流れの中で、１−
３に示した移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅ
ｒ）について、例をあげて５ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無線ＬＡ
Ｎについて考えてみる。周波数帯域５．１５ＧＨｚ−
５．２５ＧＨｚのｌｏｗｅｒ ｂａｎｄには５．１８、
５．２０、５．２２、５．２４ＧＨｚの４つのＣＨが存
在する。１−３の移相器において、この数百ＭＨｚとい
う帯域幅でイメージリジェクション比を一定量に保つこ
とは困難である。そこで、５．１８、５．２０、５．２
２、５．２４ＧＨｚの各ＣＨに対応した移相器を用意す
る。（図１０のｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ１、ｐｏｌｙ ｐ
ｈａｓｅ２、ｐｏｌｙ ｐｈｓｅ３、ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ４に相当する。）ＰＬＬのシリアルデータを用いて
周波数設定情報を受け取り、使用する周波数に合わせ、
これらの移相器を切り替える。それにより、数百ＭＨｚ
という帯域の中のどのＣＨを使用しても一定量のイメー
ジリジェクション比を確保することが可能になる。
【請求項２実施例】図１１に
【請求項２】の発明におけるブロック図を示す。各ブロ
ックの動作及び信号の流れは、図１０の説明と同様であ
る。１−３に示した移相器（ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｆｉ
ｌｔｅｒ）について、例をあげて５ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無
線ＬＡＮについて考えてみる。Ｌｏｗｅｒ ｂａｎｄに
ついては先に述べた通りである。図１１中、ＣＨ１を
５．１８ＧＨｚ、ＣＨ２を５．２０ＧＨｚ、ＣＨ３を
５．２２ＧＨｚ、ＣＨ４を５．２４ＧＨｚと割り振った
とする。ＰＬＬのシリアルデータから周波数設定情報を
受け取り、ＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４の各トランジスタス
イッチにコントロール信号を入力する。入力されたコン
トロール信号に応じて分割された抵抗値で加減算を行
い、適切な周波数特性に設定する。例えば、ＣＨ１を使
用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に１，１，１のコ
ントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗のみ
が有効になりｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周
波数特性をＣＨ１（５．１８ＧＨｚ）に設定できる。Ｃ
Ｈ２を使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，
１，１のコントロール信号を入力することによりＣＨ１
の抵抗、ＣＨ２のトランジスタ抵抗が有効になりｐｏｌ
ｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ２
（５．２０ＧＨｚ）に設定することができる。ＣＨ３を
使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，０，１の
コントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗、
ＣＨ２、ＣＨ３のトランジスタ抵抗が有効になりｐｏｌ
ｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ３
（５．２２ＧＨｚ）に設定することができる。ＣＨ４を
使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，０，０の
コントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗、
ＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４のトランジスタ抵抗が有効にな
りｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性を
ＣＨ４（５．２４ＧＨｚ）に設定することができる。こ
の発明では、トランジスタスイッチでｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒの抵抗値を可変できるためチップ面
積の縮小が可能になる。なを、図中、各ブロックの大き
さ、形状および配置関係は、この発明が理解できる程度
に概略的に示してあるに過ぎないことを理解されたい。
ックの動作及び信号の流れは、図１０の説明と同様であ
る。１−３に示した移相器（ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｆｉ
ｌｔｅｒ）について、例をあげて５ＧＨｚ帯ＯＦＤＭ無
線ＬＡＮについて考えてみる。Ｌｏｗｅｒ ｂａｎｄに
ついては先に述べた通りである。図１１中、ＣＨ１を
５．１８ＧＨｚ、ＣＨ２を５．２０ＧＨｚ、ＣＨ３を
５．２２ＧＨｚ、ＣＨ４を５．２４ＧＨｚと割り振った
とする。ＰＬＬのシリアルデータから周波数設定情報を
受け取り、ＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４の各トランジスタス
イッチにコントロール信号を入力する。入力されたコン
トロール信号に応じて分割された抵抗値で加減算を行
い、適切な周波数特性に設定する。例えば、ＣＨ１を使
用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に１，１，１のコ
ントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗のみ
が有効になりｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周
波数特性をＣＨ１（５．１８ＧＨｚ）に設定できる。Ｃ
Ｈ２を使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，
１，１のコントロール信号を入力することによりＣＨ１
の抵抗、ＣＨ２のトランジスタ抵抗が有効になりｐｏｌ
ｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ２
（５．２０ＧＨｚ）に設定することができる。ＣＨ３を
使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，０，１の
コントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗、
ＣＨ２、ＣＨ３のトランジスタ抵抗が有効になりｐｏｌ
ｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性をＣＨ３
（５．２２ＧＨｚ）に設定することができる。ＣＨ４を
使用する場合はＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４に０，０，０の
コントロール信号を入力することによりＣＨ１の抵抗、
ＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４のトランジスタ抵抗が有効にな
りｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの周波数特性を
ＣＨ４（５．２４ＧＨｚ）に設定することができる。こ
の発明では、トランジスタスイッチでｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒの抵抗値を可変できるためチップ面
積の縮小が可能になる。なを、図中、各ブロックの大き
さ、形状および配置関係は、この発明が理解できる程度
に概略的に示してあるに過ぎないことを理解されたい。
【０００７】
【発明の効果】ＰＬＬに使用するシリアルデータを使い
周波数設定情報を受け取り、移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）もある特定周波数に可変出来る仕
組みを有しシステム周波数に依存せず、常にどのＣＨに
移行しても一定なイメージリジェクション比を確保する
ことが可能になる。イメージを確実に抑圧できることか
ら、今まで必要だった外付けフィルタの必要性がなくな
り、受信方式として低ＩＦ方式を容易に構成することが
可能になる。
周波数設定情報を受け取り、移相器（ｐｏｌｙ ｐｈａ
ｓｅ ｆｉｌｔｅｒ）もある特定周波数に可変出来る仕
組みを有しシステム周波数に依存せず、常にどのＣＨに
移行しても一定なイメージリジェクション比を確保する
ことが可能になる。イメージを確実に抑圧できることか
ら、今まで必要だった外付けフィルタの必要性がなくな
り、受信方式として低ＩＦ方式を容易に構成することが
可能になる。
【請求項１】の発明では、ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉ
ｌｔｅｒをシステムのＣＨ周波数に対応するように用意
しなければならないのでチップ面積は増大するが、個々
のｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒが各ＣＨの周波
数に対応しているのでイメージリジェクション比は高い
精度で確保できる。
ｌｔｅｒをシステムのＣＨ周波数に対応するように用意
しなければならないのでチップ面積は増大するが、個々
のｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒが各ＣＨの周波
数に対応しているのでイメージリジェクション比は高い
精度で確保できる。
【請求項２】の発明では、使用するＣＨ周波数に合わせ
てトランジスタスイッチで各抵抗を切り替えて使用する
ため、ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの段数の縮
小が可能であり、チップ面積を小さくできる。
てトランジスタスイッチで各抵抗を切り替えて使用する
ため、ｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒの段数の縮
小が可能であり、チップ面積を小さくできる。
【図１】希望波とイメージ波が同時に入力された場合の
ダウンコンバートミキサ
ダウンコンバートミキサ
【図２】従来方式におけるイメージリジェクションミキ
サの構成
サの構成
【図３】従来方式におけるイメージリジェクションミキ
サの周波数特性（課題１）
サの周波数特性（課題１）
【図４】従来方式におけるイメージリジェクションミキ
サの周波数特性（課題２）
サの周波数特性（課題２）
【図５】本発明におけるイメージリジェクションミキサ
の構成
の構成
【図６】本発明におけるｐｏｌｙ ｐｈａｓｅ ｆｉｌ
ｔｅｒの構成
ｔｅｒの構成
【図７】本発明におけるイメージリジェクションミキサ
の周波数特性
の周波数特性
【図８】ＣＨ遷移に伴うイメージ減衰量の変化（従来方
式）
式）
【図９】ＣＨ遷移に伴うイメージ減衰量の変化（本発
明）
明）
【図１０】
【請求項１】の実施例
【図１１】
【請求項２】の実施例
Claims (2)
- 【請求項１】通信相手局から受信したＲＦ信号をダウン
コンバートする際に妨害波となるイメージ信号をキャン
セルしてダウンコンバートした所望信号を抽出するイメ
ージリジェクションミキサにおいて、前記ＲＦ信号を、
２つのＲＦ信号ＲＦ１、ＲＦ２に分配するＲＦ分配手段
と、ローカル信号を、互いに９０°の位相差を有する２
つのローカル信号Ｌｏ１、Ｌｏ２に分配するローカル移
相分配手段と前記ＲＦ信号ＲＦ１と、前記ローカル信号
Ｌｏ１とを乗算する第１の乗算手段と、前記ＲＦ信号Ｒ
Ｆ２と、前記ローカル信号Ｌｏ２を乗算する第２の乗算
手段と、前記第２の乗算手段の乗算結果の位相を９０°
遅らせる移相手段と、前記第１の乗算結果と、前記移相
手段の移相結果とを加算合成する加算手段を持ち、前記
ローカル移相分配手段が、予め複数の移相器を持って周
波数設定情報を受け取り、その前記周波数設定情報に従
って切り替える、もしくは適切な移相器を選択して切り
替える手段を具備することを特徴とするイメージリジェ
クションミキサ。 - 【請求項２】通信相手局から受信したＲＦ信号をダウン
コンバートする際に妨害波となるイメージ信号をキャン
セルしてダウンコンバートした所望信号を抽出するイメ
ージリジェクションミキサにおいて、前記ＲＦ信号を、
２つのＲＦ信号ＲＦ１、ＲＦ２に分配するＲＦ分配手段
と、ローカル信号を、互いに９０°の位相差を有する２
つのローカル信号Ｌｏ１、Ｌｏ２に分配するローカル移
相分配手段と前記ＲＦ信号ＲＦ１と、前記ロカル信号Ｌ
ｏ１とを乗算する第１の乗算手段と、前記ＲＦ信号ＲＦ
２と、前記ローカル信号Ｌｏ２を乗算する第２の乗算手
段と、前記第２の乗算手段の乗算結果の位相を９０°遅
らせる移相手段と、前記第１の乗算結果と、前記移相手
段の移相結果とを加算合成する加算手段を持ち、前記ロ
ーカル移相分配手段の素子を分割して、分割された素子
おのおのに並列に接続されたスイッチを備え、そのスイ
ッチを周波数設定情報に従い切り替えることにより前記
素子の総素子値を加減し適切な周波数に設定する回路を
具備することを特徴とするイメージリジェクションミキ
サ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002133330A JP2003298356A (ja) | 2002-04-02 | 2002-04-02 | 広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002133330A JP2003298356A (ja) | 2002-04-02 | 2002-04-02 | 広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003298356A true JP2003298356A (ja) | 2003-10-17 |
Family
ID=29397418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002133330A Pending JP2003298356A (ja) | 2002-04-02 | 2002-04-02 | 広帯域減衰可能なイメージリジェクションミキサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003298356A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007088751A (ja) * | 2005-09-21 | 2007-04-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信システム |
| KR100758713B1 (ko) | 2006-10-18 | 2007-09-14 | (주)에프씨아이 | 다중위상필터 |
| WO2007125947A1 (ja) | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| WO2008126360A1 (ja) | 2007-03-29 | 2008-10-23 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| US8467762B2 (en) | 2010-08-27 | 2013-06-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency converting device, television device and frequency converting method |
-
2002
- 2002-04-02 JP JP2002133330A patent/JP2003298356A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007088751A (ja) * | 2005-09-21 | 2007-04-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信システム |
| WO2007125947A1 (ja) | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| KR100758713B1 (ko) | 2006-10-18 | 2007-09-14 | (주)에프씨아이 | 다중위상필터 |
| WO2008126360A1 (ja) | 2007-03-29 | 2008-10-23 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| JPWO2008126360A1 (ja) * | 2007-03-29 | 2010-07-22 | パナソニック株式会社 | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| JP4735719B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| US8244197B2 (en) | 2007-03-29 | 2012-08-14 | Panasonic Corporation | Receiving device and electronic equipment using the same |
| US8467762B2 (en) | 2010-08-27 | 2013-06-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency converting device, television device and frequency converting method |
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