JP2002152612A - デジタル信号受信用チューナ - Google Patents
デジタル信号受信用チューナInfo
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- JP2002152612A JP2002152612A JP2000346262A JP2000346262A JP2002152612A JP 2002152612 A JP2002152612 A JP 2002152612A JP 2000346262 A JP2000346262 A JP 2000346262A JP 2000346262 A JP2000346262 A JP 2000346262A JP 2002152612 A JP2002152612 A JP 2002152612A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
- H03J5/244—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection using electronic means
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 トラッキング調整を不要にできかつノイズの
発生を極力減らしたデジタル信号受信用チューナを提供
する。 【解決手段】 受信信号入力はＨＰＦ１を通過後入力切
換回路２，１４，２２に入り、HIGH BAND，MID BAND，L
OW BAND の各回路に切換られる。各バンドの受信信号は
高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０によって帯
域切換が行なわれ、高周波増幅器４，１６，２４によっ
て高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１
７０，２５０によって受信信号が導出され、混合回路
６，１８，２６によって局部発振回路７，１３，８から
の局部発振信号と混合されて中間周波信号がＩＦ増幅回
路１９，ＳＡＷフィルタ２０およびＩＦ増幅回路２１に
導出される。ＰＬＬ選局回路２７０は各バンドごとの切
換電圧を出力するとともに、局部発振回路７，１３，８
のＰＬＬ制御を行なう。
発生を極力減らしたデジタル信号受信用チューナを提供
する。 【解決手段】 受信信号入力はＨＰＦ１を通過後入力切
換回路２，１４，２２に入り、HIGH BAND，MID BAND，L
OW BAND の各回路に切換られる。各バンドの受信信号は
高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０によって帯
域切換が行なわれ、高周波増幅器４，１６，２４によっ
て高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１
７０，２５０によって受信信号が導出され、混合回路
６，１８，２６によって局部発振回路７，１３，８から
の局部発振信号と混合されて中間周波信号がＩＦ増幅回
路１９，ＳＡＷフィルタ２０およびＩＦ増幅回路２１に
導出される。ＰＬＬ選局回路２７０は各バンドごとの切
換電圧を出力するとともに、局部発振回路７，１３，８
のＰＬＬ制御を行なう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はデジタル信号受信
用チューナに関し、特に、デジタルテレビ放送信号を受
信するデジタル信号受信用チューナに関する。
用チューナに関し、特に、デジタルテレビ放送信号を受
信するデジタル信号受信用チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】ケーブルテレビの家庭への引込線を同軸
ケーブルのままにしておき、幹線ネットワークを光ファ
イバ化したＨＦＣ（Hybrid Fiber Coax）導入計画が進
められている。これは各家庭に数Ｍビット／秒の広帯域
データ通信サービスを提供しようとしているためであ
り、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）
では、帯域幅６ＭＨｚ，伝送速度３０Ｍビット／秒の高
速データラインを作ることができる。これにケーブルモ
デムが使用される。そして、ケーブルテレビの空きチャ
ネルを利用して４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高
速データ通信を実現することができる。
ケーブルのままにしておき、幹線ネットワークを光ファ
イバ化したＨＦＣ（Hybrid Fiber Coax）導入計画が進
められている。これは各家庭に数Ｍビット／秒の広帯域
データ通信サービスを提供しようとしているためであ
り、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）
では、帯域幅６ＭＨｚ，伝送速度３０Ｍビット／秒の高
速データラインを作ることができる。これにケーブルモ
デムが使用される。そして、ケーブルテレビの空きチャ
ネルを利用して４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高
速データ通信を実現することができる。
【０００３】一方、デジタルセットトップボックス（Ｓ
ＴＢ）と呼ばれるＣＡＴＶ用チューナがある。ケーブル
モデムでは、ＣＡＴＶ局側から送られてくる下りのデー
タ信号をテレビジョンモニタに表示するものであるのに
対して、ＳＴＢではＣＡＴＶ局側から送られてくるＱＰ
ＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調された下
りのデータ信号をチューナから分岐し、ＣＰＵで処理し
てパーソナルコンピュータに出力できるようにしたもの
である。このため、ケーブルモデムでは、５４ＭＨｚ〜
８６０ＭＨｚ帯のＣＡＴＶの空きチャネルを利用して下
りのデータ信号を送出しているのに対して、ＳＴＢでは
別の帯域の７０ＭＨｚ〜１３０ＭＨｚの周波数が用いら
れる。
ＴＢ）と呼ばれるＣＡＴＶ用チューナがある。ケーブル
モデムでは、ＣＡＴＶ局側から送られてくる下りのデー
タ信号をテレビジョンモニタに表示するものであるのに
対して、ＳＴＢではＣＡＴＶ局側から送られてくるＱＰ
ＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調された下
りのデータ信号をチューナから分岐し、ＣＰＵで処理し
てパーソナルコンピュータに出力できるようにしたもの
である。このため、ケーブルモデムでは、５４ＭＨｚ〜
８６０ＭＨｚ帯のＣＡＴＶの空きチャネルを利用して下
りのデータ信号を送出しているのに対して、ＳＴＢでは
別の帯域の７０ＭＨｚ〜１３０ＭＨｚの周波数が用いら
れる。
【０００４】現在のアナログ地上波テレビジョン放送
は、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯の両方を使って行なわれている
が、１９９８〜２０００年にかけて世界的に３種類のデ
ジタルテレビ放送が開始されている。我が国では、２０
０３年には地上波デジタル放送の本放送がＵＨＦ帯によ
り開始される。ＳＴＢに対するデジタル放送の入力スト
リームはほぼすべてＭＰＥＧ２が用いられる。地上放送
用，衛星放送用，ケーブルテレビ放送用を問わず、デジ
タルＳＴＢの出力には、テレビジョン受像機が用いられ
る。このため、デジタルＳＴＢは大枠でとらえれば同じ
構成がとられる。
は、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯の両方を使って行なわれている
が、１９９８〜２０００年にかけて世界的に３種類のデ
ジタルテレビ放送が開始されている。我が国では、２０
０３年には地上波デジタル放送の本放送がＵＨＦ帯によ
り開始される。ＳＴＢに対するデジタル放送の入力スト
リームはほぼすべてＭＰＥＧ２が用いられる。地上放送
用，衛星放送用，ケーブルテレビ放送用を問わず、デジ
タルＳＴＢの出力には、テレビジョン受像機が用いられ
る。このため、デジタルＳＴＢは大枠でとらえれば同じ
構成がとられる。
【０００５】ただし、フロントエンド回路やＣＡ（Cond
itional Access）方式，データ放送サービスの方式に依
存するソフトウェア，外部の機器と接続するためのデジ
タルインタフェースなどがサービスの種類や事業者によ
って異なる。
itional Access）方式，データ放送サービスの方式に依
存するソフトウェア，外部の機器と接続するためのデジ
タルインタフェースなどがサービスの種類や事業者によ
って異なる。
【０００６】図４は従来のケーブルモデムの概略ブロッ
ク図である。図４において、受信信号はＩＦフィルタで
あるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１に入力されて低域成
分が除去され、入力切換回路２，１４，２２に与えら
れ、HIGH BAND，MID BAND，LOWBANDに切換えられる。Ｈ
ＰＦ１は５〜４２ＭＨｚでの減衰域，５４ＭＨｚ以上を
通過域とする。HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID
BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７
０ＭＨｚの帯域であるが、これは一例であり、その範囲
に限定されるものではない。
ク図である。図４において、受信信号はＩＦフィルタで
あるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１に入力されて低域成
分が除去され、入力切換回路２，１４，２２に与えら
れ、HIGH BAND，MID BAND，LOWBANDに切換えられる。Ｈ
ＰＦ１は５〜４２ＭＨｚでの減衰域，５４ＭＨｚ以上を
通過域とする。HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID
BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７
０ＭＨｚの帯域であるが、これは一例であり、その範囲
に限定されるものではない。
【０００７】入力切換回路２，１４，２２は一般にはス
イッチングダイオードによる切換回路あるいは帯域分割
フィルタによる切換などがある。各バンドは各々受信チ
ャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しな
いように構成されている。すなわち、たとえばHIGH BAN
Dのチャネルの受信機にはＵＨＦ帯域が選択され、ＨＰ
Ｆ１，入力切換回路２，高周波増幅入力同調回路３，高
周波増幅器４，高周波増幅出力同調回路５，混合回路
６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷ（弾性
表面波）フィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ
選局回路２７が動作し、それ以外のMID BAND （VHF HIG
H BAND）である入力切換回路１４〜混合回路１８，局部
発振回路１３、LOW BAND（VHF LOW BAND）である入力切
換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８は動作を停
止する。
イッチングダイオードによる切換回路あるいは帯域分割
フィルタによる切換などがある。各バンドは各々受信チ
ャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しな
いように構成されている。すなわち、たとえばHIGH BAN
Dのチャネルの受信機にはＵＨＦ帯域が選択され、ＨＰ
Ｆ１，入力切換回路２，高周波増幅入力同調回路３，高
周波増幅器４，高周波増幅出力同調回路５，混合回路
６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷ（弾性
表面波）フィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ
選局回路２７が動作し、それ以外のMID BAND （VHF HIG
H BAND）である入力切換回路１４〜混合回路１８，局部
発振回路１３、LOW BAND（VHF LOW BAND）である入力切
換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８は動作を停
止する。
【０００８】同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ
１，入力切換回路１４，高周波増幅入力同調回路１５，
高周波増幅器１６，高周波増幅出力同調回路１７，混合
回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡ
Ｗフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回
路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路
６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２
６，局部発振回路８が動作を停止する。
１，入力切換回路１４，高周波増幅入力同調回路１５，
高周波増幅器１６，高周波増幅出力同調回路１７，混合
回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡ
Ｗフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回
路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路
６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２
６，局部発振回路８が動作を停止する。
【０００９】LOW BAND受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回
路２２，高周波増幅入力同調回路２３、高周波増幅器２
４，高周波増幅出力同調回路２５，混合回路２６，局部
発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，
ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態
となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路
７，入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１
３が動作を停止する。
路２２，高周波増幅入力同調回路２３、高周波増幅器２
４，高周波増幅出力同調回路２５，混合回路２６，局部
発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，
ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態
となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路
７，入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１
３が動作を停止する。
【００１０】この一連の動作は、図示しないＣＰＵから
ＰＬＬ選局回路２７に選局データが送出され、チャネル
選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作
し、この回路によって各バンドの電源供給の切換が行な
われて各機能の動作制御が行なわれる。
ＰＬＬ選局回路２７に選局データが送出され、チャネル
選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作
し、この回路によって各バンドの電源供給の切換が行な
われて各機能の動作制御が行なわれる。
【００１１】次に、動作について説明する。受信信号が
入力端子１１を介してＨＰＦ１を通過し、入力切換回路
２，１４，２２によってバンドの切換が行なわれ、高周
波増幅入力同調回路３，１５，２３によってチャネルの
選局が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４
によって対応のチャネルの高周波信号が増幅され、高周
波増幅出力同調回路５，１７，２５によって各高周波信
号が同調し、受信信号が導出される。
入力端子１１を介してＨＰＦ１を通過し、入力切換回路
２，１４，２２によってバンドの切換が行なわれ、高周
波増幅入力同調回路３，１５，２３によってチャネルの
選局が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４
によって対応のチャネルの高周波信号が増幅され、高周
波増幅出力同調回路５，１７，２５によって各高周波信
号が同調し、受信信号が導出される。
【００１２】混合回路６，１８，２６と局部発振回路
７，１３，８とによって対応の高周波増幅出力同調回路
５，１７，２５から導出された高周波信号が中間周波数
信号に周波数変換されてＩＦ増幅回路１９に与えられ
る。中間周波数信号はさらにＳＡＷフィルタ２５を通過
した後、再度ＩＦ増幅回路２１によって増幅され、出力
端子１２から出力される。
７，１３，８とによって対応の高周波増幅出力同調回路
５，１７，２５から導出された高周波信号が中間周波数
信号に周波数変換されてＩＦ増幅回路１９に与えられ
る。中間周波数信号はさらにＳＡＷフィルタ２５を通過
した後、再度ＩＦ増幅回路２１によって増幅され、出力
端子１２から出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】図４に示した従来のケ
ーブルモデムは、高周波増幅入力同調回路３，１５，２
３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部
発振回路７，１３，８とでトラッキング調整を行なう必
要がある。この調整は、HIGH BAND，MID BAND，LOW BAN
Dのそれぞれについて行なう必要がある。
ーブルモデムは、高周波増幅入力同調回路３，１５，２
３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部
発振回路７，１３，８とでトラッキング調整を行なう必
要がある。この調整は、HIGH BAND，MID BAND，LOW BAN
Dのそれぞれについて行なう必要がある。
【００１４】これらのトラッキング調整は、各高周波増
幅入力同調回路５，１５，２３と、高周波増幅出力同調
回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８の共
振インダクタに空振コイルを用いて周波数を可変し、HI
GH BAND，MID BAND，LOW BANDごとについて行なう必要
があり、調整に要する時間が長くなり、作業コストが高
くついてしまう。
幅入力同調回路５，１５，２３と、高周波増幅出力同調
回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８の共
振インダクタに空振コイルを用いて周波数を可変し、HI
GH BAND，MID BAND，LOW BANDごとについて行なう必要
があり、調整に要する時間が長くなり、作業コストが高
くついてしまう。
【００１５】また、局部発振回路７，１３，８に含まれ
ている空振コイルは接着剤によって基板などに固定され
るが、固定されている状態を確認するために、ゴムハン
マーにてチューナを軽くたたく打振が行なわれる。しか
し、打振による空振コイルの振動による周波数変化から
発生するショックノイズや打振によるチップ型セラミッ
クコンデンサから発生する圧電効果によるノイズが発生
するという問題がある。
ている空振コイルは接着剤によって基板などに固定され
るが、固定されている状態を確認するために、ゴムハン
マーにてチューナを軽くたたく打振が行なわれる。しか
し、打振による空振コイルの振動による周波数変化から
発生するショックノイズや打振によるチップ型セラミッ
クコンデンサから発生する圧電効果によるノイズが発生
するという問題がある。
【００１６】それゆえに、この発明の主たる目的は、ト
ラッキング調整を不要にできかつノイズの発生を極力減
らすことのできるデジタル信号受信用チューナを提供す
ることである。
ラッキング調整を不要にできかつノイズの発生を極力減
らすことのできるデジタル信号受信用チューナを提供す
ることである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明は、複数の周波
数帯域のデジタルの受信信号を受信するチューナであっ
て、複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部
と、入力部から出力される受信信号を受けて各周波数帯
域により複数系統に選択して出力する入力選択回路と、
帯域切換え用の電圧が与えられたことに応じて、入力部
から出力される受信信号から対応する周波数帯域の受信
信号を抽出する高周波増幅入力フイルタ回路と、高周波
増幅入力フイルタ回路から出力される受信信号を高周波
増幅する高周波増幅回路と、帯域切換え用の電圧が与え
られたことに応じて、高周波増幅回路から出力される高
周波信号のうち所定の帯域の高周波信号を選択的に出力
する高周波増幅出力フイルタ回路と、位相同期結合ルー
プを有し、帯域切換え用の電圧を出力するとともに、各
周波数帯域ごとの局部発振信号を出力する発振回路と、
高周波増幅出力フイルタ回路で選択された高周波信号と
発振回路からの局部発振信号とを混合して中間周波信号
を出力する混合回路とを備えたことを特徴とする。
数帯域のデジタルの受信信号を受信するチューナであっ
て、複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部
と、入力部から出力される受信信号を受けて各周波数帯
域により複数系統に選択して出力する入力選択回路と、
帯域切換え用の電圧が与えられたことに応じて、入力部
から出力される受信信号から対応する周波数帯域の受信
信号を抽出する高周波増幅入力フイルタ回路と、高周波
増幅入力フイルタ回路から出力される受信信号を高周波
増幅する高周波増幅回路と、帯域切換え用の電圧が与え
られたことに応じて、高周波増幅回路から出力される高
周波信号のうち所定の帯域の高周波信号を選択的に出力
する高周波増幅出力フイルタ回路と、位相同期結合ルー
プを有し、帯域切換え用の電圧を出力するとともに、各
周波数帯域ごとの局部発振信号を出力する発振回路と、
高周波増幅出力フイルタ回路で選択された高周波信号と
発振回路からの局部発振信号とを混合して中間周波信号
を出力する混合回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】これにより、従来のチューナの回路構成を
大幅に変更することなく、トラッキング調整を不要にで
きる。しかも、トラッキング調整を行なう必要がないた
め空芯コイルからなる可変インダクタを用いることな
く、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用い
ることが可能となる。
大幅に変更することなく、トラッキング調整を不要にで
きる。しかも、トラッキング調整を行なう必要がないた
め空芯コイルからなる可変インダクタを用いることな
く、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用い
ることが可能となる。
【００１９】また、高周波増幅入力フイルタ回路と高周
波増幅出力フイルタ回路はバンドパスフイルタであるこ
とを特徴とする。
波増幅出力フイルタ回路はバンドパスフイルタであるこ
とを特徴とする。
【００２０】また、高周波増幅入力フイルタ回路はバン
ドパスフイルタであり、高周波増幅出力フイルタ回路は
ローパスフイルタであることを特徴とする。
ドパスフイルタであり、高周波増幅出力フイルタ回路は
ローパスフイルタであることを特徴とする。
【００２１】さらに、発振回路は、各周波数帯域に対応
して設けられて対応する局部発振信号を出力する電圧制
御発振器と、各電圧制御発振器とともに位相同期結合ル
ープを構成する位相同期結合回路とを含むことを特徴と
する。このように各電圧制御発振器とフイルタ回路を独
立に構成することにより、トラッキング調整を不要にで
きる。
して設けられて対応する局部発振信号を出力する電圧制
御発振器と、各電圧制御発振器とともに位相同期結合ル
ープを構成する位相同期結合回路とを含むことを特徴と
する。このように各電圧制御発振器とフイルタ回路を独
立に構成することにより、トラッキング調整を不要にで
きる。
【００２２】さらに、位相同期結合回路は、ストロンチ
ュームセラミックコンデンサからなるループフイルタを
含むことを特徴とする。これにより、マイクロフォニッ
クノイズを軽減できる。
ュームセラミックコンデンサからなるループフイルタを
含むことを特徴とする。これにより、マイクロフォニッ
クノイズを軽減できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】この図１に示した実施形態は、図
４の高周波増幅入力同調回路３，１５，２３に代えて、
高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０を用い、図
４の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５に代えて、
高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０を用い、Ｐ
ＬＬ選局回路２７に代えてＰＬＬ選局回路２７０を用い
るものであり、それ以外の構成は図４と同じである。
４の高周波増幅入力同調回路３，１５，２３に代えて、
高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０を用い、図
４の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５に代えて、
高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０を用い、Ｐ
ＬＬ選局回路２７に代えてＰＬＬ選局回路２７０を用い
るものであり、それ以外の構成は図４と同じである。
【００２４】図４に示した各高周波同調回路３，１５，
２３，５，１７，２５はトラッキング調整のために空振
コイルを適用し、インダクタを可変し、局部発振回路
７，１３，８を構成するＶＣＯのローカル周波数調整を
行ないかつ高周波増幅回路の同調回路であるインダクタ
を可変してトラッキング調整を行なっていた。
２３，５，１７，２５はトラッキング調整のために空振
コイルを適用し、インダクタを可変し、局部発振回路
７，１３，８を構成するＶＣＯのローカル周波数調整を
行ないかつ高周波増幅回路の同調回路であるインダクタ
を可変してトラッキング調整を行なっていた。
【００２５】これに対して、図１に示した実施形態は、
高周波増幅の同調回路をＢＰＦ３０，１５０，２３０，
５０，１７０，２５０で構成することにより、局部発振
回路７，１３，８のＶＣＯと各々独立しているためトラ
ッキング調整を行なう必要がなく、可変インダクタを用
いることなく、ＢＰＦのコイルを固定したインダクタと
して用いることが可能となる。
高周波増幅の同調回路をＢＰＦ３０，１５０，２３０，
５０，１７０，２５０で構成することにより、局部発振
回路７，１３，８のＶＣＯと各々独立しているためトラ
ッキング調整を行なう必要がなく、可変インダクタを用
いることなく、ＢＰＦのコイルを固定したインダクタと
して用いることが可能となる。
【００２６】また、高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅
出力ＢＰＦを用いることにより、振動によるショックノ
イズ対策としてコイルレスの効果が得られる。空振コイ
ルから固定のインダクタに変更することにより、振動に
よる局部発振回路におけるＶＣＯの周波数変動の影響も
軽減される。また、打振によるセラミックコンデンサの
圧電歪み効果によるショックノイズ対策として、ＰＬＬ
ループフィルタにストロンチウム系コンデンサを採用す
ることにより、マイクロニックノイズの軽減が可能とな
る。
出力ＢＰＦを用いることにより、振動によるショックノ
イズ対策としてコイルレスの効果が得られる。空振コイ
ルから固定のインダクタに変更することにより、振動に
よる局部発振回路におけるＶＣＯの周波数変動の影響も
軽減される。また、打振によるセラミックコンデンサの
圧電歪み効果によるショックノイズ対策として、ＰＬＬ
ループフィルタにストロンチウム系コンデンサを採用す
ることにより、マイクロニックノイズの軽減が可能とな
る。
【００２７】さらに、トラッキング調整の無調整化およ
びコイルレス化は経済性の面で低減が可能であり、特に
チューナの製造コストに占める割合が高く効果が極めて
大きくなる。
びコイルレス化は経済性の面で低減が可能であり、特に
チューナの製造コストに占める割合が高く効果が極めて
大きくなる。
【００２８】次に、動作について説明する。受信信号は
ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に
入り、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDの各回路に切換
えられる。ＨＰＦ１は５〜４６ＭＨｚの減衰域，５４Ｍ
Ｈｚ以上が通過域とするハイパスフィルタであり、HIGH
BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４
７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの周波数範
囲が定められるが、その範囲は特に限定されるものでは
ない。
ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に
入り、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDの各回路に切換
えられる。ＨＰＦ１は５〜４６ＭＨｚの減衰域，５４Ｍ
Ｈｚ以上が通過域とするハイパスフィルタであり、HIGH
BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４
７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの周波数範
囲が定められるが、その範囲は特に限定されるものでは
ない。
【００２９】入力切換回路２，１４，２２は一般的なス
イッチングダイオードによる切換方法あるいは帯域分割
によるフィルタによる方法などが用いられる。この図１
では、スイッチングダイオードによる方法が用いられ
る。各バンドが各々受信チャネルに応じて動作状態とな
り、他のバンドは動作しない機能となっている。
イッチングダイオードによる切換方法あるいは帯域分割
によるフィルタによる方法などが用いられる。この図１
では、スイッチングダイオードによる方法が用いられ
る。各バンドが各々受信チャネルに応じて動作状態とな
り、他のバンドは動作しない機能となっている。
【００３０】たとえば、HIGH BANDのチャネル受信時
は、ＨＰＦ，入力切換回路２，高周波増幅入力ＢＰＦ３
０，高周波増幅器４，高周波増幅出力ＢＰＦ５０，混合
回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフ
ィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２
７０の機能が動作状態となり、入力切換回路１４〜混合
回路１８，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振
回路１３，８が動作を停止する。
は、ＨＰＦ，入力切換回路２，高周波増幅入力ＢＰＦ３
０，高周波増幅器４，高周波増幅出力ＢＰＦ５０，混合
回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフ
ィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２
７０の機能が動作状態となり、入力切換回路１４〜混合
回路１８，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振
回路１３，８が動作を停止する。
【００３１】同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ
１，入力切換回路１４， 高周波増幅入力ＢＰＦ１５
０，高周波増幅器１６，高周波増幅出力ＢＰＦ１７０，
混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，
ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選
局回路２７０が動作状態となり、その他の入力切換回路
２〜混合回路６，入力切換回路２２〜混合回路２６，局
部発振回路７，８が動作を停止する。LOW BANDの受信時
は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部
発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，
ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状
態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路
７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８
が動作を停止する。
１，入力切換回路１４， 高周波増幅入力ＢＰＦ１５
０，高周波増幅器１６，高周波増幅出力ＢＰＦ１７０，
混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，
ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選
局回路２７０が動作状態となり、その他の入力切換回路
２〜混合回路６，入力切換回路２２〜混合回路２６，局
部発振回路７，８が動作を停止する。LOW BANDの受信時
は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部
発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，
ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状
態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路
７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８
が動作を停止する。
【００３２】この一連の動作は、図示しないＣＰＵより
ＰＬＬ選局回路２７０に選局データとして送出され、チ
ャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路
が動作し、この回路にて各バンドの電源供給の切換が行
なわれて機能の動作制御が行なわれる。
ＰＬＬ選局回路２７０に選局データとして送出され、チ
ャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路
が動作し、この回路にて各バンドの電源供給の切換が行
なわれて機能の動作制御が行なわれる。
【００３３】次に、各バンドの動作状態について説明す
る。受信信号は、ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路
２，１４，２２に入りバンド切換が行なわれ、高周波増
幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０にて帯域切換が行な
われる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって高
周波信号が高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ
５０，１７０，２５０にて受信信号が導出される。混合
回路６，１８，２６および局部発振回路７，８，１３に
よって高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０から
導出された信号が周波数変換され、ＩＦ増幅回路１９に
入り、ＳＡＷフィルタ２０を通過した後、再度ＩＦ増幅
回路２１で増幅され、ＩＦ出力端子１２が導出される。
これらの一連の動作は各ＵＨＦバンド，VHF HIGH BAN
D，VHF LOWBANDにおいて共通である。
る。受信信号は、ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路
２，１４，２２に入りバンド切換が行なわれ、高周波増
幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０にて帯域切換が行な
われる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって高
周波信号が高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ
５０，１７０，２５０にて受信信号が導出される。混合
回路６，１８，２６および局部発振回路７，８，１３に
よって高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０から
導出された信号が周波数変換され、ＩＦ増幅回路１９に
入り、ＳＡＷフィルタ２０を通過した後、再度ＩＦ増幅
回路２１で増幅され、ＩＦ出力端子１２が導出される。
これらの一連の動作は各ＵＨＦバンド，VHF HIGH BAN
D，VHF LOWBANDにおいて共通である。
【００３４】図１に示す高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１
５０，２３０および高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７
０，２５０をＢＰＦとＬＰＦの合成、たとえば高周波増
幅入力回路にＢＰＦを用い、高周波増幅出力回路にＬＰ
Ｆを用いるようにしてもよい。また、高周波増幅入力回
路および出力回路に可変型イメージフィルタまたは可変
型イメージトラップをＬＰＦまたはＢＰＦと合成した回
路にて形成し、ＰＬＬループによって選局した回路構成
も可能となる。
５０，２３０および高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７
０，２５０をＢＰＦとＬＰＦの合成、たとえば高周波増
幅入力回路にＢＰＦを用い、高周波増幅出力回路にＬＰ
Ｆを用いるようにしてもよい。また、高周波増幅入力回
路および出力回路に可変型イメージフィルタまたは可変
型イメージトラップをＬＰＦまたはＢＰＦと合成した回
路にて形成し、ＰＬＬループによって選局した回路構成
も可能となる。
【００３５】図２は、図１に示した局部発振回路とＰＬ
Ｌ制御回路の具体的な例を示す図である。図２におい
て、局部発振回路７はＶＣＯ７１と差動回路７２とを含
み、局部発振回路１３はＶＣＯ１３１と差動回路１３２
とを含み、局部発振回路８はＶＣＯ８１と差動回路８２
とを含む。各差動回路７２，１３２，８２は対応のＶＣ
Ｏ７１，１３１，８１の発振出力を取出して対応の混合
回路６，１８，２６に局部発振信号を与える。
Ｌ制御回路の具体的な例を示す図である。図２におい
て、局部発振回路７はＶＣＯ７１と差動回路７２とを含
み、局部発振回路１３はＶＣＯ１３１と差動回路１３２
とを含み、局部発振回路８はＶＣＯ８１と差動回路８２
とを含む。各差動回路７２，１３２，８２は対応のＶＣ
Ｏ７１，１３１，８１の発振出力を取出して対応の混合
回路６，１８，２６に局部発振信号を与える。
【００３６】ＶＣＯ７１，１３１，８１には、それぞれ
インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、帰還容量Ｃ１〜Ｃ４，
Ｃ５〜Ｃ８，Ｃ９〜Ｃ１２と、可変容量ダイオードＤ
１，ＤＤ２，Ｄ３と、可変容量制御コンデンサＣ１３，
Ｃ１４，Ｃ１５と、バイアス抵抗Ｒ１およびＲ２，Ｒ３
およびＲ４，Ｒ５およびＲ６とが接続されている。
インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、帰還容量Ｃ１〜Ｃ４，
Ｃ５〜Ｃ８，Ｃ９〜Ｃ１２と、可変容量ダイオードＤ
１，ＤＤ２，Ｄ３と、可変容量制御コンデンサＣ１３，
Ｃ１４，Ｃ１５と、バイアス抵抗Ｒ１およびＲ２，Ｒ３
およびＲ４，Ｒ５およびＲ６とが接続されている。
【００３７】また、各ＶＣＯ７１，１３１，８１の出力
は共通的にカウンタ２７１に与えられてカウンタ２７１
により局部発振信号が計数され、その計数出力がコンパ
レータ２７２に与えられる。さらに、基準発振器２７３
の発振出力がカウンタ２７４に与えられて計数され、そ
の計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。コンパ
レータ２７２はカウンタ２７１と２７４との計数出力を
比較し、その比較出力をバッファアンプ２７５，２７６
に与え、バッファアンプ２７６の出力はコンデンサＣ１
６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０と抵抗Ｒ７，Ｒ１９からな
るループフィルタによって直流電圧に変換されてＶＣＯ
７１，１３１，８１にフィードバックされる。なお、ル
ープフイルタを構成するコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ
１８，Ｃ２０には、マイクロフォニックノイズ対策とし
てストロンチュームセラミックコンデンサが用いられ
る。
は共通的にカウンタ２７１に与えられてカウンタ２７１
により局部発振信号が計数され、その計数出力がコンパ
レータ２７２に与えられる。さらに、基準発振器２７３
の発振出力がカウンタ２７４に与えられて計数され、そ
の計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。コンパ
レータ２７２はカウンタ２７１と２７４との計数出力を
比較し、その比較出力をバッファアンプ２７５，２７６
に与え、バッファアンプ２７６の出力はコンデンサＣ１
６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０と抵抗Ｒ７，Ｒ１９からな
るループフィルタによって直流電圧に変換されてＶＣＯ
７１，１３１，８１にフィードバックされる。なお、ル
ープフイルタを構成するコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ
１８，Ｃ２０には、マイクロフォニックノイズ対策とし
てストロンチュームセラミックコンデンサが用いられ
る。
【００３８】このような構成は従来より知られたＰＬＬ
回路の代表例であり、その動作については説明を省略す
る。
回路の代表例であり、その動作については説明を省略す
る。
【００３９】また、ＰＬＬ制御回路２７５には、レジス
タ２８１とデコーダ２８２と電圧発生回路２８３が設け
られている。レジスタ２８１にはＣＰＵから選局データ
が与えられ、その選局データがレジスタ２８１からデコ
ーダ２８２に与えられてデコードされ、そのデコード出
力に基づいて電圧発生回路２８３から各バンドに応じた
電圧が出力される。この電圧により、ＶＣＯ７１への供
給電圧Ｖ１，ＶＣＯ１３１への供給電圧Ｖ２，ＶＣＯ８
１への供給電圧Ｖ３がそれぞれ切換えられる。また、こ
れらのバンド切換え電圧が高周波増幅入力ＢＰＦ３０，
１５０，２３０と高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，
２５０とに与えられ、対応するバンド切り替え電圧に応
じて、対応する回路が動作する。
タ２８１とデコーダ２８２と電圧発生回路２８３が設け
られている。レジスタ２８１にはＣＰＵから選局データ
が与えられ、その選局データがレジスタ２８１からデコ
ーダ２８２に与えられてデコードされ、そのデコード出
力に基づいて電圧発生回路２８３から各バンドに応じた
電圧が出力される。この電圧により、ＶＣＯ７１への供
給電圧Ｖ１，ＶＣＯ１３１への供給電圧Ｖ２，ＶＣＯ８
１への供給電圧Ｖ３がそれぞれ切換えられる。また、こ
れらのバンド切換え電圧が高周波増幅入力ＢＰＦ３０，
１５０，２３０と高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，
２５０とに与えられ、対応するバンド切り替え電圧に応
じて、対応する回路が動作する。
【００４０】図３は図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦ
と高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す
回路図である。この図３においてはHIGH BANDの回路の
みを示しているが、MID BANDおよびLOW BANDも同様にし
て構成される。
と高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す
回路図である。この図３においてはHIGH BANDの回路の
みを示しているが、MID BANDおよびLOW BANDも同様にし
て構成される。
【００４１】図３において、高周波増幅入力ＢＰＦ３０
は、コンデンサＣ２１とインダクタＬ１１とＬ１２との
直列回路と、インダクタＬ１１とＬ１２の直列接続に対
してコンデンサＣ２２が並列接続され、インダクタＬ１
１とＬ１２の接続点と接地間にインダクタＬ１３が接続
され、インダクタＬ１２とコンデンサＣ２２の接続点と
接地間にコンデンサＣ２３が接続されて構成されてい
る。
は、コンデンサＣ２１とインダクタＬ１１とＬ１２との
直列回路と、インダクタＬ１１とＬ１２の直列接続に対
してコンデンサＣ２２が並列接続され、インダクタＬ１
１とＬ１２の接続点と接地間にインダクタＬ１３が接続
され、インダクタＬ１２とコンデンサＣ２２の接続点と
接地間にコンデンサＣ２３が接続されて構成されてい
る。
【００４２】高周波増幅出力ＢＰＦ５０は、インダクタ
Ｌ１４とＬ１５の一端同士が接続され、インダクタＬ１
４の他端と接地間にコンデンサＣ２４が接続され、イン
ダクタＬ１５の他端と接地間にコンデンサＣ２６が接続
され、インダクタＬ１４とＬ１５の一端と接地間にはイ
ンダクタＬ１６とコンデンサＣ２５の直列回路が接続さ
れて構成される。
Ｌ１４とＬ１５の一端同士が接続され、インダクタＬ１
４の他端と接地間にコンデンサＣ２４が接続され、イン
ダクタＬ１５の他端と接地間にコンデンサＣ２６が接続
され、インダクタＬ１４とＬ１５の一端と接地間にはイ
ンダクタＬ１６とコンデンサＣ２５の直列回路が接続さ
れて構成される。
【００４３】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【００４４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、高周
波増幅回路の前段に高周波増幅入力フィルタ回路を備
え、高周波増幅回路の出力側に高周波増幅出力フィルタ
回路を設け、帯域切換用の電圧に応じてこれらの高周波
増幅入力フィルタ回路と高周波増幅出力フィルタ回路と
を動作させ、所望の帯域の高周波信号を選択的に出力す
るようにしたので、従来のようにトラッキング調整を不
要にでき、トラッキング調整を行なう必要がないため可
変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成す
る固定したインダクタを用いることが可能となる。
波増幅回路の前段に高周波増幅入力フィルタ回路を備
え、高周波増幅回路の出力側に高周波増幅出力フィルタ
回路を設け、帯域切換用の電圧に応じてこれらの高周波
増幅入力フィルタ回路と高周波増幅出力フィルタ回路と
を動作させ、所望の帯域の高周波信号を選択的に出力す
るようにしたので、従来のようにトラッキング調整を不
要にでき、トラッキング調整を行なう必要がないため可
変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成す
る固定したインダクタを用いることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施形態のデジタル信号受信用
チューナのブロック図である。
チューナのブロック図である。
【図２】 図１に示した局部発振回路とＰＬＬ選局回路
の具体的な回路図である。
の具体的な回路図である。
【図３】 図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦと高周波
増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図で
ある。
増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図で
ある。
【図４】 従来のデジタル信号受信用チューナのブロッ
ク図である。
ク図である。
１ ＨＰＦ、２，１４，２２ 入力切換回路、３０，１
５０，２３０ 高周波増幅入力ＢＰＦ、４，１６，２４
高周波増幅器、５０，１７０，２５０ 高周波増幅出
力ＢＰＦ、６，１８，２６ 混合回路、７，８，１３
局部発振回路、１９，２１ ＩＦ増幅回路、２０ ＳＡ
Ｗフィルタ、２７０ ＰＬＬ選局回路、７１，８１，１
３１ ＶＣＯ、７２，８２，１３２ 差動回路、２７
１，２７４カウンタ、２７２ コンパレータ、２７３
基準発振回路、２７５，２７６バッファ、２８１ レジ
スタ、２８２ デコーダ、２８３ 電圧発生回路、Ｃ１
〜Ｃ１２ 帰還容量、Ｄ１〜Ｄ３ 可変容量ダイオー
ド、Ｃ１３〜Ｃ１５ 可変容量制御コンデンサ、Ｒ１〜
Ｒ６ バイアス抵抗、Ｃ１６〜Ｃ１８，Ｒ７，Ｒ１８，
Ｒ１９ ループフィルタ。
５０，２３０ 高周波増幅入力ＢＰＦ、４，１６，２４
高周波増幅器、５０，１７０，２５０ 高周波増幅出
力ＢＰＦ、６，１８，２６ 混合回路、７，８，１３
局部発振回路、１９，２１ ＩＦ増幅回路、２０ ＳＡ
Ｗフィルタ、２７０ ＰＬＬ選局回路、７１，８１，１
３１ ＶＣＯ、７２，８２，１３２ 差動回路、２７
１，２７４カウンタ、２７２ コンパレータ、２７３
基準発振回路、２７５，２７６バッファ、２８１ レジ
スタ、２８２ デコーダ、２８３ 電圧発生回路、Ｃ１
〜Ｃ１２ 帰還容量、Ｄ１〜Ｄ３ 可変容量ダイオー
ド、Ｃ１３〜Ｃ１５ 可変容量制御コンデンサ、Ｒ１〜
Ｒ６ バイアス抵抗、Ｃ１６〜Ｃ１８，Ｒ７，Ｒ１８，
Ｒ１９ ループフィルタ。
Claims (5)
- 【請求項１】 複数の周波数帯域のデジタルの受信信号
を受信するチューナであって、 前記複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部
と、 前記入力部から出力される受信信号を受けて各周波数帯
域により複数系統に選択して出力する入力選択回路と、 帯域切換え用の電圧が与えられたことに応じて、前記入
力部から出力される受信信号から対応する周波数帯域の
受信信号を抽出する高周波増幅入力フイルタ回路と、 前記高周波増幅入力フイルタ回路から出力される受信信
号を高周波増幅する高周波増幅回路と、 帯域切換え用の電圧が与えられたことに応じて、前記高
周波増幅回路から出力される高周波信号のうち所定の帯
域の高周波信号を選択的に出力する高周波増幅出力フイ
ルタ回路と、 位相同期結合ループを有し、前記帯域切換え用の電圧を
出力するとともに、各周波数帯域ごとの局部発振信号を
出力する発振回路と、 前記高周波増幅出力フイルタ回路で選択された高周波信
号と前記発振回路からの局部発振信号とを混合して中間
周波信号を出力する混合回路とを備えたことを特徴とす
る、デジタル信号受信用チューナ。 - 【請求項２】 前記高周波増幅入力フイルタ回路と前記
高周波増幅出力フイルタ回路はバンドパスフイルタであ
ることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル信号受
信用チューナ。 - 【請求項３】 前記高周波増幅入力フイルタ回路はバン
ドパスフイルタであり、前記高周波増幅出力フイルタ回
路はローパスフイルタであることを特徴とする、請求項
１に記載のデジタル信号受信用チューナ。 - 【請求項４】 前記発振回路は、 各周波数帯域に対応して設けられて対応する局部発振信
号を出力する電圧制御発振器と、 各電圧制御発振器とともに位相同期結合ループを構成す
る位相同期結合回路とを含むことを特徴とする、請求項
１に記載のデジタル信号受信用チューナ。 - 【請求項５】 前記位相同期結合回路は、ストロンチュ
ームセラミックコンデンサからなるループフイルタを含
むことを特徴とする、請求項４に記載のデジタル信号受
信用チューナ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000346262A JP3719926B2 (ja) | 2000-11-14 | 2000-11-14 | デジタル信号受信用チューナ |
| US09/975,997 US6891575B2 (en) | 2000-11-14 | 2001-10-15 | Reduced noise digital tuner |
| EP01124903A EP1206037A1 (en) | 2000-11-14 | 2001-10-18 | Digital signal receiving tuner |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000346262A JP3719926B2 (ja) | 2000-11-14 | 2000-11-14 | デジタル信号受信用チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002152612A true JP2002152612A (ja) | 2002-05-24 |
| JP3719926B2 JP3719926B2 (ja) | 2005-11-24 |
Family
ID=18820169
Family Applications (1)
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