JP2003174390A - ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明の課題は、装置の複雑化を招くことな
く、各アンテナから出力される受信信号のレベルを推定
して、より品質のよい受信信号を作り出すことのできる
ダイバーシティ受信装置を提供することである。 【解決手段】上記課題は、単一キャリアで変調された信
号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した
複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受
信装置において、上記複数の受信アンテナから出力され
る受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信
号多重手段と、該多重された参照信号の信号レベルを参
照して、各受信アンテナから出力される受信信号のレベ
ルを推定する受信信号レベル推定手段とを有するダイバ
ーシティ受信装置にて解決される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ダイバーシティ受
信装置に係り、詳しくは、各受信アンテナの受信信号に
多重されたパイロット信号を参照することで各受信アン
テナからの受信出力レベルを推定することのできるダイ
バーシティ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動通信のようにフェ−ジングが発生す
る伝送路では、受信信号レベルが減衰するところで受信
信号品質が劣化するが、互いにほとんど相関のない複数
個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信の
技術を適用することでその影響を軽減することができる
ようになっている（受信レベルの低下を等価的に防ぐこ
とが可能）。

【０００３】このダイバーシティ受信では、独立した受
信波（無相関）を得るために、空間ダイバーシティ、偏
波ダイバーシティ、周波数ダイバーシティ、ルートダイ
バーシティ方式などが使用される。また、独立した出力
をダイバーシティブランチと呼んでおり、これらのブラ
ンチを合成して受信レベルの落ち込みを防ぐ合成受信法
として、選択合成法：ＣＮＲ（キャリア電力対熱雑音
電力比）が最大となるブランチを選択する方法、等利
得合成法：すべてのブランチの受信信号について等しい
重み付けを行って加算する方法、最大比合成法：各ブ
ランチの受信信号について振幅レベルに比例し、雑音電
力に逆比例する重み付けを行い、それらを加算すること
によって合成後のＣＮＲを最大にする方法が、知られて
いる。

【０００４】一般に、ダイバーシティ受信装置では、各
アンテナから出力される受信信号を一定レベルまで増幅
するＡＧＣ増幅器を備える受信部と、各受信部から出力
された受信信号を選択又は合成する信号合成部とで構成
され、信号合成部では、前述した合成受信法のいずれか
が適用される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記ダイバーシティ受
信装置の信号合成部が上述した合成受信法のいずれかを
適用する場合、いずれの方法であっても各アンテナから
出力される受信信号の信号レベルに関する情報が必要と
なる。例えば、最大比合成や等利得合成を行う場合は、
合成比率を決定するために必要であり、また、選択合成
を行う場合であれば、各受信部からの信号を評価、選択
するために必要となってくる。ところが、従来のダイバ
ーシティ受信装置では、受信部のＡＧＣ増幅器から出力
された受信信号は常にレベルが一定であるため、ＡＧＣ
増幅器で増幅する前、すなわち各アンテナから出力され
た受信信号のレベルが信号合成部側ではわからないとい
う問題が生じていた。従来のダイバーシティ受信装置で
は、信号合成部と、受信部とが分離して設置されるケー
スが多く、そのため、受信信号の推定に用いられるＡＧ
Ｃ増幅器の増幅度の情報を受信部から信号合成部まで送
るのにわざわざ受信信号を送る線とは別の線を設けて送
らなければならず、複雑な装置が必要であった。

【０００６】本発明は、上述の点に鑑みて成されたもの
で、その課題とするところは、装置の複雑化を招くこと
なく、各アンテナから出力される受信信号のレベルを推
定して、より品質のよい受信信号を作り出すことのでき
るダイバーシティ受信装置を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、請求項１に記載されるように、単一キャ
リアで変調された信号を複数の受信アンテナを用いて受
信し、その受信した複数個の受信信号を選択又は合成す
るダイバーシティ受信装置において、上記複数の受信ア
ンテナから出力される受信信号の周波数帯域外に参照信
号を多重する参照信号多重手段と、該多重された参照信
号の信号レベルを参照して、各受信アンテナから出力さ
れる受信信号のレベルを推定する受信信号レベル推定手
段とを有するように構成される。

【０００８】このようなダイバーシティ受信装置によれ
ば、各受信アンテナで受信した受信信号の帯域外に参照
信号（以下、パイロット信号という）を多重し、その多
重したパイロット信号のレベルを参照することで、各受
信アンテナの出力端から信号合成を行う信号合成段の入
力端までのレベル変化量を検出（ＡＧＣ増幅器の増幅度
を推定）できるので、この検出結果から各受信アンテナ
から出力された受信信号のレベルあるいは受信信号のＣ
／Ｎを推定することができる。その結果、各受信アンテ
ナからの受信信号を最適な比率で合成したり、選択する
ことが可能になる。また、本発明によれば、受信信号レ
ベル推定用のパイロット信号を受信信号の帯域外に多重
するだけなので、装置の複雑性を招くことなく最適なダ
イバーシティ受信装置の提供が可能である。

【０００９】上記参照信号を挿入する位置は、例えば、
請求項２に記載されるように、上記ダイバーシティ受信
装置において、上記参照信号多重手段は、受信した受信
信号を一定値まで増幅する増幅器の前方に所定レベルの
上記参照信号を発生させて多重する参照信号配置手段を
有するように構成される。

【００１０】アンテナから出力された受信信号の増幅度
を推定することができるという観点から、本発明は、請
求項３に記載されるように、上記ダイバーシティ受信装
置において、上記受信信号レベル推定手段は、上記参照
信号を検出する参照信号検出手段と、該検出された参照
信号に基づき上記増幅器で増幅した受信信号の増幅度を
推定する増幅度推定手段と、上記増幅器を含む受信部の
出力から複数の受信信号を選択又は合成する信号合成部
の入力までの間の信号レベルの減衰量を推定するレベル
減衰量推定手段とを有し、上記推定した増幅度と、上記
信号レベルの減衰量とに基づいて各受信アンテナから出
力された受信信号のレベルを推定するように構成され
る。

【００１１】上記参照信号の増幅は、例えば、請求項４
に記載されるように、上記ダイバーシティ受信装置にお
いて、上記参照信号を多重する前の受信信号を検出し、
その検出した受信信号のレベルに基づいて多重した信号
を増幅するように構成される。

【００１２】上記同様の観点から、本発明は、請求項５
に記載されるように、上記ダイバーシティ受信装置にお
いて、上記参照信号を多重した後に増幅器で増幅された
受信信号を濾波手段により抽出し、その抽出した受信信
号のレベルに基づいて多重した信号を増幅するように構
成される。

【００１３】さらに、上記同様の観点から、本発明は、
請求項６に記載されるように、上記ダイバーシティ受信
装置において、上記参照信号を多重した後の信号から濾
波手段により受信信号のみを抽出し、その抽出した受信
信号のレベルに基づいて多重した信号を増幅するように
構成される。

【００１４】また、上記課題を解決するため、本発明
は、請求項７に記載されるように、特定キャリアにパイ
ロットを分散的に挿入して送信する同期変調方式のＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重）信号を複数の受信アンテナ
を用いて受信し、その受信した複数個の受信信号を選択
又は合成するダイバーシティ受信装置において、上記複
数の受信アンテナから出力される受信信号の周波数帯域
外に発生させた参照信号を多重する参照信号多重手段
と、該多重された参照信号の信号レベルを参照して、各
受信アンテナから出力されるＯＦＤＭ信号のレベルを推
定するＯＦＤＭ信号レベル推定手段とを有するように構
成される。

【００１５】また、さらに、上記課題を解決するため、
本発明は、請求項９に記載されるように、上記ダイバー
シティ受信装置において、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）信号の各キャリアのデータ変調に同期変調の代わり
に差動変調を用いるように構成される。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。

【００１７】（本発明の実施の形態１） （シングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置の場
合）図１は、本発明の実施の一形態に係るシングルキャ
リア方式を用いる伝送装置のダイバーシティ受信装置
（以下、シングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置
という）の構成例を示す図である。

【００１８】このシングルキャリア方式ダイバーシティ
受信装置は、送信側から送信された電波を受信する受信
アンテナＡ１００_１と、該受信アンテナＡ１００_１で受
信した受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器（増
幅度を可変して出力する信号のレベルを一定に保つ増幅
器）等を備えた受信部Ａ２００_１と、受信信号を信号合
成部４００まで伝送するケーブル３００_１とで構成され
るブランチを複数（ブランチ１〜ブランチＬ）有し、さ
らに、各ブランチ（ブランチ１〜ブランチＬ）から出力
される信号を合成して出力する信号合成部４００を備え
て構成される。前述したように、ダイバーシティ受信に
おける合成受信法には、選択・等利得・最大比という３
種類の合成方法があり、いずれの合成方法とも、合成の
際には各アンテナブランチ（ブランチ１〜ブランチＬ）
から出力される受信信号の信号レベルに関する情報が必
要となる。本発明のダイバーシティ受信装置では、受信
部Ａ２００_１は受信アンテナＡ１００_１から出力された
受信信号の帯域外に一定レベルのパイロット信号を多重
し、ＡＧＣ増幅器により受信信号とパイロット信号を増
幅して信号合成部４００に供給する。信号合成部４００
は、ブランチ１からの受信信号のレベルとパイロット信
号のレベルを観測・評価して該ブランチ１の受信アンテ
ナから出力された受信信号のレベルを推定する。本発明
では、上記のような受信信号レベルの推定が次段のブラ
ンチ（ブランチ２〜ブランチＬ）についても行われ、信
号合成部４００では各ブランチごとの受信信号のレベル
を推定した後、合成受信法に応じた合成係数を決定して
信号合成を行う。

【００１９】次に、本発明に係る受信信号レベルの推定
原理について説明する。以下に示す記号の添え字ｌはｌ
番目のブランチの数値であることを示している。ｌ番目
のブランチにおいて、受信アンテナから出力される受信
信号のレベルをＳ_ｒ（ｌ）、そのデシベル値をＳ
_{ｒ_ｄＢ}（ｌ）〔ｄＢｍ〕、多重するパイロット信号の
レベルをＰ_ｍ（ｌ）、そのデシベル値をＰ
_{ｍ_ｄＢ}（ｌ）〔ｄＢｍ〕、ＡＧＣ増幅器の増幅度をＧ
（ｌ）、そのデシベル値をＧ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕、Ａ
ＧＣ増幅器の出力レベルをＥ、そのデシベル値をＥ_ｄＢ
〔ｄＢｍ〕、ケーブル伝送による損失をＬ（ｌ）、その
デシベル値をＬ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢ〕、信号合成部の入力
における受信信号のレベルをＳ_ｃ（ｌ）、そのデシベル
値をＳ_{ｃ_ｄＢ}（ｌ）〔ｄＢｍ〕、信号合成部の入力に
おけるパイロット信号のレベルをＰ_ｃ（ｌ）、そのデシ
ベル値をＰ_{ｃ_ｄＢ}（ｌ）〔ｄＢｍ〕とする。Ｓ_{ｃ_ｄＢ}
（ｌ）と、Ｐ_{ｃ_ｄＢ}（ｌ）は次式で表せる。

【００２０】

【数１】

【００２１】

【数２】 パイロット信号の多重レベルＰ_{ｍ_ｄＢ}（ｌ）が既知の
場合、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ_ｄＢ（ｌ）とケーブル損
失Ｌ_ｄＢ（ｌ）の差は（３）式で表される。

【００２２】

【数３】 （３）式を（１）式に代入してＳ_ｒ（ｌ）について解く
と（４）式が得られる。

【００２３】

【数４】 すなわち、信号合成部で観測した受信信号のレベルＳ_c
（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰ_ｃ（ｌ）を用
いることで、（４）式により受信信号のレベルＳ
_ｒ（ｌ）を求めることができる。次に、ＡＧＣ増幅器の
増幅度Ｇ（ｌ）がアンテナから出力される受信信号のレ
ベルＳ_ｒ（ｌ）のみで制御される場合、（５）式が成立
する。また、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ（ｌ）が、受信信
号と、パイロット信号の和のレベルで制御される場合で
も、多重するパイロット信号のレベルが受信信号のレベ
ルＳ_ｒ（ｌ）に比べ、十分に小さい場合には同様に
（５）式が成立する。

【００２４】

【数５】 上記のように、受信信号のレベルＳ_c（ｌ）および、パ
イロット信号のレベルＰ_ｃ（ｌ）を参照することで、ダ
イバーシティ受信における合成受信の際に必要な受信信
号のレベルＳ_ｒ（ｌ）を得ることができる。すなわち、
受信信号のレベルＳ_c（ｌ）および、パイロット信号の
レベルＰ_ｃ（ｌ）を用いることで選択合成・等利得合成
・最大比合成の際に必要となる合成係数（＝重み付け係
数）を決定することができるようになる。

【００２５】次に、これら３つの合成受信法における合
成係数の算出方法についてシングルキャリアを受信する
シングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置を例に
説明する。

【００２６】まず、選択合成の場合について説明する。

【００２７】（選択合成の場合）各ブランチのＣＮＲ
（Carrier-to-noise ratio：搬送波対雑音比）は通常、
受信部のＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅
器）の熱雑音が支配的であり、各ブランチのＣＮＲをγ
（ｌ）とすると、各ブランチの受信部におけるＬＮＡの
ＮＦ（Noise Figure：雑音指数）が同じであれば、Ａを
比例定数として、

【００２８】

【数６】 が成立する。

【００２９】選択合成は、各ブランチからの受信信号の
うち、最もＣＮＲが高い信号を選択、出力する合成法で
ある。従って、各ブランチからの信号の合成係数Ｗ
（ｌ）は、下記に示す（７）式で表される。尚、合成後
の出力信号のレベルは１に規格化されるものとし、Ｌは
ブランチ数を表す。

【００３０】

【数７】 ここで、各ブランチにおける受信部のＬＮＡのＮＦが同
じであり、（６）式の関係が成立すると仮定すれば、γ
（ｌ）が最大であるという条件はＳ_ｒ（ｌ）が最大であ
るという条件に置き換えることができ、結果として
（８）式が得られる。

【００３１】

【数８】 また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリア
の多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定であればＳ_ｒ（ｌ）の大
小はＳ_ｃ（ｌ）/Ｐ_ｃ（ｌ）の大小で決定されるため、
（８）式は下記の（９）式の置き換えることができる。

【００３２】

【数９】 さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部
から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定
であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になる。従
って、Ｓ_ｒ（ｌ）の大小はＰ_ｃ（ｌ）の大小で決定され
るため、上記（９）式は、さらに簡略化でき、下記の
（１０）式のように表される。ここで、多重されている
パイロット信号のレベルが一番小さい信号をＰ_ｎ（ｌ）
とすると、

【００３３】

【数１０】 このように、選択合成では、信号合成部に入力される各
ブランチからの複数の信号のうち、多重されているパイ
ロット信号のレベルが一番小さい信号を選択すればよい
ことになる。

【００３４】次に、等利得合成の場合について説明す
る。

【００３５】（等利得合成の場合）等利得合成と最大比
合成は、いずれも同相合成であるため、各ブランチから
の信号を合成する場合、それぞれの信号の位相差を事前
に補正して合わせる必要がある。この位相補正手段につ
いては、すでに多くの手段が知られているため、ここで
は、説明を省略し、信号合成部の入力においては、各ブ
ランチからの信号の位相は一致しているものと仮定して
これ以降説明を進める。等利得合成の場合は、受信アン
テナ出力信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）の各ブランチ間での比
率を保存して、そのまま合成する（前述のように位相差
は補正する）。従って、下記（１１）式を用いて、信号
合成部の入力信号のレベルを一旦、アンテナ出力信号レ
ベルＳ _ｒ（ｌ）に変換する。

【００３６】

【数１１】 さらに、合成後の信号レベルを１に規格化するための係
数を考慮し、以下の（１２）式を得る。

【００３７】

【数１２】 また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリア
の多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１２）式
は以下の（１３）式のように簡略化できる。

【００３８】

【数１３】 すなわち、合成器の入力における各ブランチからの信号
の受信信号レベルＳ_ｃ（ｌ）と、パイロット信号Ｐ
_ｒ（ｌ）を観測することで、各ブランチからの信号に対
する重み付け係数Ｗ（ｌ）を求めることができ、等利得
合成を実現できる。さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定
であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失
が各ブランチで一定であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチ
で同じ値になり、その値をＳ_ｃとすれば上記（１３）式
は次の（１４）式のように変形される。

【００３９】

【数１４】 次に、最大比合成の場合について説明する。

【００４０】（最大比合成の場合）最大比合成では、各
ブランチからの信号に対して、それぞれの信号のＣＮＲ
に比例した重み付けをして合成を行い、合成後の信号の
ＣＮＲが最も大きくなるようにする。各ブランチからの
信号のＣＮＲであるγ（ｌ）上記（６）式によって表さ
れる。ここでは、上記（６）式に上記（１１）式を代入
して次の（１５）式を得る。

【００４１】

【数１５】 一方、ＡＧＣ増幅器やケーブル損失で生じる各ブランチ
のアンテナ出力端から信号合成部入力までのゲインの差
を補正する係数をＤ（ｌ）とすれば、Ｂを比例定数とし
て次の（１６）式で表される。

【００４２】

【数１６】 結果として、最大比合成を行う場合の、信号合成部の入
力における各ブランチからの信号に対する重み付け係数
Ｗ（ｌ）は、Ｃを比例定数として次の（１７）式で表さ
れる。

【００４３】

【数１７】 合成後の信号レベルを規格化するために次の（１８）式
に示す条件を付加すると、Ａ×Ｂ×Ｃは一意的に決定さ
れ、上記（１７）式は以下の（１９）式に示すように書
き換えられる。

【００４４】

【数１８】

【００４５】

【数１９】 ここで、各ブランチの受信部におけるパイロット信号の
多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１９）式は
簡略化され、次の（２０）式のように書き換えられる。

【００４６】

【数２０】 さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部
から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定
であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になり、そ
の値をＳ_ｃとすれば上記（２０）式は次の（２１）式の
ように変形される。

【００４７】

【数２１】 結果として、信号合成部の入力における各ブランチから
の信号の受信信号のレベルＳ_ｃ（ｌ）とパイロット信号
レベルＰ_ｃ（ｌ）を観測することで、最大比合成の場合
の各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）
を求めることが可能である。

【００４８】以上説明してきたように、本発明によれ
ば、選択・等利得・最大比のいずれの合成方法において
も、観測したＳ_ｃ（ｌ）、Ｐ_ｃ（ｌ）より各ブランチの
信号を合成する際に必要となる合成係数を求めることが
可能である。すなわち、いずれの合成法も実現できる。

【００４９】次に、本発明に係るシングルキャリア方式
のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例
（その１）と動作について図２を参照しながら説明す
る。尚、該受信部は図１に示した受信部Ａ２００_１〜受
信部Ｌ２００_Ｌのいずれも同一構成をとるので、ここで
は、ブランチ１の受信部Ａ２００_１を例にとり、説明す
る。

【００５０】この受信部Ａ２００_１は、図２において、
ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配器２
３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、利
得可変増幅器２６（以下、ＡＧＣ増幅器という）と、局
部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増
幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器
２１２とから構成される。

【００５１】（受信部の構成例（その１）における動作
説明）受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号
はＢＰＦ２１に入力され、雑音や干渉波など帯域外の不
要な成分が除去されて希望波成分のみが抽出される。Ｂ
ＰＦ２１の出力信号は、ＲＦ増幅器２２によって一定利
得分増幅される。通常、受信装置においては、最もレベ
ルの低い信号を増幅する初段の増幅器の熱雑音が、受信
装置における信号のＣ／Ｎを左右するため、ＲＦ増幅器
２２には、ＮＦが小さい固定利得の低雑音増幅器が使用
される。ＲＦ増幅器２２の出力信号は、分配器２３によ
って２分配され、その２分配された信号の一方を、加算
器２４の被加算信号入力端子に供給する。パイロット信
号発生器２５は一定レベルのパイロット信号を発生し、
加算器２４の加算信号入力端子に供給する。パイロット
信号の周波数は受信信号帯域外で、かつ受信信号周波数
の近傍周波数とする。加算器２４は分配器から出力され
た受信信号にパイロット信号を付加して出力する。加算
器２４の出力信号はＡＧＣ増幅器２６に入力され、一定
レベルまで増幅される。ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は
周波数変換用の乗算器２８の被加算信号入力端子へと供
給される。

【００５２】一方、分配器２３で２分配された信号のも
う一方は、レベル検出器２１１に入力される。レベル検
出器２１１は、入力信号の平均電力または平均振幅に対
応する電圧を発生し、入力信号のレベル情報として出力
する。レベル検出器２１１の出力信号は制御電圧発生器
２１２に入力されて、レベル検出器２１１より供給され
たレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信
号のレベルが、あらかじめ定めた一定値になるようにＡ
ＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発
生し、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給す
る。レベル検出器２１１に入力される信号のレベルと、
ＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に供給される信号成分
のレベル（加算器で加算されたパイロット信号の成分を
除く）同一であるため、結果としてＡＧＣ増幅器２６が
出力する信号のレベルは（加算器で加算されたパイロッ
ト信号の成分を除く）は一定となる。

【００５３】ＡＧＣ増幅器２６から出力された信号は、
乗算器２８の被乗算信号入力端子に供給され、局部発信
器２７が出力するローカル信号と乗算され、受信信号と
多重したパイロット信号の両方が同時にＩＦ周波数に周
波数変換される。

【００５４】ダイバーシティブランチの構成がスペース
ダイバーシティの場合、複数の受信アンテナを空間的に
離して設置するため、受信部Ａ２００_１から出力される
受信信号を信号合成部４００までケーブルで伝送する必
要があり、ケーブルでの損失を考慮して、ＲＦ帯の受信
信号をケーブルの損失の少ないＩＦ帯に周波数変換する
のが一般的である。

【００５５】乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号お
よびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）に
よってイメージ成分が除去され、ケーブルでの損失を考
慮してＩＦ増幅器２１０で所定のレベルまで増幅された
後、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送され
る。上述した受信部Ａ２００_１の構成はフィードフォー
ワード型のＡＧＣ増幅機能を実現している。

【００５６】次に、本発明に係るシングルキャリア方式
のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例
（その２）と動作について図３を参照しながら説明す
る。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対して
は、同じ番号を付与している。

【００５７】同図に示すように、この受信部Ａ２００_１
は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配
器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５
と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２
８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出
器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３か
ら構成される。

【００５８】（受信部の構成例（その２）における動作
説明）受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号
は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要
な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ
増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４
はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器
２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号
を加算（多重）して出力する。次に、加算器２４の出力
信号をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に入力する。Ａ
ＧＣ増幅器２６の出力信号は、分配器２３によって２分
配され、その２分配された信号の一方がＢＰＦ２１３に
入力される。ＢＰＦ２１３は、加算器２４で多重したパ
イロット信号成分を除去して受信信号成分のみとしてレ
ベル検出器２１１に供給する。このパイロット信号成分
の除去を担うＢＰＦ２１３はノッチフィルタあるいはＢ
ＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）としてもよ
い。レベル検出器２１１は入力信号の平均電力または平
均振幅に対応する電圧を発生し、レベル情報として制御
電圧発生器２１２に供給する。制御電圧発生器２１２
は、レベル検出器２１１からのレベル情報をもとに、Ａ
ＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発
生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給
し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベル（パイロ
ット信号成分を含まない）が一定になるようにフィード
バックループを構成する。

【００５９】一方、上記分配器２３で２分配された信号
のもう一方は、周波数変換のために乗算器２８の被乗算
信号入力端子に入力され、局部発信器２７が出力するロ
ーカル信号と乗算されて受信信号とパイロット信号がＩ
Ｆ帯に周波数変換される。乗算器２８が出力するＩＦ帯
の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦ
でもよい）でイメージ成分が除去され、ＩＦ増幅器２１
０で所定のレベルまで増幅された後、伝送ケーブルによ
り信号合成部４００まで伝送される。

【００６０】次に、本発明に係るシングルキャリア方式
のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例
（その３）と動作について図４を参照しながら説明す
る。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対して
は、同じ番号を付与している。

【００６１】同図に示すように、この受信部Ａ２００_１
は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器（ＬＮＡ）２２と、分配
器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５
と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２
８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出
器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３と
から構成される。

【００６２】（受信部の構成例（その３）における動作
説明）受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号
は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要
な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ
増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４
はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器
２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号
を多重して出力する。次に、加算器２４の出力信号を分
配器２３に入力して２分配する。この分配器２３で２分
配された信号の一方をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子
に供給し、他方をＢＰＦ２１３に入力する。ＢＰＦ２１
３は、加算器２４で多重したパイロット信号成分を除去
して受信信号成分のみを抽出してレベル検出器２１１に
供給する。ＢＰＦ２１３は前述した図３の場合と同様に
パイロット信号成分のみを除去を目的とし、ノッチフィ
ルタあるいはＢＥＦ（バンドエリミネーションフィル
タ）のいずれでもよい。レベル検出器２１１は入力信号
の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、レ
ベル情報として制御電圧発生器２１２に供給する。制御
電圧発生器２１２は、レベル検出器２１１からのレベル
情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する
利得制御信号を発生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御
入力端子に供給し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号の
レベル（パイロット信号成分を含まない受信信号のみの
レベル）が一定になるようにＡＧＣ増幅器２６の増幅利
得を制御する。

【００６３】ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は、周波数変
換のために乗算器の被乗算信号入力端子に入力され、局
部発信器２７が出力するローカル信号と乗算されて受信
信号とパイロット信号がＩＦ帯に周波数変換される。乗
算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット
信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）によってイメージ
成分が除去され、伝送ケーブルにより信号合成部４００
まで伝送される。この構成例では、フィードフォーワー
ド型のＡＧＣ機能が実現される。上述した図２〜図４の
構成例のいずれにおいても、ＡＧＣ増幅器２６は、増幅
回路そのものの増幅率を可変するように構成してもよい
し、高利得の増幅器と可変アッテネータを組み合わせて
実現してもよい。

【００６４】次に、本発明に係るシングルキャリア方式
のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部４０
０の構成例（その１）と動作について図５を参照しなが
ら説明する。

【００６５】同図に示すように、この信号合成部４００
は、位相調整部と、レベル検出部とがブランチ毎に備え
られ（位相調整部Ａ４１１_１〜位相調整部Ｌ４１１_Ｌ、
レベル検出部Ａ４１２_１〜Ｌ４１２_Ｌ）、さらに、受信
信号の重み付け係数を決定する合成係数生成回路４１４
と、レベル検出部Ａ４１２_１〜Ｌ４１２_Ｌから出力され
る受信信号と該合成係数生成回路４１４で決定された重
み付け係数とを乗算する乗算器４１３_１〜４１３_Ｌと、
該乗算器４１３_１〜４１３_Ｌからの出力信号を合成する
合成器４１５とを備えて構成される。本信号合成部にお
けるブランチ１〜ブランチＬの受信信号の処理は同じな
ので、以降は、ブランチ１のみ説明する。

【００６６】（信号合成部の構成例（その１）における
動作説明）受信アンテナＡ１００_１より出力され、受信
部Ａ２００_１で増幅およびパイロット信号を付加された
ブランチ１の受信信号は、ケーブルによって信号合成部
４００まで伝送され、位相調整部Ａ４１１_１でブランチ
間の信号位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ａ４１
２_１に入力される。レベル検出部Ａ４１２_１に入力され
た位相補正済みの受信信号は分配器４１２１で３分配さ
れる。この分配器４１２１から出力される第１の分配信
号は、パイロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力さ
れ、ＢＰＦのフィルタリングにより受信部Ａ２００_１で
付加されたパイロット信号成分のみが抽出される。この
ようにして抽出されたパイロット信号はレベル検出器４
１２５に入力されてレベルが検出される。このレベル検
出器４１２５から出力されるパイロット信号のレベル情
報はＰ_ｃ（１）として合成係数生成回路４１４に入力さ
れる。

【００６７】分配器４１２１から出力される第２の分配
信号は受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイ
ロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信
信号用抽出用ＢＰＦ４１２３から出力された信号は、レ
ベル検出器４１２４に入力されてレベルの検出が行われ
る。このレベル検出器４１２４から出力される受信信号
のレベル情報は、Ｓ_ｃ（１）として合成係数生成回路４
１４に入力される。

【００６８】分配器４１２１から出力される第３の分配
信号はレベル検出部Ａ４１２_１から出力され、乗算器４
１３_１で合成係数生成回路４１４から出力される合成係
数信号と乗算されて合成器４１５に入力される。ブラン
チ２〜ブランチＬの受信信号は、ブランチ１の受信信号
と同様に位相調整部Ｂ４１１_２〜Ｌ４１１_Ｌでブランチ
間の位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ｂ４１２_２
〜Ｌ４１２_Ｌにおいてブランチ１の受信信号の処理と同
様の処理がなされる。各レベル検出部Ａ４１２ _１〜Ｌ４
１２_Ｌで検出された各ブランチのパイロット信号のレベ
ル情報Ｐ_ｃ（ｌ）と各ブランチの受信信号のレベル情報
Ｓ_ｃ（ｌ）は、それぞれ合成係数生成回路４１４に入力
される。

【００６９】合成係数生成回路４１４は、入力したＰ_ｃ
（ｌ）とＳ_ｃ（ｌ）からＷ（ｌ）を計算して出力し、乗
算器４１３_１〜４１３_Ｌにおいて各レベル検出部４１２
_１〜４１２_Ｌから出力される各ブランチの受信信号に重
み付けを行い合成器４１５に入力する。合成器４１５
は、入力された各ブランチの信号を加算合成する。上記
合成係数生成回路４１４は、選択合成を行う場合は、
（１０）式、等利得合成を行う場合は（１４）式、最大
比合成を行う場合は（２１）式に示す演算を行って、合
成係数Ｗ（ｌ）を求める。

【００７０】次に、本発明に係るシングルキャリア方式
のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部の構
成例（その２）と動作について図６を参照しながら説明
する。前述の図５に示した第１の構成例との相違は、レ
ベル検出部の内部構成のみである。従って、ここでは、
レベル検出部についてのみ説明（レベル検出部Ａ４１２
_１を例にとり説明）する。

【００７１】レベル検出部Ａ４１２_１は、位相調整部Ａ
４１１_１によってブランチ間の信号位相差の補償を受け
た受信信号を入力し、分配器４１２１で信号を２分配す
る。この分配器４１２１からの第１の分配出力は、パイ
ロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力され、受信部Ａ
２００_１で多重されたパイロット信号成分のみが抽出さ
れる。このようにして抽出されたパイロット信号はレベ
ル検出器４１２５に入力されてレベルの検出が行われ
る。このレベル検出器４１２５で検出されたパイロット
信号のレベル情報は、レベル検出部４１２５から出力さ
れ、合成係数生成回路４１４にＰ_ｃ（１）として入力さ
れる。

【００７２】一方、分配器４１２１からの第２の分配出
力は、受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイ
ロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信
信号抽出用ＢＰＦ４１２３で抽出された受信信号は、さ
らに分配器４１２６に入力されて２分配される。この分
配器４１２６で分配された第１の分配出力はレベル検出
器４１２４に入力されてレベルの検出が行われる。この
レベル検出器４１２４から出力される受信信号のレベル
情報は、Ｓ_ｃ（１）としてレベル検出器４１２４から出
力され、合成係数生成回路４１４に入力される。

【００７３】分配器４１２６からの第２の分配出力は、
レベル検出部４１２_１から出力された後、乗算器４１３
_１に入力され、合成係数生成回路４１４から出力される
合成係数Ｗ（１）と乗算される。乗算器４１３_１から出
力される合成係数乗算後の受信信号は合成器４１５に入
力され、同様の処理を受けた他のブランチからの受信信
号と合成される。位相調整部Ｂ４１１_２〜位相調整部Ｌ
４１１_Ｌは位相調整部Ａ４１１_１と同様の処理を行う。
レベル検出部Ｂ４１２_２からレベル検出部Ｌ４１２_Ｌは
レベル検出部Ａ４１２_１と同様の処理を行う。さらに、
乗算器４１３_２〜乗算器４１３_Ｌは乗算器４１３_１と同
様の処理を行う。合成係数生成回路４１４は、選択合成
を行う場合は、（１０）式、等利得合成を行う場合は
（１４式）、最大比合成を行う場合は（２１）式に示す
演算を行って、重み係数Ｗ（ｌ）を求めて、乗算器４１
３_１〜乗算器４１３_Ｌにそれぞれ出力する。

【００７４】上記実施形態によれば、各ブランチの受信
部Ａ２００_１〜Ｌ２００_Ｌにおいて、受信信号の帯域外
にパイロット信号を挿入し、信号合成部４００において
そのパイロット信号のレベルを参照することで各ブラン
チ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１００_１〜Ｌ１００_Ｌ
の出力端から信号合成部４００の入力端までの間のレベ
ル変化量を検出し、その検出結果から各ブランチ１〜Ｌ
の受信アンテナ出力レベルを推定する。従って、信号合
成部４００の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例
しない場合であっても、該信号合成部４００において各
ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率で合成
もしくは、選択することが可能となる。

【００７５】（本発明の実施の形態２） （ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の場合）続いて、本
発明を、変調方式にマルチキャリアのディジタル変調方
式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplex）変調方式を用いる伝送装置のダイバーシティ
受信装置に適用する場合について説明する。ＯＦＤＭ信
号のダイバーシティ受信では、ＯＦＤＭ信号の各キャリ
アごとに選択・合成を行うことで、高いダイバーシティ
利得が得られることが知られている。この場合、信号の
合成はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理後に行うのが一
般的である。

【００７６】図７は、本発明の実施の一形態に係るＯＦ
ＤＭ変調方式を適用したダイバーシティ受信装置（以
下、ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置という）の構成例
を示す図である。このＯＦＤＭダイバーシティ受信装置
は、送信側から送信された電波を受信する受信アンテナ
Ａ１１０_１と、受信した受信信号を一定値まで増幅する
ＡＧＣ増幅器等を備えた受信部Ａ２１０_１と、受信信号
を伝送するケーブル３１０_１とで構成されるブランチ１
が複数（ブランチ１〜ブランチＬ）備えられ、さらに、
ブランチ１〜Ｌから出力されるＯＦＤＭ信号を復調する
ＯＦＤＭ復調部と、その復調されたＯＦＤＭ信号を合成
する信号合成部とが一体化されたＯＦＤＭ復調・信号合
成部５００とから構成される。同図に示す受信部Ａ２１
０_１〜Ｌ２１０_Ｌの構成は前述の図２〜図４に示したシ
ングルキャリア方式の場合と同一構成をとる。また、Ｏ
ＦＤＭ変調方式には、ＯＦＤＭ信号における各キャリア
の位相・振幅のシンボル間差分で情報を伝送する差動変
調方式と、各キャリアに多値ＱＡＭ方式（例：１６ＱＡ
Ｍ）を使用すると共に、周波数方向、シンボル方向の両
方に一定間隔で、既知の振幅と位相を持つパイロットキ
ャリア（このパイロットをスキャッタードパイロット
（SP: Scattered pilot）という）を配置し、復調時の
基準として使用する同期変調方式の２つの方式がある。
従って、差動変調方式を適用したＯＦＤＭダイバーシテ
ィ受信装置と、同期変調方式を適用したＯＦＤＭダイバ
ーシティ受信装置の信号合成部とでは構成が異なるた
め、別々に説明する。

【００７７】まず、同期変調方式を適用したＯＦＤＭ信
号ダイバーシティ受信装置（以下、同期変調方式ＯＦＤ
Ｍ信号ダイバーシティ受信装置という）について説明す
る。

【００７８】同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ
受信装置では、送信側にて周波数方向に一定間隔で多重
された既知の位相、振幅を持つパイロットキャリアが受
信側で検出され、その検出された位相値、振幅値によ
り、パイロットキャリア周波数における伝送路の周波数
特性が推定される。この処理は、通常、受信側のＦＦＴ
回路から出力される周波数軸上のキャリアデータに含ま
れているパイロットキャリアの複素振幅を、送信したパ
イロットキャリアの複素振幅で除算することにより得ら
れる。このようにして得られる伝送路の周波数特性を表
す複素データは、ＯＦＤＭ信号の各キャリアにおける伝
送路特性が一定キャリア間隔で間引かれたデータである
ため、適当な補完処理を行うことで、ＯＦＤＭ信号の各
キャリアの周波数における伝送路特性を得ることができ
る。ここで、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は複素数であり、Ｈ
（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値を計算すれば周波数振幅特性
が、偏角を計算すれば周波数位相特性が得られる。ここ
では、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシン
ボル番号を示す。以下の説明で用いられる他の記号につ
いても同様とする。

【００７９】同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ
受信装置では、前述したシングルキャリア方式のダイバ
ーシティ受信装置と場合と同様、３つの合成受信方法に
よるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、ま
ず、これら３つの合成受信において共通となる条件につ
いて説明する。

【００８０】（各合成方法で共通な条件）受信アンテナ
出力におけるＯＦＤＭ信号の各キャリアの複素振幅をＳ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部入力における各キャリア
の複素振幅をＳ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とする。選択合成、等
利得合成、最大値合成のいずれかの合成方法において
も、各ブランチ間での位相差を補正して合成する必要が
ある。各キャリアのブランチ間での位相差を補正するに
は、各ブランチの各キャリアの周波数における伝送路特
性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の複素共役をとり、Ｈ（ｌ、ｍ、
ｎ）の絶対値で規格化することで得られる（１０１）式
に示すような複素数を、受信信号をＦＦＴして得られる
各キャリアの複素振幅に乗算し、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）とは
逆の位相回転を与えればよい。

【００８１】

【数２２】 従って、合成係数Ｗ（ｌ、ｍ、ｎ）は、Ｃ（ｌ、ｍ、
ｎ）を実数として次式のように表される。

【００８２】

【数２３】 まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損
失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置される
ＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力また
は、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。受信
アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳ_ｒ（ｌ、ｍ、
ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数を
Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＳ
_ｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（１０３）式が成立す
る。

【００８３】

【数２４】 一方、受信信号Ｓ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、送信信号Ｓ
（ｍ、ｎ）が伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の影響を受け
た結果であるから、次式（１０４）が成立する。

【００８４】

【数２５】 上記（１０４）式を上記（１０３）式を代入すると、
（１０５）式が得られる。

【００８５】

【数２６】 続いて、上記（１０５）式に上記（１０２）式を代入す
ると、

【００８６】

【数２７】 が得られる。

【００８７】上記（１０６）式に対して、ダイバーシテ
ィ受信出力Ｓ_ｏ（ｍ、ｎ）が送信信号にＳ（ｍ、ｎ）に
等しいという（１０７）式の等化条件を適用することに
より、次の（１０８）式が得られる。

【００８８】

【数２８】

【００８９】

【数２９】 上記（１０８）式より、Ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め（１０
２）式に代入することで合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を
求めることができる。

【００９０】続いて、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置され
るＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異
なる信号合成部において受信信号を合成する場合を考え
る。信号合成部の入力における各ブランチからの受信信
号をＦＦＴした結果の各ブランチ、各キャリアの複素振
幅をＳ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部における受信信号
合成時の合成係数をＷ _ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部で
信号合成後の出力信号をＳ_ｏ（ｍ、ｎ）とすると、以下
の（１０９）式が成立する。

【００９１】

【数３０】 また、ＯＦＤＭ信号の各キャリアに上記（１１）式を適
用することで次の（１１０）式が得られる。

【００９２】

【数３１】 上記（１１０）式を上記（１０９）式に代入すると、

【００９３】

【数３２】 が得られる。

【００９４】従って、上記（１１１）式よりＷ_ｒは、

【００９５】

【数３３】 となる。

【００９６】上記（１１２）式をＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に
ついて解くと次の（１１３）式が得られる。

【００９７】

【数３４】 ここで、Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、通常、以下の（１１
４）式に示すように伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の関数
となっているため、上記（１１３）式は以下の（１１
５）式のように書き換えることができる。

【００９８】

【数３５】

【００９９】

【数３６】 一方、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は、ＯＦＤＭ信号に含まれる既
知の振幅と位相を有するパイロットキャリアの復調デー
タを基に周波数軸および時間軸上で離散的に得られた特
性を適当な補間処理を行って求めるため、各ブランチ間
で利得が異なる合成部の入力において検出・生成した場
合、ブランチ間での利得差の影響を受ける。信号合成部
の入力において検出・生成したＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨ_Ｄ
（ｌ、ｍ、ｎ）とすればこのＨ_Ｄ（ｌ、ｍ、ｎ）、

【０１００】

【数３７】 で表される。

【０１０１】さらに、上記（１１６）式をＨ（ｌ、ｍ、
ｎ）について解くと、

【０１０２】

【数３８】 が得られる。

【０１０３】従って、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置され
るＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異
なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合
成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めるには、まず、Ｗ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め、次いで（１１５）式を用い
て、Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換すると共に、（１１７）
式を用いてＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨ_Ｄ（ｌ、ｍ、ｎ）に変
換すればよい。

【０１０４】次に、同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバー
シティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成
係数の算出例について説明する。

【０１０５】まず、合成受信法として選択合成法を適用
した場合の合成係数の算出例について説明する。

【０１０６】（選択合成の場合）選択合成は、各キャリ
アについて最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大き
いブランチからの信号を選択する方法である。受信信号
をＦＦＴした結果の各キャリアの振幅は伝送路特性Ｈ
（ｌ、ｍ、ｎ）で決定されるため、以下の（１１８）式
が成立する。

【０１０７】

【数３９】 続いて、上記（１０１）式を上記（１０８）式に代入す
ると、

【０１０８】

【数４０】 が得られる。

【０１０９】上記（１１９）式を整理すると、

【０１１０】

【数４１】 となる。さらに、上記（１２０）式をα（ｌ、ｍ、ｎ）
について解くと、

【０１１１】

【数４２】 が得られる。

【０１１２】上記のようにして求められた上記（１０
１）式、（１２０）式および（１１８）式を（１０２）
式に代入すると、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損
失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置される
ＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が次式のように求まる。

【０１１３】

【数４３】 次に、（１１５）式および（１１７）式を用いてＷ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡ
ＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を本発明
によるパイロット信号の挿入によって補償した、信号合
成部での合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を
（１２３）式に示す。

【０１１４】

【数４４】 次に、等利得合成の場合について説明する。

【０１１５】（等利得合成の場合）等利得合成は、各キ
ャリアの各ブランチ間での位相差を補償した後、等利得
合成する方法である。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、
ｎ）をブランチに依存しないα（ｍ、ｎ）と置換え、上
記（１０１）式と共に上記（１０８）式に代入して次の
（１２４）式を得る。

【０１１６】

【数４５】 上記（１２４）式を整理すると、

【０１１７】

【数４６】 が得られ、上記（１２５）式をα（ｍ、ｎ）について解
くと、

【０１１８】

【数４７】 が得られる。

【０１１９】さらに、上記（１０１）式と上記（１２
６）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ
増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器
の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合
の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が以下のように求める。

【０１２０】

【数４８】 また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡ
ＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発
明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の
合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１
２８）式に示す。

【０１２１】

【数４９】 次に、最大比合成の場合について説明する。

【０１２２】（最大比合成の場合）最大比合成は、各キ
ャリアの振幅に比例した重み付けをして合成する方法で
ある。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、ｎ）が、伝送路
特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値、すなわち受信される各
ブランチ、各キャリアの振幅の絶対値とブランチに依存
しない値α（ｍ、ｎ）との積で表せると仮定し、次式
（１２９）を得る。

【０１２３】

【数５０】 上記（１２９）式を上記（１０１）式と共に上記（１０
８）式に代入して、以下の（１３０）式を得る。

【０１２４】

【数５１】 上記（１３０）式を整理すると、

【０１２５】

【数５２】 が得られ、さらに上記（１３１）式をα（ｍ、ｎ）につ
いて解くと、

【０１２６】

【数５３】 が得られる。

【０１２７】さらに、上記（１０１）式と上記（１３
２）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ
増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器
の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合
の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を以下のように求める。

【０１２８】

【数５４】 また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡ
ＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発
明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の
合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１
３４）式に示す。

【０１２９】

【数５５】 次に、同期式変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受
信装置の装置構成例について図８を参照しながら説明す
る。尚、図７に示した受信部Ａ２１０_１〜Ｌ２１０_Ｌの
構成は前述した図２〜図３のシングルキャリア方式と同
一構成をとるので説明を省略する。従って、ここでは、
ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００について説明する。

【０１３０】ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００には、ブ
ランチ１〜Ｌから出力されたＯＦＤＭ信号を受信して復
調処理を行うＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌが
ブランチ毎に備えられ、そのブランチ毎に備えられたＯ
ＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌから出力される信
号を合成する信号合成回路５２０と、信号合成回路５２
０から出力された信号の判定を行う判定・識別回路５３
０とから構成される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５
０１_Ｌは同一構成をとるので、以下、ブランチ１からの
受信信号を受信するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１を例にと
り説明する。

【０１３１】同図に示すように、ＯＦＤＭ復調部Ａ５０
１_１は、ＢＰＦ５１０１、乗算器５１０２、局部発信器
５１０３、ＢＰＦ５１０４、ＡＧＣ増幅器５１０５、Ａ
/Ｄ変換器５１０６、固定パターン発生器５１０７、固
定パターン発生器５１０８、乗算器５１０９、乗算器５
１１０、ＬＰＦ５１１１、ＬＰＦ５１１２、４：１間引
き回路５１１３、４：１間引き回路５１１４、周波数位
相誤差検出回路５１１５、複素位相回転器５１１６、有
効シンボル期間抽出回路５１１７、ＦＦＴ回路５１１
８、パイロット信号電力検出回路５１１９、フレーム同
期検出回路５１２０、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５
１２１とから構成される。

【０１３２】続いて、本構成における動作説明を行う。

【０１３３】受信アンテナＡ１１０_１より出力される受
信信号は、受信部Ａ２１０_１において増幅され、パイロ
ット信号が付加された後に周波数変換され第１のＩＦ信
号となる。受信部Ａ２１０_１より出力される第１のＩＦ
信号はケーブル３１０_１によってＯＦＤＭ復調・信号合
成部５００まで伝送され、図８に示す各ブランチ１〜Ｌ
に対応するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌに入
力される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌの構
成は同一構成をとるので、ここでは、ＯＦＤＭ復調部Ａ
５０１_１を例にとり動作説明する。

【０１３４】ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１に入力されたブ
ランチ１の受信信号（第１のＩＦ信号）は、ＢＰＦ５１
０１で不要な信号成分が除去された後、乗算器５１０２
の被乗算信号入力端子に入力される。次に、局部発信器
５１０３から出力されたローカル信号が乗算器５１０２
の乗算信号入力端子に入力され、受信信号を第２のＩＦ
信号に変換する。第２のＩＦ信号の中心周波数は、Ａ/
Ｄ変換器５１０６のサンプリング周波数（ＦＦＴクロッ
ク周波数の４倍）の１/４とする。乗算器５１０２から
出力された第２のＩＦ信号はＢＰＦ５１０４によってイ
メージ成分が除去された後、ＡＧＣ増幅器５１０５でＡ
/Ｄ変換器５１０６のダイナミックレンジを有効に利用
して量子化誤差を最小にすると共に、信号のクリップが
生じないように最適なレベルに振幅調整を行ってＡ/Ｄ
変換器５１０６に入力される。このＡ/Ｄ変換器５１０
６でディジタル信号に変換されたＩＦ信号は２分配さ
れ、それぞれＩ軸信号、Ｑ軸信号として乗算器５１０
９、５１１０の被乗算信号入力端子に入力される。乗算
器５１０９に入力されたＩ軸信号は、固定パターン発生
器５１０７から出力される{１，０，−１，０}の繰り返
し信号と乗算された後ベースバンド信号となる。

【０１３５】このようにして乗算器５１０９でベースバ
ンド帯に周波数変換され出力されたＩ軸信号はＬＰＦ５
１１１でイメージ成分が除去され、さらに、４：１間引
き回路５１１３で間引き処理が行われ、サンプリング周
波数が１/４に変換される。

【０１３６】一方、乗算器５１１０に入力されたＱ軸信
号は、固定パターン発生器５１０８から出力される
{０，−１，０，１}の繰り返し信号と乗算されてベース
バンド信号に変換される。ベースバンド帯に周波数変換
され出力されたＱ軸信号はＬＰＦ５１１２でイメージ成
分が除去され、さらに、４：１間引き回路５１１４で間
引き処理が行われ、サンプリング周波数が１/４に変換
される。４：１間引き回路５１１３から出力されるＩ軸
信号と、４：１間引き回路５１１４から出力されるＱ軸
信号は、それぞれ２分配され、複素位相回転器５１１６
と周波数位相誤差検出回路５１１５に入力される。周波
数位相誤差検出回路５１１５では、検出した周波数位相
誤差を補正するための複素再生キャリア信号（検出した
誤差周波数をキャリア周波数とし、検出した誤差位相を
信号位相とするキャリア信号をいう）を生成・出力し、
複素位相回転器５１１６に供給する。複素位相回転器５
１１６は、周波数位相誤差検出器５１１５より供給され
た再生キャリア信号によって４：１間引き回路５１１３
から供給されたＩ軸信号と、４：１間引き回路５１１４
から供給されたＱ軸信号の周波数位相誤差を補正し出力
し、有効シンボル期間抽出回路５１１７に供給する。有
効シンボル期間抽出回路５１１７では、供給されたＩ軸
信号、Ｑ軸信号に含まれるガードインターバルを除去し
て有効シンボル期間のみを取り出し、ＦＦＴ回路５１１
８に供給する。ＦＦＴ回路５１１８は、供給された時間
軸上のＩ軸、Ｑ軸信号（キャリアデータ）を周波数軸上
のＩ軸、Ｑ軸信号に変換し出力する。このようにして、
ＦＦＴ回路５１１８から出力された周波数軸上のＩ軸、
Ｑ軸信号は、それぞれ４分配され、信号合成回路５２
０、フレーム同期検出回路５１２０、パイロット信号電
力検出回路５１１９およびＳＰ抽出・伝送路特性推定回
路５１２１に供給される。フレーム同期検出回路５１２
０に入力された周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号によりフレー
ム同期（例えば、伝送信号が地上ディジタル放送のＩＳ
ＤＢ−Ｔ（integrated services digital broadcasting
-terrestrial）信号の場合は、１フレーム、２０４シン
ボルで構成されている）を検出すると共に、現シンボル
が、ＳＰのシーケンス（例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ信号では
４シーケンス）の何シンボル目であるかを示す情報を生
成し、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１に供給す
る。ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１は、ＦＦＴ
回路５１１８から供給される周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号
（キャリアデータ）と、フレーム同期検出回路５１２０
から供給されるＳＰのシーケンス情報をもとに、ＳＰデ
ータを抽出、補間して伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）を生
成し、信号合成回路５２０に供給する。パイロット信号
電力検出回路５１１９は受信部Ａ２１０_１（図７参照）
で信号の帯域外に重畳されたパイロット信号の電力を検
出し、パイロット信号の振幅Ｐ_ｃ（ｌ）に変換して信号
合成回路５２０に供給する。ここで、受信部Ａ２１０_１
で重畳するパイロット信号の周波数は、一般的にＦＦＴ
のクロック周波数に同期していないので、ＦＦＴ回路５
１１８から出力されるデータは、図１０に示すように、
帯域外の複数の周波数サンプル点に分散して現れる。そ
こで、以下の（１３５）式に示すように、パイロット信
号の周波数に相当するＦＦＴの周波数サンプル点の近傍
領域の信号電力和を求め、さらに平方根を計算すること
で信号レベルに変換する。

【０１３７】

【数５６】 ここで、ｍ１、ｍ２はパイロット信号の周波数に相当す
るＦＦＴデータのキャリア番号をｍｐとして次の（１３
６）式、（１３７）式で表される。

【０１３８】

【数５７】

【０１３９】

【数５８】 ここで、Δｍは正の整数で、受信部で付加するパイロッ
ト信号の周波数安定度に応じて、パイロット信号の全エ
ネルギーを加算するように選択すればよい。

【０１４０】一方、信号合成回路５２０から、受信部Ａ
２１０_１までＦＦＴクロックないしは、それに周波数同
期した基準信号を受信部に供給することにより、受信部
Ａ２１０_１で付加するパイロット信号の周波数をＦＦＴ
クロックに同期させることが可能であり、その場合、付
図１１に示すように、パイロット信号の周波数に相当す
るＦＦＴの周波数サンプル点の複素データの絶対値を計
算して求めることで、Ｐ_ｃ（ｌ）を得ることが可能であ
る。

【０１４１】続いて、信号合成回路５２０は、各ブラン
チのＦＦＴ回路が出力する周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号
Ｓ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路の
出力する伝送路特性信号Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）およびパイロ
ット信号電力検出回路がパイロット信号レベル情報Ｐ_ｃ
（ｌ）を入力し、合成法に応じて上記（１２３）式、上
記（１２８）式、上記（１３４）式のいずれかの演算を
行って合成係数を生成し、各ブランチの信号を合成して
出力する。合成回路５２０にて合成された信号は、判定
・識別回路５３０に入力され、位相点の判定・識別が行
われた後、データが復調される。

【０１４２】次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバー
シティ受信装置について説明する。

【０１４３】ここでは、一例として、各キャリアの変調
にＤＱＰＳＫやＤ８ＰＳＫのような差動位相変調を使用
する場合について説明する。差動位相変調方式のＯＦＤ
Ｍ信号では、同期変調方式のＯＦＤＭ信号の場合と異な
り、復調の基準となるパイロットは使用しない。まず、
差動位相変調波の復調の原理について説明する。

【０１４４】（差動位相変調波の復調原理）送信信号を
Ｓ（ｍ、ｎ）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ｌ、ｍ、
ｎ）とすれば、各ブランチにおける受信信号Ｓｒ（ｌ、
ｍ、ｎ）は次の（２０１）式で表される。

【０１４５】

【数５９】 ここで、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシ
ンボル番号を示している。差動位相変調波を復調する場
合、前シンボルの複素共役を現シンボルに乗算し、その
結果の位相値を判定する方法が一般的に行われている。
従って、前シンボルの複素共役との積Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、
ｎ）は、

【０１４６】

【数６０】 となる。

【０１４７】上記（２０２）式に上記（２０１）式を代
入すると、

【０１４８】

【数６１】 が得られる。

【０１４９】一方、送信信号Ｓ（ｍ、ｎ）は次の（２０
４）式で表すことができる。

【０１５０】

【数６２】 ここで、次の（２０５）式に示すように、伝送路特性の
１シンボル時間における変化が無視できる程小さいとす
れば、上記（２０３）式は次の（２０６）式のように書
き換えることができる。

【０１５１】

【数６３】

【０１５２】

【数６４】 また、差動位相変調では、送信する各キャリアの絶対値
は常に一定であり、よって次式（２０７）が成立する。

【０１５３】

【数６５】 続いて、上記（２０６）式に上記（２０７）式を代入す
ると、

【０１５４】

【数６６】 が得られる。

【０１５５】さらに、上記（２０８）式を次の（２０
９）式のように置くと、Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次の（２
１０）式で表される。

【０１５６】

【数６７】

【０１５７】

【数６８】 ここで、（２１１）式に示すように、前シンボルとの位
相差をΔφ（ｍ、ｎ）と書き換えると、上記（２０９）
式は以下の（２１２）式で表される。ダイバーシティ受
信を行わない場合は、Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）のＩ軸成分、
Ｑ軸成分の逆正接演算からΔφ（ｍ、ｎ）を求め、判定
することで、データを復調することができる。

【０１５８】

【数６９】

【０１５９】

【数７０】 本例に示す差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受
信装置では、前述した同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバ
ーシティ受信装置の場合と同様、３つの合成受信方法に
よるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、ま
ず、これら３つの合成受信において共通となる条件につ
いて説明する。

【０１６０】（各合成方法で共通な条件）差動変調信号
のダイバーシティ受信では、各ブランチごとに差動復調
した後にダイバーシティ合成を行うのが一般的である。
この場合、差動復調処理によって各ブランチ間の位相差
が除去されるために、合成時の重み付け係数は同期変調
方式の場合と異なり実数となる。また、差動復調後の信
号の位相のみを検出、判定するため、差動復調後の信号
の絶対値は、同期変調方式のように規格化する必要はな
い。

【０１６１】まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器
やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段
に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテ
ナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考
える。受信アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、差動復調後の信号をＤ_ｒ（ｌ、ｍ、
ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数を
Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＤ
_ｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（２１３）式が成立す
る。

【０１６２】

【数７１】 次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ
復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器
の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部
において受信信号を合成する場合を考える。信号合成部
の入力における各ブランチからの信号をＦＦＴした結果
の、各ブランチ、各キャリアの複素振幅をＳ_ｃ（ｌ、
ｍ、ｎ）、さらに、各ブランチ、各キャリアごとに前シ
ンボルの複素共役を乗じて差動復調した後の信号をＤ_ｃ
（ｌ、ｍ、ｎ）とすれば、上記（２０２）式から、上記
（１１０）式と同様にして次式（２１４）が成立する。

【０１６３】

【数７２】 上記（２１４）式に、上記（２０２）式を代入すると、

【０１６４】

【数７３】 が得られる。

【０１６５】ここで、上記（２１５）式をＤ_ｒ（ｌ、
ｍ、ｎ）について解くと、

【０１６６】

【数７４】 が得られる。さらに、上記（２１３）式に上記（２１
６）式を代入すると、

【０１６７】

【数７５】 が得られる。

【０１６８】次に、信号合成部での合成係数をＷ
_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とすると、

【０１６９】

【数７６】 が成立する。従って、上記（２１７）式と、上記（２１
８）式よりＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次式（２１９）で表
される。

【０１７０】

【数７７】 上述したように、合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、ま
ず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損
失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置される
ＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力また
は、ＬＮＡの出力において合成する場合の合成係数Ｗ_ｒ
（ｌ、ｍ、ｎ）を計算し、その後上記（２１９）式を用
いて変換することで、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル
損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置され
るＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異
なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合
成係数Ｗ _ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めることができる。

【０１７１】次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバー
シティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成
係数の算出例について説明する。

【０１７２】まず、合成受信法として選択合成法を適用
した場合の合成係数の算出例について説明する。

【０１７３】（選択合成の場合）まず、受信信号が受信
部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失やＯＦＤＭ復調部のＡ
/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受
けないときの受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力に
おいて合成する場合を考える。選択合成は、各キャリア
毎に最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大きいブラ
ンチからの信号を選択して出力する方法である。差動変
調方式の場合は、差動復調後の信号の絶対値が最も大き
いブランチからの信号を選択すればよいので、次式（２
２０）が成立する。

【０１７４】

【数７８】 次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ
復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器
の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部
において受信信号を合成する場合について考える。選択
合成の場合は、上記（２１９）式を上記（２２０）式に
適用するのではなく、差動復調後の信号の絶対値の各ブ
ランチ間の比較において、ブランチ間での利得差を考慮
する必要があることから、次式（２２１）のように表さ
れる。

【０１７５】

【数７９】 次に、等利得合成の場合について説明する。

【０１７６】（等利得合成の場合）等利得合成は各キャ
リア毎に、各ブランチに対して等利得で合成する方法で
ある。差動変調信号のダイバーシティ合成では、差動復
調後の信号Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）に重み付けして合成す
る。Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１２）式で表され
るが、検出される位相差分量Δφ（ｍ、ｎ）は、熱雑音
や伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の時間変化の影響によ
り、ブランチによって異なる値となるため上記（２１
２）式を次式のように書換える。

【０１７７】

【数８０】 ここで、Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）
は、上記（２１０）式に示すように、受信した信号の各
キャリアの振幅の２乗値となっているため、合成係数Ｗ
_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を次式（２２３）のように設定する。

【０１７８】

【数８１】 次に、上記（２２３）式を上記（２１３）式に代入し、
整理すると、

【０１７９】

【数８２】 が得られる。

【０１８０】上記（２２４）式は、各ブランチでの差動
復調信号の絶対値を規格化し、さらに、差動復調前の各
キャリアの振幅絶対値で重み付けをして、ブランチ間で
合成することを意味しており、等利得合成の場合、重み
付け係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は上記（２２３）式でよい
ことが判る。

【０１８１】次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損
失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置される
ＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異な
る信号合成部において受信信号を合成する場合の合成係
数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）について考える。まず、上記（２
１９）式に上記（２２３）式を代入すると、

【０１８２】

【数８３】 が得られる。

【０１８３】次に、上記（２１５）式を上記（２２５）
式に代入してＤ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）をＤ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）
に書き換えることで、次式（２２６）が得られる。

【０１８４】

【数８４】 次に、自乗合成の場合について説明する。

【０１８５】（自乗合成の場合）まず、受信信号を、受
信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部の
Ａ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を
受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力におい
て合成する場合を考える。すでに述べたように、差動復
調後の各キャリアの複素振幅Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対
値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１０）式に示すよう
に、受信信号の各キャリアの絶対値の２乗値となってい
るため、そのまま合成することで自乗合成となる。すな
わち、次式（２２７）が成立する。

【０１８６】

【数８５】 次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ
復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器
の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部
において受信信号を合成する場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、
ｍ、ｎ）を考える。上記（２１９）式に上記（２２７）
式を代入すると、

【０１８７】

【数８６】 が得られる。尚、差動変調方式のダイバーシティ受信の
自乗合成は、厳密な意味でＣ/Ｎ最大のいわゆる最大比
合成とは一致しない。

【０１８８】次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバ
ーシティ受信装置の装置構成例について説明する。尚、
受信部の構成は前述したように図２〜図３に示したシン
グルキャリア方式と同一構成をとるので説明を省略す
る。また、ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成は、前述の
同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置と
基本的には同一構成であるが、ＯＦＤＭ復調部内のＦＦ
Ｔ回路以降の構成が異なる。同期変調方式ＯＦＤＭ信号
用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部には、同期
検波を行うためのフレーム同期検出回路、ＳＰ抽出・伝
送路特性推定回路が備えられるが、差動変調方式ＯＦＤ
Ｍ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部に
は、それらは具備されず変わりに差動復調処理を行う差
動復調回路５１２２が備えられる。

【０１８９】従って、ここでは、ＦＦＴ回路以降の異な
る部分について説明する。

【０１９０】図９において、ＦＦＴ回路５１１８から出
力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、それぞれ２分
配され、差動復調回路５１２２およびパイロット信号電
力検出回路５１１９に供給される。尚、パイロット信号
電力検出回路５１１９の動作は、同期変調方式ＯＦＤＭ
信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調・信号合
成部の場合と同じなので説明を省略する。差動復調回路
５１２２に入力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、
前シンボルの複素共役データと乗算され、差動復調後の
信号Ｄ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）として信号合成回路５２０に供
給される。信号合成回路５２０は、入力された各ブラン
チからの差動復調信号Ｄ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とパイロット
信号電力検出回路５１１９からのパイロット信号レベル
情報Ｐ_ｃ（ｌ）をもとに、それぞれの合成法に応じて上
記（２２１）式、上記（２２６）式、上記（２２８）式
のいずれか演算を行って合成係数を生成し、各ブランチ
の信号を合成して出力する。この合成した信号は、判定
・識別回路５３０に入力され、その入力された信号から
位相の判定・識別がなされてデータが復調される。

【０１９１】上記実施形態によれば、各ブランチの受信
部Ａ２１０_１〜Ｌ２１０_Ｌにおいて、受信信号の帯域外
にパイロット信号を挿入し、ＯＦＤＭ復調・信号合成部
５００においてそのパイロット信号のレベルを参照する
ことで各ブランチ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１１０
_１〜Ｌ１１０_Ｌの出力端からＯＦＤＭ復調・信号合成部
５００の入力端までの間のレベル変化量を検出し、その
検出結果から各ブランチ１〜Ｌの受信アンテナ出力レベ
ルを推定する。従って、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５０
０の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例しない場
合であっても、該ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００にお
いて各ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率
で合成もしくは、選択することが可能となる。

【０１９２】上記例において、受信部Ａ２００_１、２１
０_１〜Ｌ２００_Ｌ、２１０_Ｌのパイロット信号多重機能
が参照信号多重手段に、信号合成部４００のレベル検出
部Ａ４１２_１〜レベル検出部Ｌ４１２_Ｌの機能が受信信
号レベル推定手段、参照信号検出手段、増幅度推定手
段、レベル減衰量推定手段に対応し、ＯＦＤＭ復調・信
号合成部５００のＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１
_Ｌのパイロット信号電力検出回路５１１９のパイロット
信号検出機能が参照信号検出手段に、同部５００の信号
合成回路５２０のレベル推定機能が増幅度推定手段、レ
ベル減衰量推定手段、レベル変化量推定手段に対応す
る。また、受信部Ａ２００_１、２１０_１〜Ｌ２００_Ｌ、
２１０_Ｌのパイロット信号発生器２５と加算器２４の具
備位置が参照信号配置手段に対応し、同期変調ＯＦＤＭ
信号用ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００のＯＦＤＭ復調
部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_ＬのＳＰ抽出・伝送路特性推定
回路５１２１の伝送路特性推定機能が伝送路特性推定手
段に対応する。さらに、同部５００の信号合成回路５２
０のパイロット信号電力算出機能が参照電力算出手段、
参照信号電力振幅変換手段に対応する。

【０１９３】

【発明の効果】以上、説明したように、請求項１乃至１
１記載の本願発明によれば、各受信アンテナで受信した
受信信号の帯域外に参照信号（以下、パイロット信号と
いう）を多重し、その多重したパイロット信号のレベル
を参照することで、各受信アンテナの出力端から信号合
成を行う信号合成段の入力端までのレベル変化量を検出
できるので、この検出結果から各受信アンテナから出力
された受信信号のレベルあるいは受信信号のＣ／Ｎを推
定することができる。その結果、各受信アンテナからの
受信信号を最適な比率で合成したり、選択することが可
能になる。また、本発明によれば、受信信号レベル推定
用のパイロット信号を受信信号の帯域外に多重するだけ
なので、装置の複雑性を招くことなく最適なダイバーシ
ティ受信装置の提供が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示すシングルキャリ
ア方式ダイバーシティ受信装置の構成図である。

【図２】受信部の構成の例を示す図（その１）である。

【図３】受信部の構成の例を示す図（その２）である。

【図４】受信部の構成の例を示す図（その３）である。

【図５】信号合成部の構成の例を示す図（その１）であ
る。

【図６】信号合成部の構成の例を示す図（その２）であ
る。

【図７】本発明の第２の実施形態を示すＯＦＤＭダイバ
ーシティ受信装置の構成図である。

【図８】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図
（同期変調ＯＦＤＭ信号用）である。

【図９】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図
（差動変調ＯＦＤＭ信号用）である。

【図１０】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と
非同期の場合を示す説明図である。

【図１１】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と
同期している場合を示す説明図である。

【符号の説明】

２１、２９、２１３、５１０１、５１０４ バンドパス
フィルター（ＢＰＦ） ２２ ＲＦ増幅器（ＬＮＡ） ２３、４１２１、４１２６ 分配器 ２４ 加算器 ２５ パイロット信号発生器 ２６、５１０５ 利得可変増幅器（ＡＧＣ増幅器） ２７ 局部発信器 ２８、４１３_１、４１３_２、４１３_Ｌ、５１０２、５１
０９、５１１０乗算器 １００_１、１１０_１ 受信アンテナＡ １００_２、１１０_２ 受信アンテナＢ １００_Ｌ、１１０_Ｌ 受信アンテナＬ ２００_１、２１０_１ 受信部Ａ ２００_２、２１０_２ 受信部Ｂ ２００_Ｌ、２１０_Ｌ 受信部Ｌ ２１０ ＩＦ増幅器 ２１１ レベル検出器 ２１２ 制御電圧発生器 ３００_１、３００_２、３００Ｌ、３１０_１、３１０_２、
３１０_Ｌ ケーブル ４００ 信号合成部 ４１１_１ 位相調整部Ａ ４１１_２ 位相調整部Ｂ ４１１_Ｌ 位相調整部Ｌ ４１２_１ レベル検出部Ａ ４１２_２ レベル検出部Ｂ ４１２_Ｌ レベル検出部Ｌ ４１４ 合成係数生成回路 ４１５ 合成器 ４１２２ パイロット信号抽出用ＢＰＦ ４１２３ 受信信号抽出用ＢＰＦ ４１２４、４１２５ レベル検出器 ５００ ＯＦＤＭ復調・信号合成部 ５０１_１ ＯＦＤＭ復調部Ａ ５０１_２ ＯＦＤＭ復調部Ｂ ５０１_Ｌ ＯＦＤＭ復調部Ｌ ５１０３ 局部発信器 ５１０６ Ａ／Ｄ変換器 ５１０７、５１０８ 固定パターン発生器 ５１１１、５１１２ ＬＰＦ ５１１３、５１１４ ４：１間引き回路 ５１１５ 周波数位相誤差検出回路 ５１１６ 複素位相回転器 ５１１７ 有効シンボル期間抽出回路 ５１１８ ＦＦＴ回路 ５１１９ パイロット信号電力検出回路 ５１２０ フレーム同期検出回路 ５１２１ ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路 ５２０ 信号合成回路 ５３０ 判定・識別回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 池田 哲臣 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 中原 俊二 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K059 CC03 DD02 DD31 DD44

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】単一キャリアで変調された信号を複数の受
   信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信
   信号を選択又は合成するダイバーシティ受信装置におい
   て、 上記複数の受信アンテナから出力される受信信号の周波
   数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、 該多重された参照信号の信号レベルを参照して、各受信
   アンテナから出力される受信信号のレベルを推定する受
   信信号レベル推定手段とを有するダイバーシティ受信装
   置。
2. 【請求項２】請求項１記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記参照信号多重手段は、受信した受信信号を一定値ま
   で増幅する増幅器の前方に所定レベルの上記参照信号を
   発生させて多重する参照信号配置手段を有するダイバー
   シティ受信装置。
3. 【請求項３】請求項１記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記受信信号レベル推定手段は、上記参照信号を検出す
   る参照信号検出手段と、 該検出された参照信号に基づき上記増幅器で増幅した受
   信信号の増幅度を推定する増幅度推定手段と、 上記増幅器を含む受信部の出力から複数の受信信号を選
   択又は合成する信号合成部の入力までの間の信号レベル
   の減衰量を推定するレベル減衰量推定手段とを有し、 上記推定した増幅度と、上記信号レベルの減衰量とに基
   づいて各受信アンテナから出力された受信信号のレベル
   を推定するダイバーシティ受信装置。
4. 【請求項４】請求項１記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記参照信号を多重する前の受信信号を検出し、その検
   出した受信信号のレベルに基づいて多重した信号を増幅
   するダイバーシティ受信装置。
5. 【請求項５】請求項１記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記参照信号を多重した後に増幅器で増幅された受信信
   号を濾波手段により抽出し、その抽出した受信信号のレ
   ベルに基づいて多重した信号を増幅するダイバーシティ
   受信装置。
6. 【請求項６】請求項１記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記参照信号を多重した後の信号から濾波手段により受
   信信号のみを抽出し、その抽出した受信信号のレベルに
   基づいて多重した信号を増幅するダイバーシティ受信装
   置。
7. 【請求項７】特定キャリアにパイロットを分散的に挿入
   して送信する同期変調方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割
   多重）信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その
   受信した複数個の受信信号を選択又は合成するダイバー
   シティ受信装置において、 上記複数の受信アンテナから出力される受信信号の周波
   数帯域外に発生させた参照信号を多重する参照信号多重
   手段と、 該多重された参照信号の信号レベルを参照して、各受信
   アンテナから出力されるＯＦＤＭ信号のレベルを推定す
   るＯＦＤＭ信号レベル推定手段とを有するダイバーシテ
   ィ受信装置。
8. 【請求項８】請求項７記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 上記ＯＦＤＭ信号レベル推定手段は、上記参照信号を検
   出する参照信号検出手段と、 該検出された参照信号に基づき上記増幅器で増幅した受
   信信号の増幅度を推定する増幅度推定手段と、 上記増幅器から複数の受信信号を選択又は合成する信号
   合成部の入力までの間の信号レベルの減衰量を推定する
   レベル減衰量推定手段と、 上記信号合成部に備えられるＡ/Ｄ変換器の入力範囲に
   適合させるためのＡＧＣ回路によるレベル変化量を推定
   するレベル変化量推定手段とを有し、 上記推定したレベル変化量と、各アンテナからの受信信
   号をそれぞれ高速フーリエ変換して得られるＯＦＤＭ信
   号のパイロットキャリアのデータから得られる伝送路特
   性とに基づいて、各受信アンテナから出力されるＯＦＤ
   Ｍ信号のレベルを推定することを特徴とするダイバーシ
   ティ受信装置。
9. 【請求項９】請求項７記載のダイバーシティ受信装置に
   おいて、 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の各キャリアのデ
   ータ変調に同期変調の代わりに差動変調を用いるダイバ
   ーシティ受信装置。
10. 【請求項１０】請求項９記載のダイバーシティ受信装置
    において、 上記ＯＦＤＭ信号レベル推定手段は、上記参照信号を検
    出する参照信号検出手段と、 該検出された参照信号に基づき上記増幅器で増幅した受
    信信号の増幅度を推定する増幅度推定手段と、 上記増幅器から複数の受信信号を選択又は合成する信号
    合成部の入力までの間の信号レベルの減衰量を推定する
    レベル減衰量推定手段と、 上記信号合成部に備えられるＡ/Ｄ変換器の入力範囲に
    適合させるためのＡＧＣ回路によるレベル変化量を推定
    するレベル変化量推定手段とを有し、 上記推定したレベル変化量と、各アンテナからの受信信
    号をそれぞれ高速フーリエ変換して得られるＯＦＤＭ信
    号の各キャリアのレベルとに基づいて各受信アンテナか
    らの出力されるＯＦＤＭ信号のレベルを推定することを
    特徴とするダイバーシティ受信装置。
11. 【請求項１１】請求項７又は９記載のダイバーシティ受
    信装置において、 各受信アンテナからの受信信号を周波数軸上のキャリア
    データに変換した後、上記参照信号の周波数に相当する
    周波数軸上の周波数サンプル点の近傍のキャリアデータ
    の電力を積分して上記参照信号の電力を求める参照電力
    算出手段と、 上記参照信号の電力を振幅に変換する参照信号電力振幅
    変換手段とを有するダイバーシティ受信装置。