JP2003272822A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷検知動作時にスイッチング素子を安定的
にオンさせ、スイッチング素子の損失増大を抑制できる
誘導加熱調理器を得る。 【解決手段】 共振コンデンサと、負荷を誘導加熱する
加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の電
流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コイルに高
周波電流を供給するインバータ回路と、前記インバータ
回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前記インバ
ータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、前
記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号を出力す
る制御回路と、前記制御回路の起動時からの数秒間、前
記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断する負荷
検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前記負荷検
知動作時は、前記制御回路から駆動回路へ出力するスイ
ッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間を７μsec±２
μsecとしたものである。
にオンさせ、スイッチング素子の損失増大を抑制できる
誘導加熱調理器を得る。 【解決手段】 共振コンデンサと、負荷を誘導加熱する
加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の電
流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コイルに高
周波電流を供給するインバータ回路と、前記インバータ
回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前記インバ
ータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、前
記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号を出力す
る制御回路と、前記制御回路の起動時からの数秒間、前
記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断する負荷
検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前記負荷検
知動作時は、前記制御回路から駆動回路へ出力するスイ
ッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間を７μsec±２
μsecとしたものである。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、加熱コイルに高
周波電流を流して誘導加熱を行う誘導加熱調理器に関す
るものである。 【０００２】 【従来の技術】図３は、従来の誘導加熱調理器の回路構
成ブロック図である。図において、１は共振コンデン
サ、２は負荷を誘導加熱する加熱コイル、３は電流共振
型ハーフブリッジ形でＨｉ側とＬｏ側からなる、例えば
ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ま
たはＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳtype - Field Effect Trans
istor）のスイッチング素子により構成されるインバー
タ回路、４は前記インバータ回路３に電源電圧を供給す
る直流電源回路、５は前記インバータ回路３の前記スイ
ッチング素子を駆動させるための駆動回路、６は前記駆
動回路５に前記スイッチング素子のオンオフ制御信号を
出力する制御回路、７は前記制御回路６の起動時からの
数秒間、前記加熱コイル２に流れる電流を、例えばカレ
ントトランス等の電流検出手段７´を用いて検出して、
その検出情報から、例えば負荷の有無あるいは負荷の材
質などの負荷状態を検知する負荷検知手段である。 【０００３】図４は、前記制御回路６の起動時からの数
秒間、制御回路６からの制御出力信号を基に、前記駆動
回路５から前記インバータ回路３のスイッチング素子の
ゲートへ与えられる制御信号波形を示した図である。図
４において、８は制御回路６からの制御出力信号１０を
基に前記駆動回路５で生成され、前記インバータ回路３
のスイッチング素子Ｈｉ側のゲートへ与えられる制御信
号波形、９は制御回路６からの制御出力信号１１を基に
前記駆動回路５で生成され、前記インバータ回路３のス
イッチング素子Ｌｏ側のゲートへ与えられる制御信号波
形である。 【０００４】前記制御回路６の起動後、制御回路６から
の制御出力信号１０を基にスイッチング素子Ｈｉ側へ与
えられる制御信号波形８は、オン時間がゼロから矢印で
示すような出力可変のソフトスタートを行う。即ち、図
中の点線で示す制御信号波形８が、時間経過とともにオ
ン時間が可変して実線で示す制御信号波形に移行してい
く。一方、前記制御回路６の起動後、制御回路６からの
制御出力信号１１を基にスイッチング素子Ｌｏ側へ与え
られる制御信号波形９は、前記制御信号波形８のオン時
間がゼロから大きくなるに伴い、デッドタイム（dead.
t）を保持しながら矢印で示すようなオン時間の可変出
力波形となる。即ち、図中の点線で示す制御信号波形９
が、時間経過とともに実線で示す制御信号波形に移行し
て、オン時間が小さくなる。 【０００５】尚、前記デッドタイム（dead.t）とは、前
記スイッチング素子のＨｉ側の制御信号とＬｏ側の制御
信号とで形成され、前記スイッチング素子のＨｉ側とＬ
ｏ側が同時にオンして、スイッチング素子が破壊するの
を防止するために設けられる時間のことで、このデッド
タイムは必ず設けられている。 【０００６】また、図４に示すＨｉ側及びＬｏ側の制御
信号波形８、９で、立ち上がりや立ち下がりに或る程度
の時間（時定数）を要するのは、Ｈｉ側及びＬｏ側のス
イッチング素子の持つ電極間容量の影響によるものであ
る。 【０００７】次に動作について説明する。まず、前記電
流共振型ハーフブリッジ形で構成されるインバータ回路
３のスイッチング素子は、前記制御回路６の起動前にお
いてはＨｉ側、Ｌｏ側ともにオフ状態であり、前記加熱
コイル２に高周波電流は流れていない。 【０００８】そして、誘導加熱調理器に電源が投入さ
れ、前記インバータ回路３に直流電源回路４から電源が
供給されるとともに前記制御回路６が起動すると、制御
回路６の起動から数秒間、前記負荷検知手段７が動作
し、電流検出手段７´により前記加熱コイル２に流れる
電流を監視する。そして、その負荷検知手段７の動作
時、制御回路６からの上記図４に示した制御出力信号１
０、１１を基に前記駆動回路５で生成された制御信号
８、９が、前記インバータ回路３のスイッチング素子の
Ｈｉ側、Ｌｏ側のゲートにそれぞれ与えられ、スイッチ
ング素子をオンオフ制御して、前記加熱コイル２に高周
波電流を供給する。 【０００９】前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち負荷検知手段７の動作時に、前記駆動回路５から前
記インバータ回路３のスイッチング素子のＨｉ側に与え
られる制御信号８は、オン時間をゼロから徐々に大きく
し、Ｌｏ側に与えられる制御信号９は、前記制御信号８
とデッドタイムを保持しながら、オン時間を徐々に小さ
くするような可変出力（ソフトスタート）を行うこと
で、負荷抵抗値が小さい場合（例えば、負荷がアルミ鍋
などの時）に、前記インバータ回路３に過大な電流が流
れてスイッチング素子が破壊するのを防止するととも
に、確実に負荷検知を行うことを可能としている。例え
ば前記負荷抵抗値が小さい場合、加熱コイル２へ流れる
電流が大きくなるため、該電流を電流検出手段７´によ
り検出して、負荷検知手段７ではその検出情報から所定
レベル範囲より大きければ負荷状態が不適正と判断し、
制御回路６から駆動回路５にスイッチング素子への駆動
停止信号を出力させインバータ回路３を停止させるよ
う、前記制御回路６に信号を出力する。 【００１０】しかしながら、従来のスイッチング素子Ｈ
ｉ側にオン時間をゼロから徐々に大きくする制御信号を
与える方法では、例えば、スイッチング素子として使用
される前記ＩＧＢＴ及びＭＯＳ−ＦＥＴにおいても、電
気的特性の電極間容量のうち、ＩＧＢＴのゲート−コレ
クタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲート−ドレイン
間容量）の大きなものを使用すると、上記図４に示すよ
うな制御信号ではオンせず中途半端な立ち上がりとな
り、その結果スイッチング素子の損失増大、つまり瞬時
にスイッチング素子の温度上昇を引き起こし、スイッチ
ング素子を破損してしまうなどの不具合を引き起こして
しまうことが分かっている。 【００１１】図５はゲート−コレクタ間容量の大きいＩ
ＧＢＴをスイッチング素子として使った実験の一例を示
した波形である。図中、８´がスイッチング素子のHｉ
側の制御信号波形を、９´がLｏ側の制御信号波形を、
１２が前記加熱コイル２に流れる電流波形をそれぞれ示
す。図５に示すように、Hｉ側の制御信号８´が中途半
端な立ち上がり動作となり、加熱コイル２に流れる電流
が小さい様子が示されている。したがって、このような
場合負荷検知手段７では電流検出手段７´により検出さ
れる電流検出情報から所定レベル範囲より小さい、つま
り負荷状態が不適正と判断し、インバータ回路３を停止
させてしまう。このような不具合を起こす原因について
ＩＧＢＴ素子を例に以下に説明する。 【００１２】図６は前記ＩＧＢＴ素子の構造図を示す。
図中、ＣＧＣはゲート−コレクタ間容量を、ＣＧＥはゲ
ート−エミッタ間容量を、ＣＣＥはコレクタ−エミッタ
間容量をそれぞれ示し、電気的特性であるこれら３つの
電極間容量を有する。ちなみに、図示しないがＭＯＳ−
ＦＥＴにおいては夫々ゲート−ドレイン間容量ＣＧＤ、
ゲート−ソース間容量ＣＧＳ、ドレイン−ソース間容量
ＣＤＳの３つの電極間容量を有する。ここでは、ＩＧＢ
Ｔの場合について説明することとするが、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔの場合についても同様のことが言える。 【００１３】前記ＩＧＢＴスイッチング素子を駆動する
ためのゲート電流が前記駆動回路５からＩＧＢＴのゲー
トに供給されると、充電電流として前記ゲート−エミッ
タ間の電極間容量ＣＧＥ及びゲート−コレクタ間の電極
間容量ＣＧＣに電荷が充電され、ＩＧＢＴスイッチング
素子のゲート電圧が上昇を始める。即ち、ＩＧＢＴスイ
ッチング素子はオン状態へと移行し始めることになり、
コレクタ−エミッタ間が導通状態へと移行し始める。 【００１４】ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間が導通状
態へと移行し始めている間、コレクタ電位とエミッタ電
位は等しくなるように動作するが、コレクタ電位がエミ
ッタ電位に等しくなる（コレクタ電流が流れ始める）過
渡状態においては、前記充電電流により満充電されてい
た前記電極間容量ＣＧＣがエミッタに向けて放電を始め
るため、前記駆動回路５からゲート電流が供給され続け
るにもかかわらずゲート電圧が上昇しない現象が起き
る。これがミラー効果というものであり、入力容量増大
に起因する現象である。過渡状態を経てコレクタ電位が
エミッタ電位に等しくなり、駆動回路５から供給される
ゲート電流により電極間容量ＣＧＣが再び満充電状態と
なるとゲート電圧も再び上昇に転じる。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】上記のように、インバ
ータ回路３のスイッチング素子として使用する、例えば
前記ＩＧＢＴあるいはＭＯＳ−ＦＥＴの中でも、電気的
特性である電極間容量のうち、例えばＩＧＢＴのゲート
−コレクタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲート−ド
レイン間容量）の大きなものを使用して、そして前述し
たオン時間の可変出力（ソフトスタート）を負荷検知動
作時に行おうとする場合、直流電源回路４による電源電
圧がスイッチング素子のＨｉ側の出力端（コレクタ−エ
ミッタ間）に生じている状態で、前記駆動回路５からス
イッチング素子Ｈｉ側にオン時間をゼロから徐々に大き
くする制御信号を与える従来の方法では、ゲート電圧上
昇によりコレクタ電流が流れ始める際、コレクタ電位変
動に伴うスイッチング素子の入力容量変動（ミラー効
果）が大きく、短いオン時間ではゲート電圧不足が生じ
スイッチング素子が安定的にオンせず、その結果スイッ
チング素子の損失増大、つまり瞬時にスイッチング素子
の温度上昇を引き起こし、スイッチング素子が破損して
しまう恐れがあるという問題点があった。 【００１６】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、電気的特性である電極間容量の
うち、例えばＩＧＢＴのゲート−コレクタ間容量（ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴの場合はゲート−ドレイン間容量）の大きな
ものをスイッチング素子として用いても、負荷検知動作
時にスイッチング素子を安定的にオンさせ、スイッチン
グ素子の損失増大を抑制することのできる誘導加熱調理
器を得ることを目的とする。 【００１７】 【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の誘導加熱調理器は、共振コンデンサと、負荷を誘導
加熱する加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬ
ｏ側の電流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コ
イルに高周波電流を供給するインバータ回路と、前記イ
ンバータ回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前
記インバータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回
路と、前記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号
を出力する制御回路と、前記制御回路の起動時からの数
秒間、前記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断
する負荷検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前
記負荷検知手段の動作時は、前記制御回路から前記駆動
回路へ出力するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン
時間を７μsec±２μsecとしたものである。 【００１８】 【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成ブロックは、上
記従来例図３と同様であるので、ここでの説明を省略す
る。図１は、本実施の形態１における前記負荷検知手段
７の動作時、制御回路６から駆動回路５へ出力されるス
イッチング素子の制御出力信号波形である。図１におい
て、１０´は前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち前記負荷検知手段７の動作時、前記制御回路６から
駆動回路５へ出力されるスイッチング素子Ｈｉ側の制御
出力信号波形、１１´は前記負荷検知手段７の動作時、
制御回路６から上記同様に駆動回路５に出力されるスイ
ッチング素子Lｏ側の制御出力信号波形であり、前記Ｈ
ｉ側の制御出力信号１０´とLｏ側の制御出力信号１１
´との間にはデッドタイム（dead.t）が設けられてい
る。尚、前記スイッチング素子Ｈｉ側及びLｏ側の制御
出力信号１０´、１１´は、前記制御回路６の起動時か
ら数秒間、すなわち負荷検知手段７の動作時後述の周期
Ｔで繰り返し出力される。前記駆動回路５では制御回路
６からの前記Ｈｉ側の制御出力信号１０´とLｏ側の制
御出力信号１１´の出力信号をもとに駆動信号を生成さ
せ、前記スイッチング素子のＨｉ側及びＬｏ側のゲート
に与える。 【００１９】尚、図１中、Ｔは前記制御出力信号の動作
周期を表し、前記制御回路６の出力周波数は凡そ２０〜
４０ＫＨｚを必要とするため、周期Ｔは２５〜５０μｓ
ｅｃである。また、図１中ｔは前記スイッチング素子Ｈ
ｉ側制御出力信号１０´のオン時間を表している。 【００２０】前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち前記負荷検知手段７の動作時において、従来は制御
回路６から駆動回路５へ出力するスイッチング素子制御
信号のＨｉ側オン時間を可変とするようにしたが、本実
施の形態においては、制御回路６から駆動回路５に出力
するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間ｔを一
定とするもので、該時間ｔを７μsec±２μsecとするも
のである。 【００２１】図２はスイッチング素子制御信号のオン時
間出力概念図を示し、上記図１を併用して、以下に動作
について説明する。前記電流共振型ハーフブリッジ形で
構成されるインバータ回路３のスイッチング素子は、前
記制御回路６の起動前においてはＨｉ側、Ｌｏ側ともに
オフ状態であり、前記加熱コイル２に高周波電流は流れ
ていない。 【００２２】次に誘導加熱調理器に電源が投入され、前
記インバータ回路３に直流電源回路４から電源が供給さ
れるとともに前記制御回路６が起動すると、制御回路６
の起動から数秒間、前記負荷検知手段７が動作し、電流
検出手段７´により前記加熱コイル２に流れる電流を監
視する。そして、その負荷検知手段７の動作時、制御回
路６から上記図１に示した周期Ｔ（２５〜５０μｓｅ
ｃ）でのスイッチング素子Ｈｉ側の制御出力信号１０´
とＬｏ側の制御出力信号１１´を駆動回路５に出力し、
駆動回路５ではその出力信号をもとに駆動信号を生成さ
せ、前記スイッチング素子のＨｉ側及びＬｏ側のゲート
にそれぞれ与えてスイッチング素子をオンオフ制御し
て、前記加熱コイル２に高周波電流を供給する。 【００２３】そして、前記制御回路６の起動時から数秒
間、すなわち負荷検知手段７の動作時に、前記制御回路
６から駆動回路５へ出力するスイッチング素子Ｈｉ側の
制御出力信号１０´のオン時間ｔを上記図２の概念図に
示すように７μsec±２μsecで一定とする。 【００２４】上記のように制御回路６からのスイッチン
グ素子Ｈｉ側のオン時間を負荷検知動作時に７μsec±
２μsecで一定とすることにより、前述したゲート−コ
レクタ間容量ＣＧＣの大きいＩＧＢＴ、あるいはゲート
−ドレイン間容量ＣＧＤの大きいＭＯＳ−ＦＥＴをイン
バータ回路３のスイッチング素子として用いた場合にお
いても、スイッチング素子を安定的にオンさせることが
でき、従来の不具合を解消することができるものであ
る。 【００２５】尚、上記オン時間ｔが７μsec±２μsecよ
り短かすぎると、前記ＩＧＢＴ、あるいはＭＯＳ−ＦＥ
Ｔのゲート電圧不足が生じてスイッチング素子が安定的
にオンせずスイッチング素子の損失増大を引き起こし、
７μsec±２μsecより長すぎると負荷検知動作時、負荷
抵抗値が小さい場合（例えば、負荷がアルミ鍋などの
時）に、インバータ回路３に過大な電流が流れてスイッ
チング素子を破損してしまう恐れがある。したがって、
７μsec±２μsecを最適とするものである。 【００２６】負荷検知動作が終了した後の上記図２の斜
線領域においては、使用者の火力設定や負荷材質等の負
荷状態により、通常のオン時間の可変制御がなされる。 【００２７】以上のように、本実施の形態においてはス
イッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の電流共振型ハーフブ
リッジ形で構成したインバータ回路３において、制御回
路６からのスイッチング素子Ｈｉ側のオン時間を、負荷
検知動作時に７μsec±２μsecで一定とするようにした
ので、電気的特性の電極間容量のうち、例えばＩＧＢＴ
のゲート−コレクタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲ
ート−ドレイン間容量）の大きなものをスイッチング素
子として用いても、負荷検知動作時にスイッチング素子
を安定的にオンさせることができ、スイッチング素子の
損失増大を抑制することのできる誘導加熱調理器が得ら
れるものである。 【００２８】尚、上記実施の形態においては、電流共振
型ハーフブリッジ形で構成されるスイッチング素子のイ
ンバータ回路としたが、これに限られるものではなく、
４個のスイッチング素子で構成されるフルブリッジ形の
インバータ回路としてもよく、同様の効果が得られるも
のである。 【００２９】 【発明の効果】以上のように本発明に係る請求項１の誘
導加熱調理器は、共振コンデンサと、負荷を誘導加熱す
る加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の
電流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コイルに
高周波電流を供給するインバータ回路と、前記インバー
タ回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前記イン
バータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号を出力
する制御回路と、前記制御回路の起動時からの数秒間、
前記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断する負
荷検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前記負荷
検知手段の動作時は、前記制御回路から前記駆動回路へ
出力するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間を
７μsec±２μsecで一定とするようにしたので、例えば
ゲート−コレクタ間容量ＣＧＣの大きいＩＧＢＴや、ゲ
ート−ドレイン間容量ＣＧＤの大きいＭＯＳ−ＦＥＴを
インバータ回路のスイッチング素子として用いた場合で
も、スイッチング素子を安定して制御動作させることが
でき、スイッチング素子の損失増大を抑制することので
きる誘導加熱調理器を得ることができる。
周波電流を流して誘導加熱を行う誘導加熱調理器に関す
るものである。 【０００２】 【従来の技術】図３は、従来の誘導加熱調理器の回路構
成ブロック図である。図において、１は共振コンデン
サ、２は負荷を誘導加熱する加熱コイル、３は電流共振
型ハーフブリッジ形でＨｉ側とＬｏ側からなる、例えば
ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ま
たはＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳtype - Field Effect Trans
istor）のスイッチング素子により構成されるインバー
タ回路、４は前記インバータ回路３に電源電圧を供給す
る直流電源回路、５は前記インバータ回路３の前記スイ
ッチング素子を駆動させるための駆動回路、６は前記駆
動回路５に前記スイッチング素子のオンオフ制御信号を
出力する制御回路、７は前記制御回路６の起動時からの
数秒間、前記加熱コイル２に流れる電流を、例えばカレ
ントトランス等の電流検出手段７´を用いて検出して、
その検出情報から、例えば負荷の有無あるいは負荷の材
質などの負荷状態を検知する負荷検知手段である。 【０００３】図４は、前記制御回路６の起動時からの数
秒間、制御回路６からの制御出力信号を基に、前記駆動
回路５から前記インバータ回路３のスイッチング素子の
ゲートへ与えられる制御信号波形を示した図である。図
４において、８は制御回路６からの制御出力信号１０を
基に前記駆動回路５で生成され、前記インバータ回路３
のスイッチング素子Ｈｉ側のゲートへ与えられる制御信
号波形、９は制御回路６からの制御出力信号１１を基に
前記駆動回路５で生成され、前記インバータ回路３のス
イッチング素子Ｌｏ側のゲートへ与えられる制御信号波
形である。 【０００４】前記制御回路６の起動後、制御回路６から
の制御出力信号１０を基にスイッチング素子Ｈｉ側へ与
えられる制御信号波形８は、オン時間がゼロから矢印で
示すような出力可変のソフトスタートを行う。即ち、図
中の点線で示す制御信号波形８が、時間経過とともにオ
ン時間が可変して実線で示す制御信号波形に移行してい
く。一方、前記制御回路６の起動後、制御回路６からの
制御出力信号１１を基にスイッチング素子Ｌｏ側へ与え
られる制御信号波形９は、前記制御信号波形８のオン時
間がゼロから大きくなるに伴い、デッドタイム（dead.
t）を保持しながら矢印で示すようなオン時間の可変出
力波形となる。即ち、図中の点線で示す制御信号波形９
が、時間経過とともに実線で示す制御信号波形に移行し
て、オン時間が小さくなる。 【０００５】尚、前記デッドタイム（dead.t）とは、前
記スイッチング素子のＨｉ側の制御信号とＬｏ側の制御
信号とで形成され、前記スイッチング素子のＨｉ側とＬ
ｏ側が同時にオンして、スイッチング素子が破壊するの
を防止するために設けられる時間のことで、このデッド
タイムは必ず設けられている。 【０００６】また、図４に示すＨｉ側及びＬｏ側の制御
信号波形８、９で、立ち上がりや立ち下がりに或る程度
の時間（時定数）を要するのは、Ｈｉ側及びＬｏ側のス
イッチング素子の持つ電極間容量の影響によるものであ
る。 【０００７】次に動作について説明する。まず、前記電
流共振型ハーフブリッジ形で構成されるインバータ回路
３のスイッチング素子は、前記制御回路６の起動前にお
いてはＨｉ側、Ｌｏ側ともにオフ状態であり、前記加熱
コイル２に高周波電流は流れていない。 【０００８】そして、誘導加熱調理器に電源が投入さ
れ、前記インバータ回路３に直流電源回路４から電源が
供給されるとともに前記制御回路６が起動すると、制御
回路６の起動から数秒間、前記負荷検知手段７が動作
し、電流検出手段７´により前記加熱コイル２に流れる
電流を監視する。そして、その負荷検知手段７の動作
時、制御回路６からの上記図４に示した制御出力信号１
０、１１を基に前記駆動回路５で生成された制御信号
８、９が、前記インバータ回路３のスイッチング素子の
Ｈｉ側、Ｌｏ側のゲートにそれぞれ与えられ、スイッチ
ング素子をオンオフ制御して、前記加熱コイル２に高周
波電流を供給する。 【０００９】前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち負荷検知手段７の動作時に、前記駆動回路５から前
記インバータ回路３のスイッチング素子のＨｉ側に与え
られる制御信号８は、オン時間をゼロから徐々に大きく
し、Ｌｏ側に与えられる制御信号９は、前記制御信号８
とデッドタイムを保持しながら、オン時間を徐々に小さ
くするような可変出力（ソフトスタート）を行うこと
で、負荷抵抗値が小さい場合（例えば、負荷がアルミ鍋
などの時）に、前記インバータ回路３に過大な電流が流
れてスイッチング素子が破壊するのを防止するととも
に、確実に負荷検知を行うことを可能としている。例え
ば前記負荷抵抗値が小さい場合、加熱コイル２へ流れる
電流が大きくなるため、該電流を電流検出手段７´によ
り検出して、負荷検知手段７ではその検出情報から所定
レベル範囲より大きければ負荷状態が不適正と判断し、
制御回路６から駆動回路５にスイッチング素子への駆動
停止信号を出力させインバータ回路３を停止させるよ
う、前記制御回路６に信号を出力する。 【００１０】しかしながら、従来のスイッチング素子Ｈ
ｉ側にオン時間をゼロから徐々に大きくする制御信号を
与える方法では、例えば、スイッチング素子として使用
される前記ＩＧＢＴ及びＭＯＳ−ＦＥＴにおいても、電
気的特性の電極間容量のうち、ＩＧＢＴのゲート−コレ
クタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲート−ドレイン
間容量）の大きなものを使用すると、上記図４に示すよ
うな制御信号ではオンせず中途半端な立ち上がりとな
り、その結果スイッチング素子の損失増大、つまり瞬時
にスイッチング素子の温度上昇を引き起こし、スイッチ
ング素子を破損してしまうなどの不具合を引き起こして
しまうことが分かっている。 【００１１】図５はゲート−コレクタ間容量の大きいＩ
ＧＢＴをスイッチング素子として使った実験の一例を示
した波形である。図中、８´がスイッチング素子のHｉ
側の制御信号波形を、９´がLｏ側の制御信号波形を、
１２が前記加熱コイル２に流れる電流波形をそれぞれ示
す。図５に示すように、Hｉ側の制御信号８´が中途半
端な立ち上がり動作となり、加熱コイル２に流れる電流
が小さい様子が示されている。したがって、このような
場合負荷検知手段７では電流検出手段７´により検出さ
れる電流検出情報から所定レベル範囲より小さい、つま
り負荷状態が不適正と判断し、インバータ回路３を停止
させてしまう。このような不具合を起こす原因について
ＩＧＢＴ素子を例に以下に説明する。 【００１２】図６は前記ＩＧＢＴ素子の構造図を示す。
図中、ＣＧＣはゲート−コレクタ間容量を、ＣＧＥはゲ
ート−エミッタ間容量を、ＣＣＥはコレクタ−エミッタ
間容量をそれぞれ示し、電気的特性であるこれら３つの
電極間容量を有する。ちなみに、図示しないがＭＯＳ−
ＦＥＴにおいては夫々ゲート−ドレイン間容量ＣＧＤ、
ゲート−ソース間容量ＣＧＳ、ドレイン−ソース間容量
ＣＤＳの３つの電極間容量を有する。ここでは、ＩＧＢ
Ｔの場合について説明することとするが、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔの場合についても同様のことが言える。 【００１３】前記ＩＧＢＴスイッチング素子を駆動する
ためのゲート電流が前記駆動回路５からＩＧＢＴのゲー
トに供給されると、充電電流として前記ゲート−エミッ
タ間の電極間容量ＣＧＥ及びゲート−コレクタ間の電極
間容量ＣＧＣに電荷が充電され、ＩＧＢＴスイッチング
素子のゲート電圧が上昇を始める。即ち、ＩＧＢＴスイ
ッチング素子はオン状態へと移行し始めることになり、
コレクタ−エミッタ間が導通状態へと移行し始める。 【００１４】ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間が導通状
態へと移行し始めている間、コレクタ電位とエミッタ電
位は等しくなるように動作するが、コレクタ電位がエミ
ッタ電位に等しくなる（コレクタ電流が流れ始める）過
渡状態においては、前記充電電流により満充電されてい
た前記電極間容量ＣＧＣがエミッタに向けて放電を始め
るため、前記駆動回路５からゲート電流が供給され続け
るにもかかわらずゲート電圧が上昇しない現象が起き
る。これがミラー効果というものであり、入力容量増大
に起因する現象である。過渡状態を経てコレクタ電位が
エミッタ電位に等しくなり、駆動回路５から供給される
ゲート電流により電極間容量ＣＧＣが再び満充電状態と
なるとゲート電圧も再び上昇に転じる。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】上記のように、インバ
ータ回路３のスイッチング素子として使用する、例えば
前記ＩＧＢＴあるいはＭＯＳ−ＦＥＴの中でも、電気的
特性である電極間容量のうち、例えばＩＧＢＴのゲート
−コレクタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲート−ド
レイン間容量）の大きなものを使用して、そして前述し
たオン時間の可変出力（ソフトスタート）を負荷検知動
作時に行おうとする場合、直流電源回路４による電源電
圧がスイッチング素子のＨｉ側の出力端（コレクタ−エ
ミッタ間）に生じている状態で、前記駆動回路５からス
イッチング素子Ｈｉ側にオン時間をゼロから徐々に大き
くする制御信号を与える従来の方法では、ゲート電圧上
昇によりコレクタ電流が流れ始める際、コレクタ電位変
動に伴うスイッチング素子の入力容量変動（ミラー効
果）が大きく、短いオン時間ではゲート電圧不足が生じ
スイッチング素子が安定的にオンせず、その結果スイッ
チング素子の損失増大、つまり瞬時にスイッチング素子
の温度上昇を引き起こし、スイッチング素子が破損して
しまう恐れがあるという問題点があった。 【００１６】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、電気的特性である電極間容量の
うち、例えばＩＧＢＴのゲート−コレクタ間容量（ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴの場合はゲート−ドレイン間容量）の大きな
ものをスイッチング素子として用いても、負荷検知動作
時にスイッチング素子を安定的にオンさせ、スイッチン
グ素子の損失増大を抑制することのできる誘導加熱調理
器を得ることを目的とする。 【００１７】 【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の誘導加熱調理器は、共振コンデンサと、負荷を誘導
加熱する加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬ
ｏ側の電流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コ
イルに高周波電流を供給するインバータ回路と、前記イ
ンバータ回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前
記インバータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回
路と、前記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号
を出力する制御回路と、前記制御回路の起動時からの数
秒間、前記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断
する負荷検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前
記負荷検知手段の動作時は、前記制御回路から前記駆動
回路へ出力するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン
時間を７μsec±２μsecとしたものである。 【００１８】 【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成ブロックは、上
記従来例図３と同様であるので、ここでの説明を省略す
る。図１は、本実施の形態１における前記負荷検知手段
７の動作時、制御回路６から駆動回路５へ出力されるス
イッチング素子の制御出力信号波形である。図１におい
て、１０´は前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち前記負荷検知手段７の動作時、前記制御回路６から
駆動回路５へ出力されるスイッチング素子Ｈｉ側の制御
出力信号波形、１１´は前記負荷検知手段７の動作時、
制御回路６から上記同様に駆動回路５に出力されるスイ
ッチング素子Lｏ側の制御出力信号波形であり、前記Ｈ
ｉ側の制御出力信号１０´とLｏ側の制御出力信号１１
´との間にはデッドタイム（dead.t）が設けられてい
る。尚、前記スイッチング素子Ｈｉ側及びLｏ側の制御
出力信号１０´、１１´は、前記制御回路６の起動時か
ら数秒間、すなわち負荷検知手段７の動作時後述の周期
Ｔで繰り返し出力される。前記駆動回路５では制御回路
６からの前記Ｈｉ側の制御出力信号１０´とLｏ側の制
御出力信号１１´の出力信号をもとに駆動信号を生成さ
せ、前記スイッチング素子のＨｉ側及びＬｏ側のゲート
に与える。 【００１９】尚、図１中、Ｔは前記制御出力信号の動作
周期を表し、前記制御回路６の出力周波数は凡そ２０〜
４０ＫＨｚを必要とするため、周期Ｔは２５〜５０μｓ
ｅｃである。また、図１中ｔは前記スイッチング素子Ｈ
ｉ側制御出力信号１０´のオン時間を表している。 【００２０】前記制御回路６の起動時から数秒間、すな
わち前記負荷検知手段７の動作時において、従来は制御
回路６から駆動回路５へ出力するスイッチング素子制御
信号のＨｉ側オン時間を可変とするようにしたが、本実
施の形態においては、制御回路６から駆動回路５に出力
するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間ｔを一
定とするもので、該時間ｔを７μsec±２μsecとするも
のである。 【００２１】図２はスイッチング素子制御信号のオン時
間出力概念図を示し、上記図１を併用して、以下に動作
について説明する。前記電流共振型ハーフブリッジ形で
構成されるインバータ回路３のスイッチング素子は、前
記制御回路６の起動前においてはＨｉ側、Ｌｏ側ともに
オフ状態であり、前記加熱コイル２に高周波電流は流れ
ていない。 【００２２】次に誘導加熱調理器に電源が投入され、前
記インバータ回路３に直流電源回路４から電源が供給さ
れるとともに前記制御回路６が起動すると、制御回路６
の起動から数秒間、前記負荷検知手段７が動作し、電流
検出手段７´により前記加熱コイル２に流れる電流を監
視する。そして、その負荷検知手段７の動作時、制御回
路６から上記図１に示した周期Ｔ（２５〜５０μｓｅ
ｃ）でのスイッチング素子Ｈｉ側の制御出力信号１０´
とＬｏ側の制御出力信号１１´を駆動回路５に出力し、
駆動回路５ではその出力信号をもとに駆動信号を生成さ
せ、前記スイッチング素子のＨｉ側及びＬｏ側のゲート
にそれぞれ与えてスイッチング素子をオンオフ制御し
て、前記加熱コイル２に高周波電流を供給する。 【００２３】そして、前記制御回路６の起動時から数秒
間、すなわち負荷検知手段７の動作時に、前記制御回路
６から駆動回路５へ出力するスイッチング素子Ｈｉ側の
制御出力信号１０´のオン時間ｔを上記図２の概念図に
示すように７μsec±２μsecで一定とする。 【００２４】上記のように制御回路６からのスイッチン
グ素子Ｈｉ側のオン時間を負荷検知動作時に７μsec±
２μsecで一定とすることにより、前述したゲート−コ
レクタ間容量ＣＧＣの大きいＩＧＢＴ、あるいはゲート
−ドレイン間容量ＣＧＤの大きいＭＯＳ−ＦＥＴをイン
バータ回路３のスイッチング素子として用いた場合にお
いても、スイッチング素子を安定的にオンさせることが
でき、従来の不具合を解消することができるものであ
る。 【００２５】尚、上記オン時間ｔが７μsec±２μsecよ
り短かすぎると、前記ＩＧＢＴ、あるいはＭＯＳ−ＦＥ
Ｔのゲート電圧不足が生じてスイッチング素子が安定的
にオンせずスイッチング素子の損失増大を引き起こし、
７μsec±２μsecより長すぎると負荷検知動作時、負荷
抵抗値が小さい場合（例えば、負荷がアルミ鍋などの
時）に、インバータ回路３に過大な電流が流れてスイッ
チング素子を破損してしまう恐れがある。したがって、
７μsec±２μsecを最適とするものである。 【００２６】負荷検知動作が終了した後の上記図２の斜
線領域においては、使用者の火力設定や負荷材質等の負
荷状態により、通常のオン時間の可変制御がなされる。 【００２７】以上のように、本実施の形態においてはス
イッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の電流共振型ハーフブ
リッジ形で構成したインバータ回路３において、制御回
路６からのスイッチング素子Ｈｉ側のオン時間を、負荷
検知動作時に７μsec±２μsecで一定とするようにした
ので、電気的特性の電極間容量のうち、例えばＩＧＢＴ
のゲート−コレクタ間容量（ＭＯＳ−ＦＥＴの場合はゲ
ート−ドレイン間容量）の大きなものをスイッチング素
子として用いても、負荷検知動作時にスイッチング素子
を安定的にオンさせることができ、スイッチング素子の
損失増大を抑制することのできる誘導加熱調理器が得ら
れるものである。 【００２８】尚、上記実施の形態においては、電流共振
型ハーフブリッジ形で構成されるスイッチング素子のイ
ンバータ回路としたが、これに限られるものではなく、
４個のスイッチング素子で構成されるフルブリッジ形の
インバータ回路としてもよく、同様の効果が得られるも
のである。 【００２９】 【発明の効果】以上のように本発明に係る請求項１の誘
導加熱調理器は、共振コンデンサと、負荷を誘導加熱す
る加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の
電流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コイルに
高周波電流を供給するインバータ回路と、前記インバー
タ回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前記イン
バータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号を出力
する制御回路と、前記制御回路の起動時からの数秒間、
前記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断する負
荷検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前記負荷
検知手段の動作時は、前記制御回路から前記駆動回路へ
出力するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間を
７μsec±２μsecで一定とするようにしたので、例えば
ゲート−コレクタ間容量ＣＧＣの大きいＩＧＢＴや、ゲ
ート−ドレイン間容量ＣＧＤの大きいＭＯＳ−ＦＥＴを
インバータ回路のスイッチング素子として用いた場合で
も、スイッチング素子を安定して制御動作させることが
でき、スイッチング素子の損失増大を抑制することので
きる誘導加熱調理器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における負荷検知動
作時の制御回路から駆動回路へ出力されるスイッチング
素子制御信号波形図である。 【図２】 この発明の実施の形態１に係るスイッチング
素子制御信号のオン時間出力概念図である。 【図３】 従来の誘導加熱調理器の回路構成ブロック図
である。 【図４】 従来の負荷検知動作時に出力されるスイッチ
ング素子制御信号波形図である。 【図５】 ゲート−コレクタ間容量の大きいＩＧＢＴを
スイッチング素子として使った実験の一例を示した波形
図である。 【図６】 ＩＧＢＴ素子の構造図である。 【符号の説明】 １ 共振コンデンサ、 ２ 加熱コイル、 ３ インバ
ータ回路、 ４ 直流電源回路、 ５ 駆動回路、 ６
制御回路、 ７ 負荷検知手段、 ７´ 電流検出手
段、 １０´ Hｉ側の制御信号波形、 １１´ Lｏ側
の制御信号波形。
作時の制御回路から駆動回路へ出力されるスイッチング
素子制御信号波形図である。 【図２】 この発明の実施の形態１に係るスイッチング
素子制御信号のオン時間出力概念図である。 【図３】 従来の誘導加熱調理器の回路構成ブロック図
である。 【図４】 従来の負荷検知動作時に出力されるスイッチ
ング素子制御信号波形図である。 【図５】 ゲート−コレクタ間容量の大きいＩＧＢＴを
スイッチング素子として使った実験の一例を示した波形
図である。 【図６】 ＩＧＢＴ素子の構造図である。 【符号の説明】 １ 共振コンデンサ、 ２ 加熱コイル、 ３ インバ
ータ回路、 ４ 直流電源回路、 ５ 駆動回路、 ６
制御回路、 ７ 負荷検知手段、 ７´ 電流検出手
段、 １０´ Hｉ側の制御信号波形、 １１´ Lｏ側
の制御信号波形。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 春原 勝之
東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三
菱電機株式会社内
(72)発明者 野村 智
東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三
菱電機株式会社内
(72)発明者 木下 広一
埼玉県大里郡花園町大字小前田1728番地１
三菱電機ホーム機器株式会社内
Ｆターム(参考） 3K051 AA03 AC07 AD16 AD24 AD30
AD34 BD10 CD07
3K059 AA08 AB26 AD05
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 共振コンデンサと、負荷を誘導加熱する
加熱コイルと、スイッチング素子をＨｉ側とＬｏ側の電
流共振型ハーフブリッジで構成し、前記加熱コイルに高
周波電流を供給するインバータ回路と、前記インバータ
回路に電源電圧を供給する直流電源回路と、前記インバ
ータ回路のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、前
記駆動回路に前記スイッチング素子の制御信号を出力す
る制御回路と、前記制御回路の起動時からの数秒間、前
記加熱コイルに流れる電流から負荷状態を判断する負荷
検知手段を備えた誘導加熱調理器であって、前記負荷検
知手段の動作時は、前記制御回路から前記駆動回路へ出
力するスイッチング素子制御信号のＨｉ側オン時間を７
μsec±２μsecとしたことを特徴とする誘導加熱調理
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002068079A JP2003272822A (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002068079A JP2003272822A (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 誘導加熱調理器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003272822A true JP2003272822A (ja) | 2003-09-26 |
Family
ID=29199260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002068079A Pending JP2003272822A (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003272822A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102428750A (zh) * | 2009-05-26 | 2012-04-25 | 三菱电机株式会社 | 感应加热烹调器以及感应加热方法 |
| CN114585123A (zh) * | 2022-02-22 | 2022-06-03 | 深圳市阳邦兴业智能科技有限公司 | 一种电磁装置控制电路及加热电器 |
-
2002
- 2002-03-13 JP JP2002068079A patent/JP2003272822A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102428750A (zh) * | 2009-05-26 | 2012-04-25 | 三菱电机株式会社 | 感应加热烹调器以及感应加热方法 |
| CN114585123A (zh) * | 2022-02-22 | 2022-06-03 | 深圳市阳邦兴业智能科技有限公司 | 一种电磁装置控制电路及加热电器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040806 |