JP2002026745A - 無線送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無線送信機の送信電力制御の処理の高速化を
図る。 【解決手段】 ダイオード１０１は、コンデンサ１０２
とともに、包絡線信号を出力し、オペアンプ１１１は、
包絡線信号を反転して反転出力信号を出力し、直流カッ
トコンデンサ１１２は、反転出力信号のうち交流成分信
号を出力する。抵抗素子１１３、１１４の共通接続端子
からは、交流成分信号及び包絡線信号を加算した加算信
号が出力される。加算信号は、包絡線信号のうち局部発
信器（Ｌｏ）３５の搬送波信号の成分を示すもので、ア
ンテナ９３から送信される平均送信信号電力が一定のま
まであれば、加算信号は、一定レベルになる。この加算
信号のサンプリングデータを用いて、マイクロコンピュ
ータ１３０は、送信電力制御を行うので、送信電力制御
の処理を高速化することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線送信機に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、大容量のデータを高速で転送する
ことを可能する為に、マルチコード伝送を行うスペクト
ラム拡散通信が提案されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明者は、
マルチコード伝送を行うスペクトラム拡散方式（Ｗ−Ｃ
ＤＭＡ方式）を用いた自動車電話（無線通信端末）の送
信機について、検討を行った。以下、本発明者の検討に
よるマルチコード伝送を行うスペクトラム拡散方式を用
いた自動車電話の送信機（以下、単に、マルチコード送
信機という）について図５、図６を参照して説明する。

【０００４】マルチコード送信機は、図５に示すよう
に、乗算器１１〜１８、加算器２０、２１、乗算器３
０、３１、位相移行器３２、デジタルフィルタ（ＦＩ
Ｒ）３３、３４、局部発信器（Ｌｏ）３５、３６、可変
ゲインアンプ付直交変調器４０、及びバンドパスフィル
タ５０を有している。また、可変ゲインアンプ付直交変
調器４０は、乗算器４１、４２、位相移行器４３、加算
器４４、及びゲインコントロールアンプ４５から構成さ
れている。

【０００５】また、マルチコード送信機には、図６に示
すように、局部発信器（Ｌｏ）３６、バンドパスフィル
タ５１、乗算器５２、ゲインコントロールアンプ６０、
バンドパスフィルタ７０、アンプ８０、方向性結合器９
０、アイソレータ９１、デュプレクサ９２、アンテナ９
３、検波器１００、Ａ−Ｄ変換器１２０、マイクロコン
ピュータ１３０、メモリ１４０、及びＤ−Ａ変換器１５
０が設けられている。なお、局部発信器（Ｌｏ）３５、
３６は、それぞれ、ＰＬＬ回路から成る。

【０００６】先ず、図５に示すマルチコード送信機への
入力信号として、第１の送信信号（DPDCH１：dedicated
Physical Data Channel１）、第３の送信信号（DPDCH
３：dedicated Physical Data Channel３）、第２の送
信信号（DPDCH２：dedicated Physical Data Channel
２）、制御信号（DPCCH ：dedicated Physical contoro
lChannel）が採用されている。第１の送信信号DPDCH１
は、第３の送信信号DPDCH３及び第２の送信信号DPDCH２
とともに、シリアルの通信データが、シリアル−パラレ
ル変換されたものであって、第１〜第３の送信信号（DP
DCH１、DPDCH２、DPDCH３）のレートは、各々、可変レ
ートであるものの、同一レートになっている。また、制
御信号は、自動車電話と通信網側（基地局）との同期を
とる為の同期信号を有し、制御信号のレートは、固定レ
ートである。

【０００７】図５に示す例では、送信信号（DPDCH１〜D
PDCH３）の数（以下、チャネル数という）は、「４つ」
であるものの、入力される送信信号（DPDCH）の数は、
変化するようになっている。具体的には、第１〜第３
の送信信号が入力停止で、制御信号だけ入力される。
第２、第３の送信信号が入力停止で、第１の送信信号及
び制御信号だけ入力される。第３の送信信号が入力停
止で、第１及び第２の送信信号及び制御信号だけ入力さ
れる。第１〜第３の送信信号及び制御信号の全てが入
力される。このように、マルチコード送信機では、制御
信号だけが、常時、入力されるものの、少なくとも１つ
の送信信号（DPDCH）が選択的に、入力、或いは入力停
止される。以下、マルチコード送信機において、第１〜
第３の送信信号及び制御信号の全てが入力される例につ
き説明する。

【０００８】乗算器１１は、第１の送信信号DPDCH１を
第１の拡散符号（Cd１：Channelization Code１）でス
ペクトラム拡散して第１の拡散信号を出力する。乗算器
１２は、第１の拡散信号と第１のゲインパラメータβｄ
（第１の係数）とを乗算して第１の乗算信号を出力す
る。乗算器１３は、第３の送信信号DPDCH３を第３の拡
散符号（Cd３：Channelization Code３）でスペクトラ
ム拡散し第３の拡散信号を出力する。乗算器１４は、第
３の拡散信号と第１のゲインパラメータβｄ（第１の係
数）とを乗算し第３の乗算信号を出力する。加算器２０
は、第１及び第３の乗算信号を加算して第１の加算信号
を出力する。

【０００９】乗算器１５は、第２の送信信号DPDCH２を
第２の拡散符号（Cd２：Channelization Code２）でス
ペクトラム拡散して第２の拡散信号を出力する。乗算器
１６は、第２の拡散信号と第１のゲインパラメータβｄ
（第１の係数）とを乗算し第２の乗算信号を出力する。
乗算器１７は、制御信号DPCCHを第４の拡散コード（C
c：Channelization Code）でスペクトラム拡散して第
４の拡散信号を出力する。乗算器１８は、第２の拡散信
号と第２のゲインパラメータβｃ（第２の係数）とを乗
算し第４の乗算信号を出力する。加算器２１は、第２及
び第４の乗算信号を加算して第２の加算信号を出力す
る。

【００１０】次に、第１及び第２のゲインパラメータβ
ｄ、βｃについて説明する。先ず、通信網の基地局の受
信機では、自動車電話からの送信信号を受信し、この送
信信号に基づいて第１〜４の乗算信号の逆拡散処理を行
う。第１の乗算信号を逆拡散処理するにあたり、第２〜
４の乗算信号は、妨害信号となり、第２の乗算信号を逆
拡散処理するにあたり、第１、３、４の乗算信号は、妨
害信号となる。同様に、第３の乗算信号を逆拡散処理す
るにあたり、第１、２、４の乗算信号は、妨害信号とな
り、第４の乗算信号を逆拡散処理するにあたり、第１〜
３の乗算信号は、妨害信号となる。このため、第１〜４
の乗算信号の各々の電力が、不均一であると、第１〜４
の乗算信号の各々の逆拡散処理を良好に行うことが困難
になる。

【００１１】ここで、制御信号のレートは、固定レート
であるため、第４の拡散信号の電力は一定であるもの
の、第１〜３の送信信号（DPDCH１、DPDCH２、DPDCH
３）は、各々、上述の如く、可変レートを有するため、
第１〜３の拡散信号の各電力は、レートの変化に応じて
変化する。そこで、第１及び第２のゲインパラメータβ
ｄ、βｃは、第１〜４の乗算信号の各電力（第１〜４の
乗算信号の各ビットあたりのビットエネルギー）の合計
を一定に保ちつつ、第１及び第４の乗算信号の各電力
（第１の乗算信号のビットあたりのビットエネルギー
と、第４の乗算信号のビットあたりのビットエネルギー
と）を一致させる。これに伴い、上述のごとく、第１〜
３の送信信号のレートは、各々、同一となっているた
め、第１〜第４の乗算信号の各電力は一致する。このよ
うに、第１〜第４の乗算信号の各電力を一致させるた
め、通信網の基地局の受信機において、第１〜４の乗算
信号の各々の逆拡散処理を良好に行うことができる。

【００１２】また、乗算器３０は、加算器２０からの第
１の加算信号にロングコードを乗算する。ロングコード
は、スクランブルコードであって、自動車電話（無線通
信端末）毎の固有のコードで、通信網側において自動車
電話として識別を図る役割を果たす。なお、当該スクラ
ンブルコードとしては、ロングコードに代えて、ショー
トコードを採用してもよい。

【００１３】デジタルフィルタ（ＦＩＲ）３３は、乗算
器３０からの出力信号を受け、フィルタ信号を出力す
る。位相移行器３２は、上記ロングコードを受け、この
ロングコードの位相を９０°シフトさせた出力信号を出
力し、乗算器３１は、加算器２１からの第２の加算信号
に位相移行器３２からの出力信号と乗算する。デジタル
フィルタ（ＦＩＲ）３４は、乗算器３１からの出力信号
を受け、フィルタ信号を出力する。

【００１４】ここで、可変ゲインアンプ付直交変調器４
０では、デジタルフィルタ（ＦＩＲ）３３からのフィル
タ信号が実成分Ｉとして入力され、デジタルフィルタ
（ＦＩＲ）３４からのフィルタ信号が虚成分Ｑとして入
力される。そして、デジタルフィルタ（ＦＩＲ）３３、
３４の双方からのフィルタ信号に基づいて直交変調が行
われる。具体的には、乗算器４１は、デジタルフィルタ
（ＦＩＲ）３３からのフィルタ信号と、局部発信器（Ｌ
ｏ）３５からの搬送波信号とを乗算する。即ち、乗算器
４１は、デジタルフィルタ３３のフィルタ信号を、この
フィルタ信号に比べて周波数の高い信号に変換する。位
相移行器４３は、局部発信器（Ｌｏ）３５からの搬送波
信号を受け、この搬送波信号の位相を９０°シフトさせ
た位相移行搬送波信号を出力する。乗算器４２は、デジ
タルフィルタ（ＦＩＲ）３４からのフィルタ信号と、位
相移行器４３からの位相移行搬送波信号とを乗算する。
加算器４４は、乗算器４１、４２の双方からの出力信号
を加算し加算信号を直交変調信号として出力する。

【００１５】ゲインコントロールアンプ４５は、Ｄ−Ａ
変換器１５０からのアナログ信号に応じた可変利得で直
交変調信号（加算信号）を電力増幅して送信出力信号を
出力する。バンドパスフィルタ５０は、ゲインコントロ
ールアンプ４５の送信出力信号を受けフィルタ信号を出
力し、乗算器５２は、バンドパスフィルタ５０のフィル
タ信号と局部発信器（Ｌｏ）３６からの周波数信号とを
乗算する。即ち、乗算器５２は、バンドパスフィルタ５
０のフィルタ信号を、このフィルタ信号に比べて高い周
波数の信号に変換する。

【００１６】バンドパスフィルタ５１は、乗算器５２か
らの出力信号を受けフィルタ信号を出力する。ゲインコ
ントロールアンプ６０は、バンドパスフィルタ５１のフ
ィルタ信号を、Ｄ−Ａ変換器１５０からのデジタル信号
に応じた可変利得で、電力増幅して増幅信号を出力す
る。バンドパスフィルタ７０は、ゲインコントロールア
ンプ６０の増幅信号を受け、フィルタ信号を出力する。
アンプ８０は、バンドパスフィルタ７０からのフィルタ
信号を、予め設定された利得で電力増幅する。アンプ８
０の出力信号は、方向性結合器９０、アイソレータ９
１、デュプレクサ９２を通してアンテナ９３に出力され
る。これにより、アンプ８０の出力信号は、電磁波（電
波）を媒体として出力される。

【００１７】検波器１００には、方向性結合器９０から
の出力比例信号が入力され、この出力比例信号は、アン
プ８０の出力信号に比例した電圧レベルを有する。ここ
で、検波器１００は、図７（ａ）に示すように、ダイオ
ード１０１とコンデンサ１０２とから成る包絡線検波器
であって、方向性結合器９０の出力比例信号の正側半波
の包絡線レベルを示す検波信号（包絡線信号）を出力す
る。但し、出力比例信号のレベルは、ゲインコントロー
ルアンプ６０の増幅信号の電圧レベルに実質的に比例す
る。

【００１８】Ａ−Ｄ変換器１２０は、図６に示すよう
に、検波器１００からの検波信号をサンプリングしてサ
ンプリングデータ（デジタル信号）を出力する。メモリ
１４０の送信電力マップ１４０には、送信電力の目標値
レベル毎に対する送信電力データが保持され、マイクロ
コンピュータ１３０は、メモリ１４０の送信電力データ
のうち通信網側からの電力制御信号（目標送信電力レベ
ル）に基づいて、送信電力データを選択して、送信電力
データと、Ａ−Ｄ変換器１２０のサンプリングデータと
に応じて、利得制御信号を出力する。Ｄ−Ａ変換器１５
０は、マイクロコンピュータ１３０からの利得制御信号
をアナログ信号に変換してゲインコントロールアンプ４
５、６０を出力する。これにより、ゲインコントロール
アンプ４５は、マイクロコンピュータ１３０からの利得
制御信号に応じて送信出力信号の電力を目標送信電力レ
ベルを保つように利得が制御される。これに伴い、ゲイ
ンコントロールアンプ６０は、マイクロコンピュータ１
３０からの利得制御信号に応じて増幅信号の電力一定に
保つように利得が制御される。これにより、マイクロコ
ンピュータ１３０による送信電力制御が行われることに
なる。

【００１９】ところで、本発明者の検討によれば、増幅
信号の電力が目標送信電力レベルに応じて一定になるよ
うにゲインコントロールアンプ６０が制御されていて
も、検波器１００の検波信号において、電圧ピークレベ
ルが変動することが分かった。これは、図８、図９に示
すように、第１、第２のゲインパラメータβｄ、βｃの
変化によって、第１〜第４の乗算信号（図８、図９中、
符号Ｄ１〜Ｄ４参照）の振幅レベルが変化し、ゲインコ
ントロールアンプ６０の増幅信号の電圧波形（符号Ｃ参
照）が変化し、検波器１００の検波信号の電圧波形（図
８、図９中、符号Ｅ参照）が変化するからである。な
お、図８、図９に示す例では、第１〜第３の乗算信号の
振幅レベルが、図８中の符号ＤＬから図９中の符号Ｄ
Ｌ’に変化し、第４の乗算信号の振幅レベルが、図８中
の符号ＤＲから図９中の符号ＤＲ’に変化し、ゲインコ
ントロールアンプ６０の増幅信号の振幅レベルが、図８
中の符号ＣＬ１〜ＣＬ３から図９中の符号ＣＬ１’〜Ｃ
Ｌ３’に変化し、検波器１００の検波信号の振幅レベル
が図８中の符号ＥＬ１〜ＥＬ３から図９中の符号ＥＬ
１’〜ＥＬ３’に変化している。

【００２０】次に、このように、第１、第２のゲインパ
ラメータβｄ、βｃの変化により、検波器１００の検波
信号が変化することの具体的な例について説明する。先
ず、第１〜第３の送信信号及び制御信号の全てが入力さ
れた例につき説明する。ここで、第１、第２のゲインパ
ラメータβｄ、βｃは、上述の如く、第１〜第４の乗算
信号の各電力の合計を一定に保ちつつ第１〜第４の乗算
信号の各電力を一致させるように設定される。また、第
１、第２のゲインパラメータβｄ、βｃの最大値は
「１」である。

【００２１】例えば、制御信号のレートが１５Kbpsで、
第１〜第３の送信信号の各レートが１２０Kbpsであると
き、第１〜第４の乗算信号の各電力を一致させるために
は、第１のゲインパラメータβｄが「0.32」、第２のゲ
インパラメータβｃが「0.04」となる。そして、第１〜
第３の送信信号の各レートが１２０Kbpsから２４０Kbps
に変わると、上述の如く、第１〜第４の乗算信号の各電
力の合計を一定を保ちつつ第１〜第４の乗算信号の各電
力を一致させるためには、第１のゲインパラメータβｄ
が「0.326」となって、第２のゲインパラメータβｃが
「0.22」となる。このように、第１〜第３の送信信号の
各レートが変わると、第１及び第２のゲインパラメータ
βｄ、βｃが変わる。

【００２２】ここで、ゲインコントロールアンプ６０の
増幅信号の電圧波形は、第１〜第４の乗算信号（図８中
符号Ｄ１〜Ｄ４参照）を足し合わせたものに基づくた
め、増幅信号の電圧波形は、第１〜第３の送信信号の変
化に基づいて変わる。すなわち、アンテナ９３から送信
される平均送信電力が一定のままであっても、増幅信号
の電圧波形は、上述の如く、第１及び第２のゲインパラ
メータβｄ、βｃの組み合わせで変わるため、検波器１
００の検波信号の電圧波形（図８中符号Ｅ参照）は、第
１及び第２のゲインパラメータβｄ、βｃの組み合わせ
で変わる。

【００２３】さらに、本発明者の検討によれば、増幅信
号の電力が目標送信電力レベルに応じて一定になってい
ても、チャネル数｛送信信号（DPDCH）の数｝の変動す
ると、検波器１００の検波信号の電圧ピークレベルが変
動することが分かった。但し、第１〜第３の送信信号の
うち何れかが入力停止されたとき、入力された送信信号
（DPDCH）に対応する乗算信号（以下、対応乗算信号と
いう）と、第４の乗算信号との各電力の合計を一定に保
つとともに、対応乗算信号及び第４の乗算信号の双方の
電力を一致させるように、第１及び第２のゲインパラメ
ータβｄ、βｃは設定される。また、入力された送信信
号は、同一値の可変レートを有している。

【００２４】例えば、第１〜第３の送信信号が入力停
止で、制御信号（レート：１５Kbps）だけ入力されると
き、第２のゲインパラメータβｃが「１」になる。第
２、第３の送信信号が入力停止で、第１の送信信号（レ
ート：１２０Kbps）及び制御信号（レート：１５Kbps）
だけ入力されるとき、第１及び第２のゲインパラメータ
βｄ、βｃは、第１及び第４の乗算信号の各電力の合計
が一定で、第１及び第４の乗算信号の各電力を一致させ
るように設定されるので、第１のゲインパラメータβｄ
が「0.8」、第２のゲインパラメータβｃが「0.2」とな
る。

【００２５】第３の送信信号が入力停止で、第１及び
第２の送信信号（レート：１２０Kbps）及び制御信号
（レート：１５Kbps）だけ入力されるとき、第１及び第
２のゲインパラメータβｄ、βｃは、第１、第２、第４
の乗算信号の各電力の合計が一定で、第１、第２、第４
の乗算信号の各電力を一致させるように設定されるた
め、第１のゲインパラメータβｄが「0.445」、第２の
ゲインパラメータβｃが「0.11」となる。

【００２６】第１〜３の送信信号（レート：１２０Kb
ps）及び制御信号（レート：１５Kbps）の全てが入力さ
れるとき、第１及び第２のゲインパラメータβｄ、βｃ
は、第１〜第４の乗算信号の各電力の合計が一定で、第
１〜第４の乗算信号の各電力を一致させるように設定さ
れ、第１のゲインパラメータβｄが「0.32」、第２のゲ
インパラメータβｃが「0.04」となる。このように、チ
ャネル数が「４」のとき、〜の４通りが考えられ、
第１〜第３の送信信号のレートによって、４通り毎に、
第１及び第２のゲインパラメータβｄ、βｃの組み合わ
せが変わる。従って、アンテナ９３から送信される平均
送信信号電力が一定のままであっても、検波器１００の
検波信号の電圧波形は、第１及び第２のゲインパラメー
タβｄ、βｃの組み合わせで、変わる。

【００２７】以上のように、検波器１００の検波信号の
電圧波形は、チャネル数に加えて、第１及び第２のゲイ
ンパラメータβｄ、βｃによって変化する。このため、
ゲインコントロールアンプ４５、６０の制御（送信電力
制御）を行うにあたり、検波器１００の検波信号の電圧
の電力を精度良く求める為には、Ａ−Ｄ変換器１２０に
よって、検波信号の電圧を数多くサンプリングしてサン
プリングデータを求める必要がある。これに伴い、マイ
クロコンピュータ１３０としては、数多くのサンプリン
グデータを平均化処理して、検波信号の電力を求める必
要があるため、ゲインコントロールアンプ４５、６０の
制御のための処理速度の遅延化を招く。

【００２８】これに対して、検波器１００に代えて、図
７（ｂ）に示す検波器１００Ａを採用することも考えら
れる。検波器１００Ａは、ダイオード１０１とコンデン
サ１０２とから成る包絡線検波器に加えて、抵抗素子１
０３ａ及びコンデンサ１０３ｂから成る平滑回路を有し
ているため、検波器１００Ａの検波信号は、その立ち上
がり時及び立ち下がり時において、遅延を生じる。従っ
て、検波器１００Ａの検波信号の電力を求めるにあた
り、検波器１００Ａの検波信号における各サンプリング
データのうち、立ち上がり時及び立ち下がり時のサンプ
リングデータを除き、この除かれた各サンプリングデー
タを平均化処理する必要があるため、ゲインコントロー
ルアンプ４５、６０の制御のための処理の複雑化を招い
て、その処理速度の遅延化を招く。

【００２９】本発明は、上記点に鑑みて、可変利得増幅
器の制御のための処理速度を高速化するようにした無線
送信機を提供することを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明では、所定周波数を有する周
波数信号を一定電力で発生する周波数信号発生器（３
５）と、周波数信号が搬送波として入力されて、この搬
送波で入力信号を変調し被変調信号を出力する変調手段
（４１〜４４）と、変調手段からの被変調信号に応じ
て、可変利得で電力増幅して送信出力信号を出力する可
変利得増幅器（４５）と、送信出力信号のうち搬送波の
電力に応じたレベルを有する搬送波電力信号を出力する
電力信号出力手段（１００Ｂ、１００Ｃ）と、搬送波電
力信号と送信出力信号の電力目標値との双方に応じて前
記送信出力信号の電力が一定になるように可変利得増幅
器の可変利得を制御する制御手段（１２０、１３０、１
４０）とを有することを特徴とする。

【００３１】以上により、搬送波は、周波数信号発生器
から一定電力で発生されたものであるため、可変利得電
力増幅器の送信出力信号の電力が一定の状態では、搬送
波電力信号のレベルは一定になる。このような搬送波電
力信号を用いて、制御手段が、可変利得増幅器の可変利
得を制御するので、可変利得増幅器の制御のための処理
速度を高速化できる。

【００３２】請求項２に記載の発明では、固定レートの
制御信号と、可変レートを有する少なくとも１つの送信
信号とを、それぞれ、スペクトラム拡散して、制御拡散
信号及び送信拡散信号を出力する拡散手段（１１、１
３、１５、１７）と、送信拡散信号に第１の係数（β
ｄ）を乗算して送信乗算信号を求め、制御拡散信号に第
２の係数（βｃ）を乗算して制御乗算信号を求める乗算
手段（１２、１４、１６、１８）とを有し、第１及び第
２の係数は、送信乗算信号及び制御乗算信号の各電力の
合計を一定に保つとともに、各電力を一致させるように
設定され、変調手段は、搬送波と、入力信号としての送
信乗算信号及び制御乗算信号とに応じて、直交変調して
被変調信号を出力することを特徴とする。このようなマ
ルチコード伝送を行うスペクトル拡散送信機において
も、請求項１に記載の発明と同様な効果が得られる。

【００３３】具体的には、請求項３に記載の発明では、
拡散手段は、制御信号及び３つの送信信号を、それぞ
れ、スペクトラム拡散して、制御拡散信号及び３つの送
信拡散信号を出力し、乗算手段は、制御乗算信号を求め
るとともに、３つの送信拡散信号のそれぞれに、第１の
係数を乗算して３つの送信乗算信号を求め、３つの送信
乗算信号のうち２つの送信乗算信号を加算して第１の加
算信号を出力する第１の加算器（２０）と、３つの送信
乗算信号のうち残りの１つの送信乗算信号と、制御乗算
信号とを加算して第２の加算信号を出力する第２の加算
器（２１）とを有し、変調手段は、搬送波とともに第１
及び第２の加算信号に応じて、直交変調することを特徴
とする。

【００３４】請求項４に記載の発明では、可変利得増幅
器の後段側に設けられ、送信出力信号に応じて、可変利
得で電力増幅して電力増幅信号を出力する後段可変利得
増幅器（６０）を有し、制御手段は、搬送波電力信号と
送信出力信号の電力目標値との双方に応じて電力増幅信
号の電力が一定になるように後段可変利得増幅器の可変
利得を制御することを特徴とする。

【００３５】ここで、請求項５に記載の発明のように、
電力信号出力手段は、後段可変利得増幅器からの電力増
幅信号に応じて、電力増幅信号の半波における包絡線レ
ベルに応じた包絡線信号を出力する包絡線信号出力手段
（１０１、１０２）と、包絡線信号に対して逆位相とな
る逆位相信号を出力する逆位相信号出力手段（１１１、
１１１ａ、１１６）と、逆位相信号に応じて、逆位相信
号のうち交流成分を示す交流成分信号を出力する交流成
分信号出力手段（１１２）と、交流成分信号と包絡線信
号とを加算して搬送波電力信号を出力する加算手段（１
１４、１１３）とを有することを特徴とする。また、電
力信号出力手段としては、請求項６に記載の発明のよう
に、後段可変利得増幅器からの電力増幅信号に応じて、
電力増幅信号の正側の半波における包絡線レベルに応じ
た正側包絡線信号を出力する正側包絡線信号出力手段
（１０１、１０２）と、後段可変利得増幅器からの電力
増幅信号に応じて、電力増幅信号の負側の半波における
包絡線レベルに応じた負側包絡線信号を出力する負側包
絡線信号出力手段（１１７ａ、１１７ｂ）と、負側包絡
線信号に応じて、負側包絡線信号のうち交流成分を示す
負側交流成分信号を出力する負側交流成分信号出力手段
（１１２）と、負側交流成分信号及び正側包絡線信号を
加算して搬送波電力信号を出力する加算手段（１１４、
１１３）とを有するようにしてもよい。

【００３６】なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述
する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すも
のである。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。本実施形態におけるマルチコードを
用いたスペクトル拡散通信の自動車電話の送信機として
は、図５、図６に示す構成とブロック的に同一の構成を
有する。但し、本実施形態の検波器としては、図７
（ａ）、（ｂ）に示す検波器１００、１１０Ａと異な
り、図１に示す検波器１１０Ｂが採用される。具体的に
は、図１に示すように、検波器１１０Ｂは、ダイオード
１０１とコンデンサ１０２とから成る包絡線検波器に加
えて、回路１０３Ａを有して構成される。回路１０３Ａ
は、オペアンプ１１１、直流カットコンデンサ１１２、
抵抗素子１１１ａ、１１３〜１１５、及び平滑コンデン
サ１１２から構成されている。オペアンプ１１１は、抵
抗素子１１１ａ及び抵抗素子１１６とともに反転回路を
構成している。

【００３８】このように構成された本実施形態の検波器
１００Ｂでは、方向性結合器９０からの出力比例信号が
入力され、ダイオード１０１は、コンデンサ１０２とと
もに、出力比例信号の正側半波の包絡線レベルを示す包
絡線信号を出力する（図２（ａ）参照）。オペアンプ１
１１には、包絡線信号が入力されて、オペアンプ１１１
は、包絡線信号を反転して反転出力信号（図２（ｂ）参
照）を出力する。これにより、オペアンプ１１１は、包
絡線信号に対して逆位相となる反転出力信号を出力する
ことになる。そして、直流カットコンデンサ１１２は、
オペアンプ１１１の反転出力信号のうち、交流成分を示
す交流成分信号（図２（ｃ）参照）を出力する。そし
て、抵抗素子１１３、１１４は、直列接続されたもので
あって、交流成分信号と包絡線信号とを加算して、抵抗
素子１１３、１１４の共通接続端子からは、交流成分信
号及び包絡線信号を加算した加算信号（図２（ｄ）参
照）が出力される。

【００３９】ここで、実験によれば、抵抗素子１１３、
１１４の加算信号（搬送波電力信号）は、包絡線信号の
うち局部発信器（Ｌｏ）３５の搬送波信号の成分を示す
もので、加算信号は、ゲインコントロールアンプ４５、
６０の出力信号の電力に比例したレベルとなる。従っ
て、アンテナ９３から送信される平均送信信号電力が一
定のままであれば、第１及び第２のゲインパラメータβ
ｄ、βｃの変化（チャネル数の変化、第１〜第３の送信
信号のレート変化）に関わらず、加算信号は、一定レベ
ルになる。

【００４０】また、Ａ−Ｄ変換器１２０は、検波器１０
０Ｂの加算信号の電圧レベルをサンプリングしてサンプ
リングデータを出力し、マイクロコンピュータ１３０
は、サンプリングデータに基づいて検波器１００Ｂの加
算信号の電力を求め、この電力と、メモリ１４０の送信
電力マップの送信電力データとの差分を求め、この差分
を示す利得制御信号を出力する。Ｄ−Ａ変換器１５０
は、マイクロコンピュータ１３０からの利得制御信号を
アナログ信号に変換してゲインコントロールアンプ４
５、６０を出力する。これにより、ゲインコントロール
アンプ４５は、利得制御信号に応じて送信出力信号の電
力を目標送信電力レベルを保つように利得が制御され
る。これに伴い、ゲインコントロールアンプ６０は、利
得制御信号に応じて増幅信号の電力を目標送信電力レベ
ルを保つように利得が制御される。

【００４１】以上により、抵抗素子１１３、１１４の加
算信号は、包絡線信号（ダイオード１０１及びコンデン
サ１０２による）のうち、局部発信器（Ｌｏ）３５の搬
送波信号の成分を示すもので、加算信号は、ゲインコン
トロールアンプ４５、６０の出力信号の電力に比例した
レベルとなる。従って、アンテナ９３から送信される平
均送信信号電力が一定のままであれば、第１及び第２の
ゲインパラメータβｄ、βｃの変化（チャネル数の変
化、第１〜第３の送信信号のレート変化）に関わらず、
加算信号は、一定レベルになる。このような加算信号の
サンプリングデータを用いて、マイクロコンピュータ１
３０は、送信電力制御を行うので、送信電力制御の処理
を高速化することができる。

【００４２】なお、本発明の実施にあたり、図１に示す
回路１００Ｂに代えて、図３に示す検波器１００Ｃを採
用してもよい。この検波器１１０Ｃは、ダイオード１０
１とコンデンサ１０２とから成る包絡線検波器に加え
て、回路１０３Ｂを有して構成される。回路１０３Ｂ
は、平滑コンデンサ１１７、ダイオード１１８、直流カ
ットコンデンサ１１２、及び抵抗素子１１３、１１４か
ら構成されている。

【００４３】ダイオード１１８は、平滑コンデンサ１１
７とともに、方向性結合器９０の出力比例信号の負側半
波における包絡線レベルを示す負側包絡線信号を出力
し、直流カットコンデンサ１１２は、負側包絡線信号の
うち交流成分を示す負側交流成分信号を出力する。抵抗
素子１１３、１１４は、直列接続されてたもので、負側
交流成分信号及び包絡線信号（ダイオード１０１及びコ
ンデンサ１０２による）を加算して、抵抗素子１１３、
１１４の共通接続端子からは、負側交流成分信号及び包
絡線信号を加算してＡ−Ｄ変換器１２０に出力する。こ
れにより、上記実施形態と同様の効果が得られる。

【００４４】なお、上記実施形態では、図４に示すよう
に、４個の送信信号（DPDCH）を採用した例につき説明
したが、これに限らず、１個〜６個の送信信号を採用し
てもよい。例えば、１個の送信信号（DPDCH１）だけを
採用したとき、加算器２０、２１は削除されて、第１の
乗算信号が、第１の加算信号に代えて、直接、乗算器３
０に入力される。また、第４の乗算信号（制御信号）
が、第２の加算信号に代えて、直接、乗算器３０に入力
される。その他の構成は、上記実施形態と、実質的に、
同様である。

【００４５】このような構成においては、１個の送信
信号（DPDCH１）と制御信号（DPCCH）とが入力されると
きと、送信信号（DPDCH１）の入力が停止され、制御
信号（DPCCH）だけが入力されるときでは、方向性結合
器９０の出力比例信号（ゲインコントロールアンプ４
５、６０の出力信号）の電圧波形は、異なることにな
る。しかし、アンテナ９３から送信される平均送信電力
が一定の状態では、方向性結合器９０の出力比例信号
は、送信信号（DPDCH１）の入力／入力停止により、変
化するものの、検波器１００Ｂの加算信号の電圧レベル
一定になるため、上記実施形態と同様の効果が得られ
る。

【００４６】さらに、上記実施形態では、マルチコード
送信機を一例に取り説明したが、これに限らず、各種無
線送信機に適用してもよい。例えば、スペクトラム拡散
では、その送信信号の送信区間（送信スロットル）とし
ては、図４（ａ）に示すように、送信区間ｔ１と、この
送信区間ｔ１に比べて長い区間を有する送信区間ｔ２を
有するようになっている。

【００４７】このため、図７（ａ）に示す検波器１００
（若しくは、図７（ｂ）に示す検波器１００Ａ）を採用
すると、検波器１００の検波信号においては、送信区間
ｔ１に対する電圧ピークレベルＶ１と、送信区間ｔ２に
対する電圧ピークレベルＶ２とが異なることがある。こ
れは、送信区間ｔ１においては、立ち上がり時に遅れを
生じるため、検波器１００の検波信号は、方向性結合器
９０の出力比例信号のピークレベルに到達する前に立ち
下がりが生じるためである。これに対して、図１に示す
検波器１００Ｂ（或いは、図３に示す検波器１００Ｃ）
を採用すれば、上記実施実施形態と同様の効果が得られ
る ここで、送信区間ｔ１、ｔ２を有する送信信号を送信す
る無線送信機としては、スペクトル拡散送信機に限ら
ず、例えば、スペクトル拡散送信機、ＰＨＳ、ＰＤＣ、
ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication
s）うち、いずれかをを組み合わせた無線送信機に適用
するようにしてもよい。

【００４８】なお、本発明の実施にあたり、マルチコー
ド伝送を行うスペクトラム拡散送信機としては、自動車
電話に限らず、携帯電話等、各種無線通信装置に適用し
てもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の送信機の検波器を示す電気
回路図である。

【図２】図１に示す検波器の作動を説明する為のタイミ
ングチャートである。

【図３】上記実施形態の変形例の検波器を示す電気回路
図である。

【図４】上記実施形態の変形例を説明する為のタイミン
グチャートである。

【図５】マルチコード伝送を行うスペクトル拡散送信機
の構成の一部を示す電気回路図である。

【図６】マルチコード伝送を行うスペクトル拡散送信機
の構成の残りを示す電気回路図である。

【図７】検波器の構成を示す電気回路図である。

【図８】図７に示す検波器の出力信号を説明する為の図
である。

【図９】図７に示す検波器の出力信号を説明する為の図
である。

【符号の説明】

７０…バンドパスフィルタ、８０…アンプ、１００…検
波器、１１０Ａ…フィルタ、１１２…直流カットコンデ
ンサ、１１３、１１４…抵抗素子。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定周波数を有する周波数信号を一定電
   力で発生する周波数信号発生器（３５）と、 前記周波数信号が搬送波として入力されて、この搬送波
   で入力信号を変調し被変調信号を出力する変調手段（４
   １〜４４）と、 前記変調手段からの被変調信号に応じて、可変利得で電
   力増幅して送信出力信号を出力する可変利得増幅器（４
   ５）と、 前記送信出力信号のうち前記搬送波の電力に応じたレベ
   ルを有する搬送波電力信号を出力する電力信号出力手段
   （１００Ｂ、１００Ｃ）と、 前記搬送波電力信号と前記送信出力信号の電力目標値と
   の双方に応じて前記送信出力信号の電力が一定になるよ
   うに前記可変利得増幅器の可変利得を制御する制御手段
   （１２０、１３０、１４０）とを有することを特徴とす
   る無線送信機。
2. 【請求項２】 固定レートの制御信号と、可変レートを
   有する少なくとも１つの送信信号とを、それぞれ、スペ
   クトラム拡散して、制御拡散信号及び送信拡散信号を出
   力する拡散手段（１１、１３、１５、１７）と、 前記送信拡散信号に第１の係数（βｄ）を乗算して送信
   乗算信号を求め、前記制御拡散信号に第２の係数（β
   ｃ）を乗算して制御乗算信号を求める乗算手段（１２、
   １４、１６、１８）とを有し、 前記第１及び第２の係数は、前記送信乗算信号及び前記
   制御乗算信号の各電力の合計を一定に保つとともに、前
   記各電力を一致させるように設定され、 前記変調手段は、前記搬送波と、前記入力信号としての
   前記送信乗算信号及び前記制御乗算信号とに応じて、直
   交変調して前記被変調信号を出力することを特徴とする
   請求項１に記載の無線送信機。
3. 【請求項３】 前記拡散手段は、前記制御信号及び３つ
   の前記送信信号を、それぞれ、スペクトラム拡散して、
   前記制御拡散信号及び３つの前記送信拡散信号を出力
   し、 前記乗算手段は、前記制御乗算信号を求めるとともに、
   前記３つの送信拡散信号のそれぞれに、前記第１の係数
   を乗算して３つの前記送信乗算信号を求め、 前記３つの送信乗算信号のうち２つの送信乗算信号を加
   算して第１の加算信号を出力する第１の加算器（２０）
   と、 前記３つの送信乗算信号のうち残りの１つの送信乗算信
   号と、前記制御乗算信号とを加算して第２の加算信号を
   出力する第２の加算器（２１）とを有し、 前記変調手段は、前記搬送波とともに前記第１及び第２
   の加算信号に応じて、直交変調することを特徴とする請
   求項２に記載の無線送信機。
4. 【請求項４】 前記可変利得増幅器の後段側に設けら
   れ、前記送信出力信号に応じて、可変利得で電力増幅し
   て電力増幅信号を出力する後段可変利得増幅器（６０）
   を有し、 前記制御手段は、前記搬送波電力信号と前記送信出力信
   号の電力目標値との双方に応じて前記電力増幅信号の電
   力が一定になるように前記後段可変利得増幅器の可変利
   得を制御することを特徴とする請求項２又は３に記載の
   無線送信機。
5. 【請求項５】 前記電力信号出力手段は、 前記後段可変利得増幅器からの電力増幅信号に応じて、
   前記電力増幅信号の半波における包絡線レベルに応じた
   包絡線信号を出力する包絡線信号出力手段（１０１、１
   ０２）と、 前記包絡線信号に対して逆位相となる逆位相信号を出力
   する逆位相信号出力手段（１１１、１１１ａ、１１６）
   と、 前記逆位相信号に応じて、前記逆位相信号のうち交流成
   分を示す交流成分信号を出力する交流成分信号出力手段
   （１１２）と、 前記交流成分信号と前記包絡線信号とを加算して前記搬
   送波電力信号を出力する加算手段（１１４、１１３）と
   を有することを特徴とする請求項４に記載の無線送信
   機。
6. 【請求項６】 前記電力信号出力手段は、 前記後段可変利得増幅器からの電力増幅信号に応じて、
   前記電力増幅信号の正側の半波における包絡線レベルに
   応じた正側包絡線信号を出力する正側包絡線信号出力手
   段（１０１、１０２）と、 前記後段可変利得増幅器からの電力増幅信号に応じて、
   前記電力増幅信号の負側の半波における包絡線レベルに
   応じた負側包絡線信号を出力する負側包絡線信号出力手
   段（１１７ａ、１１７ｂ）と、 前記負側包絡線信号に応じて、前記負側包絡線信号のう
   ち交流成分を示す負側交流成分信号を出力する負側交流
   成分信号出力手段（１１２）と、 前記負側交流成分信号及び前記正側包絡線信号を加算し
   て前記搬送波電力信号を出力する加算手段（１１４、１
   １３）とを有することを特徴とする請求項４に記載の無
   線送信機。