JP2001136055A - ９０°移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周
波数帯域の９０°位相差信号を位相誤差量が少なく、か
つ、広帯域で発生し得、しかも、集積回路化可能な９０
°移相器を得る。 【解決手段】 準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような
高周波数帯域の入力信号を２波に分割した後、一方は抵
抗−容量フィルタ２に入力し、他方は容量−抵抗フィル
タ３に入力する。抵抗−容量フィルタ２及び容量−抵抗
フィルタ３の各出力信号は、それぞれギルバートセル型
アナログ乗算器４に供給されて乗算されることにより、
入力信号周波数の２倍の周波数の信号とされる。このギ
ルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号は、２分周
回路５に入力されて２分周され、マスタ出力端子６ａ、
６ｂ及びスレーブ出力端子７ａ、７ｂより互いに位相差
が９０°の２波の信号とされて出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は９０°移相器に係
り、特にディジタル通信用の直交変調装置、復調装置等
に使用される、集積回路化された９０°移相器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル通信用の直交変調装置、復調
装置等に使用される９０°移相器は従来より各種提案さ
れている。図４は従来の９０°移相器の第１の例の回路
系統図を示す。この従来の９０°移相器は、特開平３−
４６４０９号公報記載の移相器で、入力端子３１を介し
て入力された一定周期の方形波は、インバータ３２によ
り位相反転されて電界効果トランジスタによるトランス
ファーゲート３３の制御入力端子に入力される一方、直
接に電界効果トランジスタによるトランスファーゲート
３４の制御入力端子に供給される。トランスファーゲー
ト３４の出力信号はインバータ３５を介してトランスフ
ァーゲート３３の入力端子に供給される。更に、トラン
スファーゲート３３の出力信号は、バッファ３６を介し
てトランスファーゲート３４の入力端子に入力される。

【０００３】ここで、インバータ３５とバッファ３６の
入力容量による記憶保持動作のため、インバータ３５の
出力信号とバッファ３６の入力信号はそれぞれ９０°位
相が異なり、かつ、入力端子３１の入力方形波の繰り返
し周波数の１／２倍の繰り返し周波数の方形波が取り出
され、それぞれバッファ３７及び３８、フィルタ３９及
び４０、増幅器４１、４２を経て出力端子４３、４４へ
出力される。

【０００４】図５は従来の９０°移相器の第２の例の回
路系統図を示す。この従来の９０°移相器は、特開平３
−１３１１７号公報記載の移相器で、４倍４分周回路に
よる直交位相信号発生回路である。すなわち、入力端子
５１に入力された入力信号は、アナログ乗算器５２のＸ
及びＹ入力端子に印加されて周波数が２倍にされた後、
コンデンサ５３で直流分が阻止されてから、アナログ乗
算器５４のＸ及びＹ入力端子に入力され、ここで更に周
波数が２倍とされて取り出される。

【０００５】従って、アナログ乗算器５４の出力端子Ｃ
からは入力端子５１の入力信号の４倍の周波数の信号が
取り出され、この信号はコンデンサ５５で直流分が阻止
された後、縦続接続されているＤ型フリップフロップ５
６及び５７の各クロック入力端子に印加される。Ｄ型フ
リップフロップ５７のＱバー出力端子がＤ型フリップフ
ロップ５６のＤ入力端子に接続されており、Ｄ型フリッ
プフロップ５６からＱ出力端子５８へ出力される第１の
出力信号と、Ｄ型フリップフロップ５７からＱ出力端子
５９へ出力される第２の出力信号とは、Ｄ型フリップフ
ロップ５６及び５７の各クロック入力端子に印加された
信号周期だけ時間差を有する４倍周期の信号、すなわち
互いに９０°の位相差を有する。

【０００６】図６は従来の９０°移相器の第３の例の回
路系統図を示す。この従来の９０°移相器は、特開昭５
８−２０１１２３号公報記載の移相器で、入力端子６１
に入力された一定周期の方形波であるクロックは、第１
の微分回路６２に供給されて微分される一方、インバー
タ６３により位相反転された後、第２の微分回路６３に
供給されて微分される。上記の微分回路６２及び６３か
ら取り出された、互いに位相が１８０°異なる微分パル
スは、波形整形回路６５、６６により波形整形された
後、ＮＯＲ回路６７で入力クロックの２倍の周波数とさ
れた後、インバータ６８を通して出力される。

【０００７】図７は従来の９０°移相器の第４の例の回
路系統図を示す。この従来の９０°移相器は、特開平２
−１８６８５８号公報記載の移相器で、入力端子７１に
入力された同相成分データと、入力端子７２に入力され
た直交成分データは、低域フィルタ７３、７４を通して
ミキサ７５、７６に供給される。ミキサ７５は入力端子
７９より入力された周波数ｆｃの搬送波と入力同相成分
データとを周波数変換する。

【０００８】一方、入力端子７９より入力された周波数
ｆｃの搬送波は、位相比較器８０、ループフィルタ８１
及び電圧制御発振器８２よりなる位相同期ループ回路に
より、周波数ｆｃで、かつ、ミキサ７５に入力された周
波数ｆｃの搬送波と９０°位相のずれた搬送波とされて
ミキサ７６に供給されて、低域フィルタ７４からの直交
成分データと周波数変換される。ミキサ７５及び７６よ
り取り出された信号は、それぞれ合波器７７に供給され
て合波された後、出力端子７８へ直交変調波として出力
される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、図４の特開
平３−４６４０９号公報には、直交位相信号を生成する
ため、所望周波数の２倍の周波数が必要であるが、その
発生方法については記載されておらず、この公報記載の
従来移相器では局部発振周波数（ＬＯ）信号に２倍の周
波数の信号発生回路であり、その作成が高価、困難であ
る。

【００１０】また、図５の特開平３−１３１１７号公報
記載の移相器では、４倍周波数発生回路に、ギルバート
セル型アナログ乗算器５２、５４を使用し、直流成分阻
止のためコンデンサ５３、５５を使用しているが、入力
信号の位相が同じであるため、出力信号が歪み高調波の
多い信号となってしまい、９０°位相差の誤差を増大さ
せてしまう。これを解決するため、４倍４分周回路とし
ているが、２倍２分周回路に比べて回路規模が２倍とな
り、集積回路面積の増大による価格の上昇、消費電流の
増大を招く。また、原信号の４倍の周波数を扱うことに
より、本来必要な周波数に十分な半導体プロセス、回路
電流、回路設計の４倍の性能が必要となり、効率の悪い
回路となってしまう。特に準マイクロ波帯、マイクロ波
帯のような高周波帯では、原信号の４倍の周波数は１０
ＧＨｚ以上となってしまい、このような高周波数に耐え
得る高価な半導体プロセスや難しい回路設計が必要とな
る。

【００１１】また、図６の特開昭５８−２０１１２３号
公報には、入力信号とその入力信号をインバータ６３で
位相反転した信号とを、それぞれ微分回路６２、６４で
微分した信号を波形整形した２倍波発生回路が記載され
ているが、この公報記載の従来移相器ではディジタル信
号の方形波入力では適用できるが、準マイクロ波帯、マ
イクロ波帯のような高周波信号に対しては適用できな
い。

【００１２】更に、図７の特開平２−１８６８５８号公
報には、入力端子７９に入力された局部発振器信号（搬
送波）と９０°位相差の搬送波を発生する電圧制御発振
器８２と、それらの位相差を比較する位相比較器８０
と、ループフィルタ８１で構成された位相同期ループ回
路による直交位相信号発生回路が記載されているが、位
相比較器８０、ループフィルタ８１及び電圧制御発振器
８２などを動作させるため余計な消費電力が必要で、ま
た、大きな実装面積を有するため小型化に不利である。

【００１３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域の
９０°位相差信号を位相誤差量が少なく、かつ、広帯域
で発生し得る９０°移相器を提供することを目的とす
る。

【００１４】また、本発明の他の目的は、集積回路化に
好適な９０°移相器を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は単一の入力信号に対して互いに相補的な所
定の周波数特性を付与して、互いに位相差が９０°で、
入力信号と同一周波数の２つの出力信号を出力するフィ
ルタ回路と、フィルタ回路から出力され２つの出力信号
を入力として受け、その入力信号の２倍の周波数で、か
つ、直流成分を有しない信号を出力するアナログ乗算器
と、アナログ乗算器の出力信号を入力として受け、周波
数を１／２倍に分周し、かつ、互いに９０°の位相差を
有する２信号をマスタ出力端子とスレーブ出力端子とに
出力するマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周
回路とを有する構成としたものである。

【００１６】この発明では、入力信号をフィルタ回路で
互いに位相差が９０°で、入力信号と同一周波数の２つ
の出力信号を生成してアナログ乗算器に入力した後、ア
ナログ乗算器から入力信号の２倍の周波数で、かつ、直
流成分を有しない信号を生成させ、これをマスタ・スレ
ーブＴフリップフロップ型２分周回路で２分周するよう
にしたため、マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２
分周回路から周波数がフィルタ回路の原入力信号と同一
で、かつ、互いに９０°の位相差を有する直交位相信号
を得ることができる。

【００１７】ここで、上記のアナログ乗算器は、ギルバ
ートセル型アナログ乗算器であることを特徴とする。ま
た、上記のフィルタ回路は、単一の入力信号に対して低
域通過特性を付与して出力する抵抗−容量フィルタと、
単一の入力信号に対して高域通過特性を付与して出力す
る容量−抵抗フィルタとよりなることを特徴とする。

【００１８】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる９０°移相
器の一実施の形態の回路系統図を示す。同図に示すよう
に、この９０°移相器は、入力端子１を介して入力され
る準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域
の入力信号を２波に分割した後、一方は抵抗−容量フィ
ルタ２に入力し、他方は容量−抵抗フィルタ３に入力す
る。抵抗−容量フィルタ２及び容量−抵抗フィルタ３の
各出力信号は、それぞれギルバートセル型アナログ乗算
器４に供給されて乗算されることにより、入力信号周波
数の２倍の周波数の信号とされる。このギルバートセル
型アナログ乗算器４の出力信号は、２分周回路５に入力
されて２分周され、マスタ出力端子６ａ、６ｂ及びスレ
ーブ出力端子７ａ、７ｂより互いに位相差が９０°の２
波の信号とされて出力される。

【００１９】抵抗−容量フィルタ２は、一端が入力端子
１に接続され、他端がギルバートセル型アナログ乗算器
４に接続された抵抗２ａと、抵抗２ａの他端と接地間に
接続されたコンデンサ２ｂとよりなる、低域通過特性を
有する。また、容量−抵抗フィルタ３は、一端が入力端
子１に接続され、他端がギルバートセル型アナログ乗算
器４に接続されたコンデンサ３ａと、コンデンサ３ａの
他端と接地間に接続された抵抗３ｂとよりなる、高域通
過特性を有する。

【００２０】ギルバートセル型アナログ乗算器４は、従
来より公知の図２に示す如き回路構成とされている。同
図に示すように、エミッタがそれぞれＮＰＮトランジス
タＱ３のコレクタに共通接続されているＮＰＮトランジ
スタＱ１及びＱ２と、エミッタがそれぞれＮＰＮトラン
ジスタＱ６のコレクタに共通接続されているＮＰＮトラ
ンジスタＱ４及びＱ５と、トランジスタＱ３及びＱ６の
各エミッタと接地間に接続されている定電流源１０と、
トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタと電源間に接続さ
れた抵抗Ｒａと、トランジスタＱ２及びＱ５のコレクタ
と電源間に接続された抵抗Ｒｂとより構成されている。

【００２１】次に、この実施の形態の動作について説明
する。入力端子１を介して入力された入力信号Ｘ（ω）
は、抵抗−容量フィルタ２に供給され、次式で表される
出力信号Ｙ（ω）とされてギルバートセル型アナログ乗
算器４に供給される。

【００２２】 Ｙ（ω）＝Ｘ（ω）／（ｊωＣＲ＋１） （１） ただし、上式中、ωは入力信号の角周波数、Ｒは抵抗２
ａの抵抗値、Ｃはコンデンサ２ｂの容量値を示す。

【００２３】また、上記の入力信号Ｘ（ω）は、容量−
抵抗フィルタ３に供給され、次式で表される出力信号
Ｙ’（ω）とされてギルバートセル型アナログ乗算器４
に供給される。

【００２４】 Ｙ’（ω）＝ｊωＣＲＸ（ω）／（ｊωＣＲ＋１） （２） ただし、上式中、ωは入力信号の角周波数、Ｒは抵抗３
ｂの抵抗値、Ｃはコンデンサ３ａの容量値を示す。よっ
て、（１）式及び（２）式から、これら二つの出力信号
Ｙ（ω）、Ｙ’（ω）間の位相差は、周波数ｆ（＝ω／
２π）が変わっても、９０°に保たれていることが分か
る。

【００２５】一方、出力信号Ｙ（ω）、Ｙ’（ω）のレ
ベルは、（１）式からＹ（ω）が周波数が高くなるにつ
れて下降して限りなく０に近付くのに対し、Ｙ’（ω）
は周波数が高くなるにつれて上昇してある一定値に限り
なく近付く。そして、これら二つの出力信号Ｙ（ω）、
Ｙ’（ω）のレベルが一致する周波数はただ一点であ
る。

【００２６】これら二つの出力信号Ｙ（ω）、Ｙ’
（ω）は、図２に示したギルバートセル型アナログ乗算
器４の入力端子８ａ、８ｂ間と、入力端子９ａ、９ｂ間
に入力される。ここで、入力端子８ａに入力される信号
Ｙ（ω）をＡｃｏｓωｔ、入力端子８ｂに入力される信
号Ｙ（ω）を−Ａｃｏｓωｔ、入力端子９ａに入力され
る信号Ｙ’（ω）をＢｓｉｎ（ωｔ＋δ）、入力端子９
ｂに入力される信号Ｙ’（ω）を−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋
δ）とすると、トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタか
ら出力端子１１ａに出力される乗算信号は、（ＡＢ／
２）ｃｏｓ（２ωｔ）＋ｓｉｎδとなり、トランジスタ
Ｑ２及びＱ５のコレクタから出力端子１１ｂに出力され
る乗算信号は、−（ＡＢ／２）ｃｏｓ（２ωｔ）−ｓｉ
ｎδとなる。

【００２７】従って、ギルバートセル型アナログ乗算器
４の出力端子には、２入力信号の２倍の周波数成分ｃｏ
ｓ（２ωｔ）と直流成分ｓｉｎδが得られるが、入力さ
れる２入力信号の位相差が９０°であるためδ＝０とな
り、ギルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号は直
流成分をもたない。また、所定周波数範囲において、一
方の入力信号Ａｃｏｓωｔ（＝Ｙ（ω））の入力レベル
Ａは（１）式より周波数が高くなるに従い小さくなり、
また、他方の入力信号Ｂｓｉｎ（ωｔ＋δ）（＝Ｙ’
（ω））の入力レベルＢは（２）式より周波数が高くな
るに従い大きくなるため、ギルバートセル型アナログ乗
算器４の出力信号レベルは周波数が変化しても安定に保
たれる。

【００２８】この入力信号の２倍の周波数のギルバート
セル型アナログ乗算器４の出力信号は、２分周回路５に
供給されて２分周される。この２分周回路５は、図３の
回路図に示すような、マスタ・スレーブ・Ｔフリップフ
ロップ型２分周回路で、そのマスタ出力とスレーブ出力
とは互いに９０°の位相差を持つ等振幅の信号である。
図３に示す２分周回路５は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１
〜Ｔｒ１２によるエミッタ結合論理回路（Emitter Coup
led Logic：ＥＣＬ）で構成されたマスタスレーブ方式
のフリップフロップであり、「スタティック型分周器」
と呼ばれている。ただし、直流電位を与えるバイアス回
路は図３では省略してある。

【００２９】図３において、互いにエミッタが共通に定
電流源２２に接続されたトランジスタＴｒ１及びＴｒ２
のうちトランジスタＴｒ１のコレクタにはトランジスタ
Ｔｒ６及びＴｒ７のエミッタが接続され、トランジスタ
Ｔｒ２のコレクタにはトランジスタＴｒ５及びＴｒ８の
エミッタが接続されている。また、トランジスタＴｒ５
及びＴｒ６のコレクタは抵抗Ｒ１を介して電源端子２０
に接続され、トランジスタＴｒ７及びＴｒ８のコレクタ
は抵抗Ｒ２を介して電源端子２０に接続されている。

【００３０】同様に、互いにエミッタが共通に定電流源
２３に接続されたトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のうち
トランジスタＴｒ３のコレクタにはトランジスタＴｒ１
０及びＴｒ１１のエミッタが接続され、トランジスタＴ
ｒ４のコレクタにはトランジスタＴｒ９及びＴｒ１２の
エミッタが接続されている。また、トランジスタＴｒ９
及びＴｒ１０のコレクタは抵抗Ｒ３を介して電源端子２
０に接続され、トランジスタＴｒ１１及びＴｒ１２のコ
レクタは抵抗Ｒ４を介して電源端子２０に接続されてい
る。

【００３１】更に、トランジスタＴｒ５及びＴｒ１１の
ベースはスレーブ出力端子７ａに接続され、トランジス
タＴｒ８及びＴｒ１０のベースはスレーブ出力端子７ｂ
に接続され、トランジスタＴｒ６及びＴｒ９のベースは
マスタ出力端子６ａに接続され、トランジスタＴｒ７及
びＴｒ１２のベースはマスタ出力端子６ｂに接続されて
いる。また入力端子２１はトランジスタＴｒ２及びＴｒ
３のベースに接続されている。また、トランジスタＴｒ
１及びトランジスタＴｒ４の両ベースは、抵抗Ｒ５を介
してトランジスタＴｒ２及びＴｒ３のベースに接続され
る一方、コンデンサＣ１を介して接地されている。

【００３２】この２分周回路５の動作について説明する
に、入力端子２１から差動トランジスタ対Ｔｒ２及びＴ
ｒ３のベース入力端子ノードＮ１に、ハイレベルとロー
レベルとが交互に繰り返される信号が入力されたものと
すると、上記の差動入力の反対側ノードＮ２は、コンデ
ンサＣ１を介して接地されているため、ローレベルとハ
イレベルとが交互に繰り返される、入力信号の反対論理
の信号が現れる。

【００３３】ここで、ある状態の時、例えばノードＮ１
がハイレベルで、ノードＮ２がローレベルの時、トラン
ジスタＴｒ５及びＴｒ６のコレクタとトランジスタＴｒ
７及びＴｒ１２のベースと抵抗Ｒ１との共通接続点であ
るノードＮ３がハイレベル、トランジスタＴｒ７及びＴ
ｒ８のコレクタとトランジスタＴｒ６及びＴｒ９のベー
スと抵抗Ｒ２との共通接続点であるノードＮ４がローレ
ベルであったとする。

【００３４】このときは、ノードＮ３がハイレベルであ
るため、抵抗Ｒ１には電流は流れない。一方、ノードＮ
４がローレベルであるため、トランジスタＴｒ６及びＴ
ｒ９はオフとなっている。また、ノードＮ１がハイレベ
ルのため、トランジスタＴｒ２はオンとされており、ノ
ードＮ３がハイレベルのためトランジスタＴｒ５はオフ
とならなければならず、トランジスタＴｒ９及びＴｒ１
０のコレクタとトランジスタＴｒ１１及びＴｒ５のベー
スと抵抗Ｒ３との共通接続点であるノードＮ５はローレ
ベルでなければならない。

【００３５】また、ノードＮ４がローレベルのため、抵
抗Ｒ２に電流が流れていなければならず、トランジスタ
Ｔｒ８はオンとなっていなければならないので、トラン
ジスタＴｒ１１及びＴｒ１２のコレクタとトランジスタ
Ｔｒ８及びＴｒ１０のベースと抵抗Ｒ４との共通接続点
であるノードＮ６はハイレベルである。なお、ノードＮ
３がハイレベルのため、トランジスタＴｒ７はオン状態
であるが、トランジスタＴｒ１がオフであるので、この
経路で電流は流れない。すなわち、抵抗Ｒ２、トランジ
スタＴｒ８、Ｔｒ２の経路で電流が流れる。

【００３６】次に、入力端子２１への入力信号はローレ
ベルになるため、ノードＮ１もローレベルになり、ノー
ドＮ２はハイレベルになる。ノードＮ１がローレベルで
あるため、トランジスタＴｒ２がオフになり、これによ
り、トランジスタＴｒ８がオンでもトランジスタＴｒ８
には電流は流れなくなるが、ノードＮ２がハイレベルで
あることから、トランジスタＴｒ１がオンになり、今度
は抵抗Ｒ２、トランジスタＴｒ７、Ｔｒ１の経路で電流
が流れ、抵抗Ｒ２には引き続き電流が流れ、かつ、ノー
ドＮ４は引き続きローレベルである。

【００３７】従って、トランジスタＴｒ６も引き続きオ
フであり、トランジスタＴｒ５のオン／オフにかかわら
ず、トランジスタＴｒ２がオフであるため、ノードＮ３
は引き続きハイレベルである。この状態でノードＮ２が
ハイレベルであるため、トランジスタＴｒ４がオンとな
り、また、ノードＮ３は引き続きハイレベルであるか
ら、トランジスタＴｒ１２もオンであり、よって、抵抗
Ｒ４、トランジスタＴｒ１２、Ｔｒ４を経て電流が流れ
るため、ノードＮ６がローレベルに変化する。

【００３８】また、ノードＮ４がローレベルであること
からトランジスタＴｒ９が引き続きオフであり、また、
ノードＮ６がローレベルに変化したため、トランジスタ
Ｔｒ１０はオフに変化する。トランジスタＴｒ９及びＴ
ｒ１０が共にオフであることから、抵抗Ｒ３には電流は
流れず、ノードＮ５はハイレベルに変化し、トランジス
タＴｒ５、Ｔｒ１１はオンになる。

【００３９】次に、入力端子２１への入力信号は再びハ
イレベルになるため、ノードＮ１もハイレベルになり、
ノードＮ２はローレベルになる。これにより、トランジ
スタＴｒ２、Ｔｒ３がオン、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ
４がオフとなる。また、トランジスタＴｒ５がオンであ
ることから、抵抗Ｒ１及びトランジスタＴｒ５を通して
電流が流れ、ノードＮ３がローレベルに変化する。同様
に、トランジスタＴｒ３がオンとなり、トランジスタＴ
ｒ１１がオンしていることから、抵抗Ｒ４、トランジス
タＴｒ１１及びＴｒ３を通して電流が流れるため、ノー
ドＮ６がローレベルになる。

【００４０】ノードＮ３がローレベルになるため、トラ
ンジスタＴｒ７がオフになり、また、ノードＮ６がロー
レベルになるためトランジスタＴｒ８がオフになり、よ
って、抵抗Ｒ２には電流は流れず、ノードＮ４がハイレ
ベルになる。ノードＮ４がハイレベルになると、トラン
ジスタＴｒ９がオンとなるが、トランジスタＴｒ４がオ
フであり、また、ノードＮ６がローレベルであるためト
ランジスタＴｒ１０もオフであるため、抵抗Ｒ３には電
流は流れず、ノードＮ５はハイレベルである。

【００４１】次に、入力端子２１への入力信号は再びロ
ーレベルになるため、ノードＮ１もローレベルになり、
ノードＮ２はハイレベルになる。これにより、トランジ
スタＴｒ２、Ｔｒ３がオフ、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ
４がオンとなる。このとき、トランジスタＴｒ６はオン
しているため、抵抗Ｒ１、トランジスタＴｒ６及びＴｒ
１を経て電流が流れ、ノードＮ３は引き続きローレベル
である。また、トランジスタＴｒ２がオフに変化したと
き、ノードＮ３がローレベル、ノードＮ６もローレベル
であるため、トランジスタＴｒ７及びＴｒ８はそれぞれ
オフであり、抵抗Ｒ２には電流は流れず、ノードＮ４は
引き続きハイレベルである。

【００４２】トランジスタＴｒ４がオンに変化したと
き、トランジスタＴｒ９はノードＮ４がハイレベルであ
るためオンであり、よって抵抗Ｒ３、トランジスタＴｒ
９及びＴｒ４を経て電流が流れ、ノードＮ５はローレベ
ルに変化する。ノードＮ５がローレベルに変化すること
によりトランジスタＴｒ１１がオフに変化し、また、ノ
ードＮ３はローレベルであるからトランジスタＴｒ１２
もオフであるため、抵抗Ｒ４には電流が殆ど流れず、ノ
ードＮ６はハイレベルに変化する。

【００４３】以上をまとめると、入力ノードＮ１がハイ
レベル、ローレベル、ハイレベル、ローレベルと変化す
ると、ノードＮ３、Ｎ４、Ｎ５及びＮ６はそれぞれ次表
に示す如くに変化する。ただし、下記表中、Ｈはハイレ
ベル、Ｌはローレベルを示す。

【００４４】

【表１】 ここで、ノードＮ３、Ｎ４はマスタ出力端子６ｂ、６ａ
に別々に接続され、ノードＮ５、Ｎ６はスレーブ出力端
子７ａ、７ｂに別々に接続されているため、上記表１か
ら分かるように、マスタ出力端子６ｂ、６ａには互いに
逆相で、かつ、入力信号の繰り返し周波数の１／２倍の
繰り返し周波数の信号が取り出され、スレーブ出力端子
７ａ、７ｂには互いに逆相で、かつ、入力信号の繰り返
し周波数の１／２倍の繰り返し周波数の信号で、更に、
マスタ出力端子６ｂ、６ａの出力信号に対して９０°位
相が異なる信号が取り出される。

【００４５】このように、本実施の形態では、直交位相
信号を発生させるために図３に示すようなマスタ・スレ
ーブＴフリップフロップ型２分周回路を使用しているた
め、準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯
域の９０°位相差信号を広帯域で発生することができ
る。

【００４６】また、原信号の周波数を２倍にした信号
を、２分周回路５に入力するギルバートセル型アナログ
乗算器４の２つの入力信号として、抵抗−容量フィルタ
２と容量−抵抗フィルタ３を通した位相差が９０°の信
号としているので、アナログ乗算器４の出力信号は直流
成分をもたず、また、抵抗−容量フィルタ２と容量−抵
抗フィルタ３の各周波数特性が相補的であるので、周波
数が変化しても安定に保たれる。更に、ギルバートセル
型アナログ乗算器４及び２分周回路５は、いずれも差動
対トランジスタによる構成であり、集積回路化に好適で
ある。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
アナログ乗算器から入力信号の２倍の周波数で、かつ、
直流成分を有しない信号を生成させ、これをマスタ・ス
レーブＴフリップフロップ型２分周回路で２分周するこ
とにより、マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分
周回路から周波数がフィルタ回路の原入力信号と同一
で、かつ、互いに９０°の位相差を有する直交位相信号
を得るようにしたため、準マイクロ波帯、マイクロ波帯
のような高周波数帯域の９０°位相差信号を広帯域で発
生することができる。

【００４８】また、本発明によれば、入力信号をフィル
タ回路で互いに位相差が９０°で、入力信号と同一周波
数の２つの出力信号を生成して上記のアナログ乗算器に
入力することにより、入力信号の２倍の周波数で、か
つ、直流成分を有しない信号を生成させるようにしたた
め、直流成分を有さず、かつ、歪みの無い信号を得てマ
スタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路に供給
することができ、これにより位相誤差量が少ない直交位
相差信号をえることができる。

【００４９】更に、本発明によれば、アナログ乗算器及
びマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路を
それぞれ集積回路化することができるため、小型な構成
とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態の回路系統図である。

【図２】図１中のギルバートセル型アナログ乗算器の一
例の回路図である。

【図３】図１中のマスタ・スレーブＴフリップフロップ
型２分周回路の一実施の形態の回路図である。

【図４】従来の第１の例の回路系統図である。

【図５】従来の第２の例の回路系統図である。

【図６】従来の第３の例の回路図である。

【図７】従来の第４の例のブロック図である。

【符号の説明】

１、８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂ 入力端子 ２ 抵抗−容量フィルタ ３ 容量−抵抗フィルタ ４ ギルバートセル型アナログ乗算器 ５ マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路 ６ａ、６ｂ マスタ出力端子 ７ａ、７ｂ スレーブ出力端子 １０、２２、２３ 定電流源 １１ａ、１１ｂ 出力端子 Ｑ１〜Ｑ６、Ｔｒ１〜Ｔｒ１２ ＮＰＮトランジスタ Ｒａ、Ｒｂ、Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗 Ｃ１ コンデンサ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単一の入力信号に対して互いに相補的な
   所定の周波数特性を付与して、互いに位相差が９０°
   で、前記入力信号と同一周波数の２つの出力信号を出力
   するフィルタ回路と、 前記フィルタ回路から出力され２つの出力信号を入力と
   して受け、その入力信号の２倍の周波数で、かつ、直流
   成分を有しない信号を出力するアナログ乗算器と、 前記アナログ乗算器の出力信号を入力として受け、周波
   数を１／２倍に分周し、かつ、互いに９０°の位相差を
   有する２信号をマスタ出力端子とスレーブ出力端子とに
   出力するマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周
   回路とを有することを特徴とする９０°移相器。
2. 【請求項２】 前記アナログ乗算器は、ギルバートセル
   型アナログ乗算器であることを特徴とする請求項１記載
   の９０°移相器。
3. 【請求項３】 前記フィルタ回路は、前記単一の入力信
   号に対して低域通過特性を付与して出力する抵抗−容量
   フィルタと、前記単一の入力信号に対して高域通過特性
   を付与して出力する容量−抵抗フィルタとよりなること
   を特徴とする請求項１又は２記載の９０°移相器。
4. 【請求項４】 前記マスタ・スレーブＴフリップフロッ
   プ型２分周回路は、互いに逆相の第１及び第２の信号を
   第１及び第２のマスタ出力端子へ出力し、互いに逆相
   で、かつ、前記第１及び第２の信号に対して９０°位相
   が異なる第３及び第４の信号を第１及び第２のスレーブ
   出力端子へ出力することを特徴とする請求項１又は２記
   載の９０°移相器。
5. 【請求項５】 前記アナログ乗算器及び前記マスタ・ス
   レーブＴフリップフロップ型２分周回路は、それぞれ集
   積回路化されていることを特徴とする請求項１記載の９
   ０°移相器。