JP2001016135A - 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機 - Google Patents
自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 21
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 66
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 claims abstract description 25
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 8
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 3
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 40
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 18
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 5
- 230000006870 function Effects 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 3
- 241000269799 Perca fluviatilis Species 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
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- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
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- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L2027/0063—Elements of loops
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パイロットシンボルとデータシンボルが時間
多重されて送信されるフレームフォーマットを持ち、一
定チップレートのもと拡散率を可変にすることにより可
変送信シンボルレートを実現するCDMA方式において、高
いシンボルレートのチャネルに対しても、高い周波数精
度で周波数オフセットの推定が可能な自動周波数制御方
式を提供することにある。 【解決手段】 パイロットシンボルをパイロットシンボ
ルの情報変調成分をキャンセルした複素ベクトル表現に
変換した後、予め定められたシンボル区間に渡って前記
複素ベクトル表現を少なくとも２通りに同相加算し、前
記同相加算された複数の複素ベクトル表現間の共役複数
乗算を基に周波数オフセット推定する構成を備えてい
る。このような構成により周波数オフセットを推定する
ための複素ベクトル表現自体のＳ／Ｎが高くなり、従来
より高い推定精度の自動周波数制御方式を実現する。
多重されて送信されるフレームフォーマットを持ち、一
定チップレートのもと拡散率を可変にすることにより可
変送信シンボルレートを実現するCDMA方式において、高
いシンボルレートのチャネルに対しても、高い周波数精
度で周波数オフセットの推定が可能な自動周波数制御方
式を提供することにある。 【解決手段】 パイロットシンボルをパイロットシンボ
ルの情報変調成分をキャンセルした複素ベクトル表現に
変換した後、予め定められたシンボル区間に渡って前記
複素ベクトル表現を少なくとも２通りに同相加算し、前
記同相加算された複数の複素ベクトル表現間の共役複数
乗算を基に周波数オフセット推定する構成を備えてい
る。このような構成により周波数オフセットを推定する
ための複素ベクトル表現自体のＳ／Ｎが高くなり、従来
より高い推定精度の自動周波数制御方式を実現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散を用
いた符号分割多重アクセス方式（以下、ＣＤＭＡ方式と
呼ぶ）における周波数オフセット補正技術に関し、特に
パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重されて
送信されるフレームフォーマットであって、一定チップ
レートのもと拡散率を可変にすることにより可変送信シ
ンボルレートを実現するＣＤＭＡ方式における周波数オ
フセット補正技術を改良する自動周波数制御方式に関す
る。
いた符号分割多重アクセス方式（以下、ＣＤＭＡ方式と
呼ぶ）における周波数オフセット補正技術に関し、特に
パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重されて
送信されるフレームフォーマットであって、一定チップ
レートのもと拡散率を可変にすることにより可変送信シ
ンボルレートを実現するＣＤＭＡ方式における周波数オ
フセット補正技術を改良する自動周波数制御方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散を用いた符号多重分割ア
クセス（ＣＤＭＡ）方式では、送信すべきデータシンボ
ルをシンボルレートよりも高速な拡散コードで拡散す
る。多重化されるそれぞれのチャネルは、拡散コードが
異なり、送信すべきデータレートによってシンボルレー
トが異なる。チップレートを変えずに可変シンボルレー
トを実現するために、１シンボル当たりの拡散符号長
（以下、拡散率と呼ぶ）が制御される。ここで、シンボ
ルとは拡散前の情報変調の単位で、情報変調方式がＱＰ
ＳＫの場合、同相成分１ビットと直交成分１ビットで１
シンボルを形成する。即ち、この場合、シンボルは複素
数で表現できる。
クセス（ＣＤＭＡ）方式では、送信すべきデータシンボ
ルをシンボルレートよりも高速な拡散コードで拡散す
る。多重化されるそれぞれのチャネルは、拡散コードが
異なり、送信すべきデータレートによってシンボルレー
トが異なる。チップレートを変えずに可変シンボルレー
トを実現するために、１シンボル当たりの拡散符号長
（以下、拡散率と呼ぶ）が制御される。ここで、シンボ
ルとは拡散前の情報変調の単位で、情報変調方式がＱＰ
ＳＫの場合、同相成分１ビットと直交成分１ビットで１
シンボルを形成する。即ち、この場合、シンボルは複素
数で表現できる。
【０００３】スペクトル拡散された信号を高精度に受信
するためには、同期検波を行う必要があるが、そのため
には受信装置側で、ＲＦ信号をベースバンド信号にダウ
ンコンバートするための局所周波数を、送信装置側のキ
ャリア周波数に合わせる必要がある。受信側のダウンコ
ンバート用局所周波数と送信装置側のキャリア周波数に
精度上のずれ（周波数オフセット）があると、ベースバ
ンド信号にその周波数オフセットが現れる。この周波数
オフセットは、ベースバンド処理において、タイミング
ずれや逆拡散後のＳ／Ｎ劣化を生じさせ、受信特性を劣
化させる。特に、ＣＤＭＡ方式では、１チップのずれが
あると、受信信号を正しく逆拡散できないし、逆拡散後
のＳ／Ｎが低下すると、対干渉耐性の劣化に繋がるた
め、高精度な自動周波数制御方式が望まれている。
するためには、同期検波を行う必要があるが、そのため
には受信装置側で、ＲＦ信号をベースバンド信号にダウ
ンコンバートするための局所周波数を、送信装置側のキ
ャリア周波数に合わせる必要がある。受信側のダウンコ
ンバート用局所周波数と送信装置側のキャリア周波数に
精度上のずれ（周波数オフセット）があると、ベースバ
ンド信号にその周波数オフセットが現れる。この周波数
オフセットは、ベースバンド処理において、タイミング
ずれや逆拡散後のＳ／Ｎ劣化を生じさせ、受信特性を劣
化させる。特に、ＣＤＭＡ方式では、１チップのずれが
あると、受信信号を正しく逆拡散できないし、逆拡散後
のＳ／Ｎが低下すると、対干渉耐性の劣化に繋がるた
め、高精度な自動周波数制御方式が望まれている。
【０００４】例えば、いわゆる国際移動通信方式として
推奨されているＩＭＴ−２０００による同期捕捉によれ
ば、止まり木チャンネルのスクランブルコードを限定数
にグループ分けし、迅速なセル捕捉のために、チャネル
上には周期の長いスクランブルコードが流されており、
タイムスロット毎に短いサーチコードが挿入され、この
サーチコードには直交ゴールド符号が使われ、一次と二
次の２種類が用意されて、それらが並列送信されてい
る。一次サーチコードはシステムで唯一であり、二次サ
ーチコードは複数のコードが順次送信されており、移動
機では、まず、固有な一次サーチコードを受信すること
により、シンボル同期とスロット同期を確立する。この
際、一次サーチコードとの同期を迅速に早期に確立し、
止まり木チャンネルの同期を確立して、スクランブルコ
ードによりグループ分けを通して高速なセル捕捉を可能
とすることが求められている。
推奨されているＩＭＴ−２０００による同期捕捉によれ
ば、止まり木チャンネルのスクランブルコードを限定数
にグループ分けし、迅速なセル捕捉のために、チャネル
上には周期の長いスクランブルコードが流されており、
タイムスロット毎に短いサーチコードが挿入され、この
サーチコードには直交ゴールド符号が使われ、一次と二
次の２種類が用意されて、それらが並列送信されてい
る。一次サーチコードはシステムで唯一であり、二次サ
ーチコードは複数のコードが順次送信されており、移動
機では、まず、固有な一次サーチコードを受信すること
により、シンボル同期とスロット同期を確立する。この
際、一次サーチコードとの同期を迅速に早期に確立し、
止まり木チャンネルの同期を確立して、スクランブルコ
ードによりグループ分けを通して高速なセル捕捉を可能
とすることが求められている。
【０００５】図５に従来の自動周波数制御装置のブロッ
ク図を示す。但し、図５には受信機全体ではなく、自動
周波数制御に関係する部分のみが示されている。また、
ここでは、説明を簡単にするため逆拡散部を２つに限定
して、構成についてのみ示している。
ク図を示す。但し、図５には受信機全体ではなく、自動
周波数制御に関係する部分のみが示されている。また、
ここでは、説明を簡単にするため逆拡散部を２つに限定
して、構成についてのみ示している。
【０００６】まず、アンテナから受信されたＲＦ（高周
波数）信号は、入力端子１００を介して周波数変換２０
１に入力される。周波数変換２０１は、第１局所周波数
発生部２０２から送信装置側のキャリア周波数にＩＦ
（中間周波数）周波数だけオフセットを持たせた局所周
波数を受け、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する。変換され
たＩＦ信号はＡＧＣ１０１で予め定めらた信号レベルに
調整された後、直交復調器２１０に入力される。直交復
調器２１０は、第２局所周波数発生部２０３から供給さ
れるＩＦ周波数を持つ局所周波数を受け、ＩＦ信号を同
相軸と直交軸のベースバンド信号に変換する。ここで、
変調方式としてＱＰＳＫを仮定すると、直交復調された
信号の同相成分と直交成分は、それぞれ独立にＬＰＦ２
０２を通った後、Ａ／Ｄ１０３でデジタル信号に変換さ
れる。
波数）信号は、入力端子１００を介して周波数変換２０
１に入力される。周波数変換２０１は、第１局所周波数
発生部２０２から送信装置側のキャリア周波数にＩＦ
（中間周波数）周波数だけオフセットを持たせた局所周
波数を受け、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する。変換され
たＩＦ信号はＡＧＣ１０１で予め定めらた信号レベルに
調整された後、直交復調器２１０に入力される。直交復
調器２１０は、第２局所周波数発生部２０３から供給さ
れるＩＦ周波数を持つ局所周波数を受け、ＩＦ信号を同
相軸と直交軸のベースバンド信号に変換する。ここで、
変調方式としてＱＰＳＫを仮定すると、直交復調された
信号の同相成分と直交成分は、それぞれ独立にＬＰＦ２
０２を通った後、Ａ／Ｄ１０３でデジタル信号に変換さ
れる。
【０００７】つぎに、変換されたデジタル信号は逆拡散
部２２０及びパスサーチ２６０とに供給される。前記第
１局所周波数発生部２０２及び第２局所周波数発生部２
０３は、温度補償回路付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）２０
０から供給される基本局所周波数から、それぞれ、送信
装置側のキャリア周波数をＩＦ周波数だけシフトさせた
第１の局所周波数と、ＩＦ周波数に相当する第２の局所
周波数を発生させる。
部２２０及びパスサーチ２６０とに供給される。前記第
１局所周波数発生部２０２及び第２局所周波数発生部２
０３は、温度補償回路付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）２０
０から供給される基本局所周波数から、それぞれ、送信
装置側のキャリア周波数をＩＦ周波数だけシフトさせた
第１の局所周波数と、ＩＦ周波数に相当する第２の局所
周波数を発生させる。
【０００８】逆拡散部２２０では、パスサーチ２６０か
ら供給される逆拡散タイミングと、制御部３００から供
給される当該チャネルの拡散コード、シンボルレート、
パイロットシンボル区間の境界情報３０１，３０２を用
いて、Ａ／Ｄ１０３から供給される受信デジタル信号を
逆拡散して、ＱＰＳＫのシンボルに変換する。
ら供給される逆拡散タイミングと、制御部３００から供
給される当該チャネルの拡散コード、シンボルレート、
パイロットシンボル区間の境界情報３０１，３０２を用
いて、Ａ／Ｄ１０３から供給される受信デジタル信号を
逆拡散して、ＱＰＳＫのシンボルに変換する。
【０００９】変換されたシンボルはそれぞれパイロット
シンボル逆変調２３０に供給される。本従来例では、Ｑ
ＰＳＫレベルの送信フォーマットとして、図６に示すよ
うな、パイロットシンボルとデータシンボルが時間的に
多重化されているものを想定する。
シンボル逆変調２３０に供給される。本従来例では、Ｑ
ＰＳＫレベルの送信フォーマットとして、図６に示すよ
うな、パイロットシンボルとデータシンボルが時間的に
多重化されているものを想定する。
【００１０】ここで、パイロットシンボルはスロットと
呼ばれる一定間隔のスロット周期毎に、データシンボル
に挿入された形になり、各スロットにおけるパイロット
シンボル区間のパイロットシンボルパタンは可変であ
る。更に、ここでは、チップレート一定のもと、拡散率
を変えることで、シンボルレートの可変化を実現してい
る。即ち、シンボルレートＦｓが倍になると、シンボル
周期が半分になるような送信フォーマットである。
呼ばれる一定間隔のスロット周期毎に、データシンボル
に挿入された形になり、各スロットにおけるパイロット
シンボル区間のパイロットシンボルパタンは可変であ
る。更に、ここでは、チップレート一定のもと、拡散率
を変えることで、シンボルレートの可変化を実現してい
る。即ち、シンボルレートＦｓが倍になると、シンボル
周期が半分になるような送信フォーマットである。
【００１１】尚、図６では、パイロットシンボル区間長
はシンボルレートが変わっても変化しないように書かれ
ているが、一般にこのような制限は必要ない。シンボル
レートに応じてパイロットシンボル区間長を可変にして
も良く、本発明に本質的に関係する規定ではない。
はシンボルレートが変わっても変化しないように書かれ
ているが、一般にこのような制限は必要ない。シンボル
レートに応じてパイロットシンボル区間長を可変にして
も良く、本発明に本質的に関係する規定ではない。
【００１２】図５の制御部３００は、当該受信デジタル
信号の情報（拡散コード、シンボルレート、パイロット
シンボル数或いはパイロットシンボル区間）や周波数オ
フセット推定に関するパラメータ（位相差平均加算数、
角度・周波数オフセット変換ファクタ）及びＴＣＸＯの
制御（周波数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テー
ブル、周波数オフセット更新の有効・無効）を、制御信
号３０１を介して各ブロックに供給する。すなわち、制
御信号３０１は、当該受信チャンネル情報を逆拡散２２
０と、パイロットシンボル逆変調２３０と，周波数オフ
セット推定２５０とへ供給する。一方、前記周波数オフ
セット推定に関するパラメータとＴＣＸＯ制御情報の一
部（周波数オフセット変更の有効・無効）を周波数オフ
セット推定２５０へ供給する。制御信号５０２は、周波
数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブルをＴＣ
ＸＯ２７０へ供給する。
信号の情報（拡散コード、シンボルレート、パイロット
シンボル数或いはパイロットシンボル区間）や周波数オ
フセット推定に関するパラメータ（位相差平均加算数、
角度・周波数オフセット変換ファクタ）及びＴＣＸＯの
制御（周波数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テー
ブル、周波数オフセット更新の有効・無効）を、制御信
号３０１を介して各ブロックに供給する。すなわち、制
御信号３０１は、当該受信チャンネル情報を逆拡散２２
０と、パイロットシンボル逆変調２３０と，周波数オフ
セット推定２５０とへ供給する。一方、前記周波数オフ
セット推定に関するパラメータとＴＣＸＯ制御情報の一
部（周波数オフセット変更の有効・無効）を周波数オフ
セット推定２５０へ供給する。制御信号５０２は、周波
数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブルをＴＣ
ＸＯ２７０へ供給する。
【００１３】図７にパイロットシンボル逆変調２３０の
ブロック図の内容を示す。パイロット逆変調２３０で
は、逆拡散部２２０から供給されるＱＰＳＫシンボルを
パイロットシンボル区間検出２３１で、パイロットシン
ボルとデータシンボルとに分離して、パイロットシンボ
ル部分をパイロットシンボル逆変調２３３へ出力する。
パイロットシンボル区間の長さは、制御３０１から指定
により判断される。データシンボルは本来同期検波され
るが、詳細な説明は割愛する。
ブロック図の内容を示す。パイロット逆変調２３０で
は、逆拡散部２２０から供給されるＱＰＳＫシンボルを
パイロットシンボル区間検出２３１で、パイロットシン
ボルとデータシンボルとに分離して、パイロットシンボ
ル部分をパイロットシンボル逆変調２３３へ出力する。
パイロットシンボル区間の長さは、制御３０１から指定
により判断される。データシンボルは本来同期検波され
るが、詳細な説明は割愛する。
【００１４】パイロットシンボル逆変調２３３は、基準
パイロットシンボル生成部２３２から当該スロットに対
応するパイロットパタンを供給し、パイロットシンボル
区間検出２３１から入力される受信パイロットシンボル
の変調成分をキャンセルする。逆変調されたパイロット
シンボルはシンボル単位で加算合成２４０に供給され
る。加算合成２４０には複素ベクトルの形で出力され
る。
パイロットシンボル生成部２３２から当該スロットに対
応するパイロットパタンを供給し、パイロットシンボル
区間検出２３１から入力される受信パイロットシンボル
の変調成分をキャンセルする。逆変調されたパイロット
シンボルはシンボル単位で加算合成２４０に供給され
る。加算合成２４０には複素ベクトルの形で出力され
る。
【００１５】図８に逆変調のイメージを示す。図８
（１）は入力した４シンボル分のパイロットシンボルの
例を示し、図８（２）はパイロットシンボルの変調成分
をキャンセルした（逆変調した）結果を示している。シ
ンボルの変調成分をキャンセルすることにより、逆変調
された点には伝搬路の変動や本発明が対象とする周波数
オフセットの成分が現れることになる。基準パイロット
シンボル生成部２３２から供給される逆変調に必要な当
該スロット及び当該シンボルレートのパイロットシンボ
ルパタンの設定は、制御３０１からの指定により行われ
る。
（１）は入力した４シンボル分のパイロットシンボルの
例を示し、図８（２）はパイロットシンボルの変調成分
をキャンセルした（逆変調した）結果を示している。シ
ンボルの変調成分をキャンセルすることにより、逆変調
された点には伝搬路の変動や本発明が対象とする周波数
オフセットの成分が現れることになる。基準パイロット
シンボル生成部２３２から供給される逆変調に必要な当
該スロット及び当該シンボルレートのパイロットシンボ
ルパタンの設定は、制御３０１からの指定により行われ
る。
【００１６】加算合成器２４０は、２つのパイロットシ
ンボル逆変調２３０から供給されるシンボル毎の逆変調
後、パイロットシンボルを複素加算器２５１で複素加算
して、周波数オフセット推定器２５０へ出力する。加算
合成器２４０の出力は複素ベクトルとして表現される。
ンボル逆変調２３０から供給されるシンボル毎の逆変調
後、パイロットシンボルを複素加算器２５１で複素加算
して、周波数オフセット推定器２５０へ出力する。加算
合成器２４０の出力は複素ベクトルとして表現される。
【００１７】周波数オフセット推定器２５０では、１シ
ンボル遅延器２５１を使って加算合成器２４０から出力
される複素ベクトル間の複素共役乗算を共役複素乗算器
２５２で行い、隣接する複素ベクトル間の位相差ベクト
ルを求める。求まった位相差ベクトルは平均器２５３で
制御部２５９から指定されるベクトル数分だけ平均され
る。
ンボル遅延器２５１を使って加算合成器２４０から出力
される複素ベクトル間の複素共役乗算を共役複素乗算器
２５２で行い、隣接する複素ベクトル間の位相差ベクト
ルを求める。求まった位相差ベクトルは平均器２５３で
制御部２５９から指定されるベクトル数分だけ平均され
る。
【００１８】尚、この平均器２５３での平均化操作は単
純な加算平均でも、移動平均でも、リーク係数付きの平
均でも良い。また、パスサーチ２６０において有効パス
が検出されなかった場合、平均操作が停止される。平均
操作を行うか否か、どの種の平均操作を行うかの指定は
制御部２５９から行う。
純な加算平均でも、移動平均でも、リーク係数付きの平
均でも良い。また、パスサーチ２６０において有効パス
が検出されなかった場合、平均操作が停止される。平均
操作を行うか否か、どの種の平均操作を行うかの指定は
制御部２５９から行う。
【００１９】つぎに、平均器２５３で平均化された位相
差ベクトルは角度変換器２５４で位相差ベクトル表現か
ら角度表現に変換される。位相差ベクトル表現から角度
表現への変換は、位相差ベクトルの虚数部と実数部とを
用いてアークタンジェント変換（arch tan（虚数部／実
数部））により実現される。変換された角度表現は、制
御部２５９から指定される当該チャネルのシンボルレー
トを用いて、角度・周波数オフセット変換器２５５で周
波数オフセット表現に変換される。変換された周波数オ
フセット表現は、ＴＣＸＯ制御部２７０に出力される。
尚、ここで、パスサーチ２６０において、有効パスが検
出されなかった場合、周波数オフセット表現のＴＣＸＯ
制御部２７０への出力は停止される。
差ベクトルは角度変換器２５４で位相差ベクトル表現か
ら角度表現に変換される。位相差ベクトル表現から角度
表現への変換は、位相差ベクトルの虚数部と実数部とを
用いてアークタンジェント変換（arch tan（虚数部／実
数部））により実現される。変換された角度表現は、制
御部２５９から指定される当該チャネルのシンボルレー
トを用いて、角度・周波数オフセット変換器２５５で周
波数オフセット表現に変換される。変換された周波数オ
フセット表現は、ＴＣＸＯ制御部２７０に出力される。
尚、ここで、パスサーチ２６０において、有効パスが検
出されなかった場合、周波数オフセット表現のＴＣＸＯ
制御部２７０への出力は停止される。
【００２０】つぎに、制御部２５９は、制御部３００か
らの指定に応じて、平均ベクトル数や平均操作の可否の
指定を平均器２５３に、シンボルレート情報及び周波数
オフセット表現出力の可否の指定を角度・周波数オフセ
ット変換器２５５に供給する。ＴＣＸＯ制御部２７０
は、周波数オフセット推定部２５０から供給される周波
数オフセット値に応じてＴＣＸＯ２００に掛ける電圧を
制御する機能を持つ。より具体的には、制御部３００よ
り指定されるテーブルを用いて、周波数オフセットに応
じるＴＣＸＯ２００の制御電圧を求める。このとき、Ｔ
ＣＸＯの制御電圧は周波数オフセットを補償する方向に
選択される。ＴＣＸＯ制御部２７０で求まった制御電圧
はデジタル値であり、それはＤ／Ａ変換器１０５でアナ
ログ値に変換された後、ＬＰＦ２０２を介してＴＣＸＯ
２００に供給される。
らの指定に応じて、平均ベクトル数や平均操作の可否の
指定を平均器２５３に、シンボルレート情報及び周波数
オフセット表現出力の可否の指定を角度・周波数オフセ
ット変換器２５５に供給する。ＴＣＸＯ制御部２７０
は、周波数オフセット推定部２５０から供給される周波
数オフセット値に応じてＴＣＸＯ２００に掛ける電圧を
制御する機能を持つ。より具体的には、制御部３００よ
り指定されるテーブルを用いて、周波数オフセットに応
じるＴＣＸＯ２００の制御電圧を求める。このとき、Ｔ
ＣＸＯの制御電圧は周波数オフセットを補償する方向に
選択される。ＴＣＸＯ制御部２７０で求まった制御電圧
はデジタル値であり、それはＤ／Ａ変換器１０５でアナ
ログ値に変換された後、ＬＰＦ２０２を介してＴＣＸＯ
２００に供給される。
【００２１】一方、パスサーチ２６０はＡ／Ｄ変換器１
０３から供給される受信信号からディレイプロファイル
を求め、逆拡散部２２０で必要な逆拡散のタイミングを
求める。ディレイプロファイルを求める区間及び平均区
間の長さは、制御部３００からの指定に応じて決定され
る。パスサーチ２６０では当該受信信号に何個の有効マ
ルチパスが存在するかも判定し、その結果を制御部３０
０に出力する。制御部３００では、有効パスがまったく
ない場合、周波数オフセット推定２５０での周波数オフ
セットの更新操作を停止させる。
０３から供給される受信信号からディレイプロファイル
を求め、逆拡散部２２０で必要な逆拡散のタイミングを
求める。ディレイプロファイルを求める区間及び平均区
間の長さは、制御部３００からの指定に応じて決定され
る。パスサーチ２６０では当該受信信号に何個の有効マ
ルチパスが存在するかも判定し、その結果を制御部３０
０に出力する。制御部３００では、有効パスがまったく
ない場合、周波数オフセット推定２５０での周波数オフ
セットの更新操作を停止させる。
【００２２】以上の従来技術の説明において、位相差ベ
クトルを求めるための構成、特に１シンボル遅延器２５
１と共役複素乗算器２５２を用いる構成は、文献１とし
ての特開平５−２０７０８８号公報や文献２としての特
開平６−０９０２１９号公報（特許第２７７１７５７
号）で示されている。文献２では、ＣＤＭＡ方式をベー
スに逆拡散後の１シンボル遅延間を用いる構成が取られ
ている。
クトルを求めるための構成、特に１シンボル遅延器２５
１と共役複素乗算器２５２を用いる構成は、文献１とし
ての特開平５−２０７０８８号公報や文献２としての特
開平６−０９０２１９号公報（特許第２７７１７５７
号）で示されている。文献２では、ＣＤＭＡ方式をベー
スに逆拡散後の１シンボル遅延間を用いる構成が取られ
ている。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
自動周波数制御装置における周波数オフセットを推定す
るためにシンボル間の位相差ベクトルを用いる従来方式
では、図６に示すように、パイロットシンボル区間とデ
ータシンボル区間とで１スロット周期とする送信フレー
ムフォーマットでは、シンボルレートが高くなるにつれ
て、シンボル毎のＳ／Ｎが悪くなり、周波数オフセット
の推定精度が悪くなるという問題がある。
自動周波数制御装置における周波数オフセットを推定す
るためにシンボル間の位相差ベクトルを用いる従来方式
では、図６に示すように、パイロットシンボル区間とデ
ータシンボル区間とで１スロット周期とする送信フレー
ムフォーマットでは、シンボルレートが高くなるにつれ
て、シンボル毎のＳ／Ｎが悪くなり、周波数オフセット
の推定精度が悪くなるという問題がある。
【００２４】即ち、図６に示すように、パイロットシン
ボルとデータシンボルが時間多重されて送信されるフレ
ームフォーマットであって、一定チップレートの下、拡
散率を可変にすることにより可変送信シンボルレートを
実現するＣＤＭＡ方式においては、シンボルレートが高
くなると、拡散率が小さくなり、拡散によるＳ／Ｎ利得
が小さくなる。このため、周波数オフセットを低いＳ／
Ｎ環境下で求めなければならず、推定精度が劣化すると
いう問題がある。
ボルとデータシンボルが時間多重されて送信されるフレ
ームフォーマットであって、一定チップレートの下、拡
散率を可変にすることにより可変送信シンボルレートを
実現するＣＤＭＡ方式においては、シンボルレートが高
くなると、拡散率が小さくなり、拡散によるＳ／Ｎ利得
が小さくなる。このため、周波数オフセットを低いＳ／
Ｎ環境下で求めなければならず、推定精度が劣化すると
いう問題がある。
【００２５】本発明の主な目的は、パイロットシンボル
とデータシンボルが時間多重されて送信されるフレーム
フォーマットを持ち、一定チップレートのもと拡散率を
可変にすることにより、可変送信シンボルレートを実現
するＣＤＭＡ方式において、パイロットシンボルを当該
チャネルのシンボル周期より長い区間に渡って同相加算
させることにより、周波数位相差を求めるための複素ベ
クトル内のＳ／Ｎを向上させ、従来方式より高精度な周
波数オフセットの推定が可能な自動周波数制御方式を提
供することである。
とデータシンボルが時間多重されて送信されるフレーム
フォーマットを持ち、一定チップレートのもと拡散率を
可変にすることにより、可変送信シンボルレートを実現
するＣＤＭＡ方式において、パイロットシンボルを当該
チャネルのシンボル周期より長い区間に渡って同相加算
させることにより、周波数位相差を求めるための複素ベ
クトル内のＳ／Ｎを向上させ、従来方式より高精度な周
波数オフセットの推定が可能な自動周波数制御方式を提
供することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による自動周波数制御方法は、パイロットシ
ンボルとデータシンボルが時間多重されて送信されるフ
レームフォーマットを持ち、一定チップレートのもとで
拡散率を可変にすることにより可変送信シンボルレート
を実現するスペクトル拡散を用いた符号分割多重アクセ
ス方式において、前記パイロットシンボルをパイロット
シンボルの情報変調成分をキャンセルした複素ベクトル
表現に変換した後、予め定められたシンボル区間に渡っ
て前記複素ベクトル表現を少なくとも２通りに同相加算
し、前記同相加算された複数の複素ベクトル表現間の共
役複数乗算を基に周波数オフセットを推定することを特
徴とする。
に、本発明による自動周波数制御方法は、パイロットシ
ンボルとデータシンボルが時間多重されて送信されるフ
レームフォーマットを持ち、一定チップレートのもとで
拡散率を可変にすることにより可変送信シンボルレート
を実現するスペクトル拡散を用いた符号分割多重アクセ
ス方式において、前記パイロットシンボルをパイロット
シンボルの情報変調成分をキャンセルした複素ベクトル
表現に変換した後、予め定められたシンボル区間に渡っ
て前記複素ベクトル表現を少なくとも２通りに同相加算
し、前記同相加算された複数の複素ベクトル表現間の共
役複数乗算を基に周波数オフセットを推定することを特
徴とする。
【００２７】また、本発明による自動周波数制御方法
は、パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重さ
れて送信されるフレームフォーマットを持ち、一定チッ
プレートのもとで拡散率を可変にすることにより可変送
信シンボルレートを実現するスペクトル拡散を用いた符
号分割多重アクセス方式における自動周波数制御方法に
おいて、受信信号を直交復調部でＩ，Ｑベースバンド信
号に変換し、前記Ｉ，Ｑベースバンド信号を逆拡散部で
それぞれ逆拡散して、それぞれパイロットシンボル区間
検出部で前記パイロットシンボルと前記データシンボル
に分離し、それぞれ前記パイロットシンボルを前記パイ
ロットシンボルの情報変調成分を逆変調部でキャンセル
した複素ベクトル表現に変換した後、予め定められたシ
ンボル区間に渡って前記複素ベクトル表現を少なくとも
２通りに同相加算し、前記同相加算された複数の前記複
素ベクトル表現間の共役複素乗算を基に周波数オフセッ
トを推定する構成を有することを特徴とする。
は、パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重さ
れて送信されるフレームフォーマットを持ち、一定チッ
プレートのもとで拡散率を可変にすることにより可変送
信シンボルレートを実現するスペクトル拡散を用いた符
号分割多重アクセス方式における自動周波数制御方法に
おいて、受信信号を直交復調部でＩ，Ｑベースバンド信
号に変換し、前記Ｉ，Ｑベースバンド信号を逆拡散部で
それぞれ逆拡散して、それぞれパイロットシンボル区間
検出部で前記パイロットシンボルと前記データシンボル
に分離し、それぞれ前記パイロットシンボルを前記パイ
ロットシンボルの情報変調成分を逆変調部でキャンセル
した複素ベクトル表現に変換した後、予め定められたシ
ンボル区間に渡って前記複素ベクトル表現を少なくとも
２通りに同相加算し、前記同相加算された複数の前記複
素ベクトル表現間の共役複素乗算を基に周波数オフセッ
トを推定する構成を有することを特徴とする。
【００２８】また、本発明は、パイロットシンボルとデ
ータシンボルが時間多重されて送信されるフレームフォ
ーマットを持ち、一定チップレートのもとで拡散率を可
変にすることにより可変送信シンボルレートを実現する
スペクトル拡散を用いた符号分割多重アクセス方式にお
けるＣＤＭＡ受信機において、受信周波数信号を中間周
波数信号に変換するミキサーと、当該ミキサーに局部発
振信号を供給する第１の局所周波数発生部と、前記中間
周波数信号から第２の局所周波数発生部からの第２局所
周波数により直交復調する直交復調器と、前記直交復調
器により得られた同相軸と直光軸のベースバンド信号を
それぞれアナログ／デジタル信号に変換して逆拡散する
逆拡散部と、該逆拡散部からの逆拡散信号から前記パイ
ロットシンボルと前記データシンボルとに分離し、前記
パイロットシンボルを前記パイロットシンボルの情報変
調成分をキャンセルした複素ベクトル表現に変換するパ
イロットシンボル逆変調部と、予め定められたシンボル
区間に渡って前記複素ベクトル表現を少なくとも２通り
に同相加算する逆変調パイロットシンボル同相加算器
と、前記同相加算された複数の前記複素ベクトル表現間
の共役複素乗算を基に周波数オフセットを推定する周波
数オフセット推定部と、前記周波数オフセットに基いて
基準局所周波数を発生し前記第１及び第２の局所周波数
発生部に前記基準局所周波数に供給する基準局所周波数
発生器とを備えたことを特徴とする。
ータシンボルが時間多重されて送信されるフレームフォ
ーマットを持ち、一定チップレートのもとで拡散率を可
変にすることにより可変送信シンボルレートを実現する
スペクトル拡散を用いた符号分割多重アクセス方式にお
けるＣＤＭＡ受信機において、受信周波数信号を中間周
波数信号に変換するミキサーと、当該ミキサーに局部発
振信号を供給する第１の局所周波数発生部と、前記中間
周波数信号から第２の局所周波数発生部からの第２局所
周波数により直交復調する直交復調器と、前記直交復調
器により得られた同相軸と直光軸のベースバンド信号を
それぞれアナログ／デジタル信号に変換して逆拡散する
逆拡散部と、該逆拡散部からの逆拡散信号から前記パイ
ロットシンボルと前記データシンボルとに分離し、前記
パイロットシンボルを前記パイロットシンボルの情報変
調成分をキャンセルした複素ベクトル表現に変換するパ
イロットシンボル逆変調部と、予め定められたシンボル
区間に渡って前記複素ベクトル表現を少なくとも２通り
に同相加算する逆変調パイロットシンボル同相加算器
と、前記同相加算された複数の前記複素ベクトル表現間
の共役複素乗算を基に周波数オフセットを推定する周波
数オフセット推定部と、前記周波数オフセットに基いて
基準局所周波数を発生し前記第１及び第２の局所周波数
発生部に前記基準局所周波数に供給する基準局所周波数
発生器とを備えたことを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】本発明による実施形態について、
図面を参照しつつ詳細に説明する。
図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３０】（１）構成の説明 図１に本発明の一実施形態としての自動周波数制御装置
が示されている。本実施形態は構成要素として、逆変調
パイロットシンボル同相加算５１０と加算合成５２０と
周波数オフセット推定５３０と制御部５００を持つこと
を特徴として、それ以外は図５に示す従来方式と基本的
に同じであり、図５にて説明した同一符号のブロックは
同一機能・動作を有している。
が示されている。本実施形態は構成要素として、逆変調
パイロットシンボル同相加算５１０と加算合成５２０と
周波数オフセット推定５３０と制御部５００を持つこと
を特徴として、それ以外は図５に示す従来方式と基本的
に同じであり、図５にて説明した同一符号のブロックは
同一機能・動作を有している。
【００３１】図１において、まず、アンテナから受信さ
れたＲＦ（高周波数）信号は入力端子１００を介して周
波数変換部２０１に入力される。ミキサーとしての周波
数変換部２０１は、第１局所周波数発生器２０２から送
信装置側のキャリア周波数にＩＦ（中間周波数）周波数
だけオフセットを持たせた局所周波数を受け、ＲＦ信号
をＩＦ信号に変換する。
れたＲＦ（高周波数）信号は入力端子１００を介して周
波数変換部２０１に入力される。ミキサーとしての周波
数変換部２０１は、第１局所周波数発生器２０２から送
信装置側のキャリア周波数にＩＦ（中間周波数）周波数
だけオフセットを持たせた局所周波数を受け、ＲＦ信号
をＩＦ信号に変換する。
【００３２】周波数変換部２０１で変換されたＩＦ信号
はＡＧＣ１０１で予め定めらた信号レベルに調整された
後、直交復調器２１０に入力される。直交復調器２１０
は、第２局所周波数発生器２０３から供給されるＩＦ周
波数を持つ局所周波数を受け、ＩＦ信号を同相軸Ｉと直
交軸Ｑのベースバンド信号に変換する。
はＡＧＣ１０１で予め定めらた信号レベルに調整された
後、直交復調器２１０に入力される。直交復調器２１０
は、第２局所周波数発生器２０３から供給されるＩＦ周
波数を持つ局所周波数を受け、ＩＦ信号を同相軸Ｉと直
交軸Ｑのベースバンド信号に変換する。
【００３３】ここで、変調方式としてＱＰＳＫを仮定す
ると、直交復調された信号の同相成分Ｉと直交成分Ｉは
それぞれ独立にＬＰＦ２０２を通った後、それぞれＡ／
Ｄ変換部１０３でそれぞれ同相軸Ｉと直交軸Ｑのデジタ
ル信号に変換される。
ると、直交復調された信号の同相成分Ｉと直交成分Ｉは
それぞれ独立にＬＰＦ２０２を通った後、それぞれＡ／
Ｄ変換部１０３でそれぞれ同相軸Ｉと直交軸Ｑのデジタ
ル信号に変換される。
【００３４】Ａ／Ｄ変換部１０３で変換されたデジタル
信号は逆拡散部２２０及びパスサーチ２６０とに供給さ
れる。前記第１局所周波数発生器２０２及び第２局所周
波数発生器２０３は、ＴＣＸＯ２００から供給される基
本局所周波数から、それぞれ、送信装置側のキャリア周
波数をＩＦ周波数だけシフトさせた第１の局所周波数
と、ＩＦ周波数に相当する第２の局所周波数を発生させ
る。
信号は逆拡散部２２０及びパスサーチ２６０とに供給さ
れる。前記第１局所周波数発生器２０２及び第２局所周
波数発生器２０３は、ＴＣＸＯ２００から供給される基
本局所周波数から、それぞれ、送信装置側のキャリア周
波数をＩＦ周波数だけシフトさせた第１の局所周波数
と、ＩＦ周波数に相当する第２の局所周波数を発生させ
る。
【００３５】逆拡散部２２０では、パスサーチ２６０か
ら供給される逆拡散タイミングと、制御部５００から供
給される当該チャネルの拡散コード、シンボルレート、
パイロットシンボル区間の境界情報を用いて、Ａ／Ｄ変
換部１０３から供給される受信デジタル信号を逆拡散し
て、ＱＰＳＫのシンボルに変換する。変換されるシンボ
ルはパイロットシンボル逆変調部２３０に供給される。
本実施形態では、ＱＰＳＫレベルの送信フォーマットと
して、図６に示すような、パイロットシンボルとデータ
シンボルが時間的に多重化されているものを想定する。
ら供給される逆拡散タイミングと、制御部５００から供
給される当該チャネルの拡散コード、シンボルレート、
パイロットシンボル区間の境界情報を用いて、Ａ／Ｄ変
換部１０３から供給される受信デジタル信号を逆拡散し
て、ＱＰＳＫのシンボルに変換する。変換されるシンボ
ルはパイロットシンボル逆変調部２３０に供給される。
本実施形態では、ＱＰＳＫレベルの送信フォーマットと
して、図６に示すような、パイロットシンボルとデータ
シンボルが時間的に多重化されているものを想定する。
【００３６】ここで、パイロットシンボルはスロットと
呼ばれる一定間隔毎に、データシンボルに挿入された形
になり、スロット周期毎に送信される各スロットにおけ
るパイロットシンボル区間のパイロットシンボルパタン
は可変である。更に、ここでは、チップレート一定のも
と、拡散率を変えることで、シンボルレートの可変化を
実現しているため、シンボルレートが倍になると、拡散
率が半分になる性質を有する。
呼ばれる一定間隔毎に、データシンボルに挿入された形
になり、スロット周期毎に送信される各スロットにおけ
るパイロットシンボル区間のパイロットシンボルパタン
は可変である。更に、ここでは、チップレート一定のも
と、拡散率を変えることで、シンボルレートの可変化を
実現しているため、シンボルレートが倍になると、拡散
率が半分になる性質を有する。
【００３７】尚、図６では、パイロットシンボル区間長
はシンボルレートＦｓが変わっても変化しないように書
かれているが、一般にこのような制限は必要ない。シン
ボルレートＦｓに応じてパイロットシンボル区間長を可
変にしてもよい。
はシンボルレートＦｓが変わっても変化しないように書
かれているが、一般にこのような制限は必要ない。シン
ボルレートＦｓに応じてパイロットシンボル区間長を可
変にしてもよい。
【００３８】図１における制御部５００は、当該受信デ
ジタル信号の情報（拡散コード、シンボルレート、パイ
ロットシンボル数あるいはパイロットシンボル区間）
や、当該発明のパラメータ（同相加算シンボル数、位相
差平均加算数、位相差計算用シンボル間隔数、角度・周
波数オフセット変換ファクタ）、及びＴＣＸＯの制御
（周波数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブ
ル、周波数オフセット更新の有効・無効）を各ブロック
に伝える信号を生成するブロックである。
ジタル信号の情報（拡散コード、シンボルレート、パイ
ロットシンボル数あるいはパイロットシンボル区間）
や、当該発明のパラメータ（同相加算シンボル数、位相
差平均加算数、位相差計算用シンボル間隔数、角度・周
波数オフセット変換ファクタ）、及びＴＣＸＯの制御
（周波数オフセットとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブ
ル、周波数オフセット更新の有効・無効）を各ブロック
に伝える信号を生成するブロックである。
【００３９】ここで、制御信号３０１は、当該受信デジ
タル信号の情報を逆拡散部２２０、パイロットシンボル
逆変調部２３０、逆変調パイロットシンボル同相加算部
５１０、周波数オフセット推定部５３０へ供給する。一
方、制御信号３０４は、当該発明のパラメータを逆変調
パイロットシンボル同相加算部５１０、周波数オフセッ
ト推定部５３０へ、ＴＣＸＯ制御情報の一部（周波数オ
フセット変更の有効・無効）を周波数オフセット推定部
５３０へ供給する。制御信号５０２は、周波数オフセッ
トとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブルをＴＣＸＯ２７０
へ供給する。
タル信号の情報を逆拡散部２２０、パイロットシンボル
逆変調部２３０、逆変調パイロットシンボル同相加算部
５１０、周波数オフセット推定部５３０へ供給する。一
方、制御信号３０４は、当該発明のパラメータを逆変調
パイロットシンボル同相加算部５１０、周波数オフセッ
ト推定部５３０へ、ＴＣＸＯ制御情報の一部（周波数オ
フセット変更の有効・無効）を周波数オフセット推定部
５３０へ供給する。制御信号５０２は、周波数オフセッ
トとＴＣＸＯ制御電圧の変換テーブルをＴＣＸＯ２７０
へ供給する。
【００４０】図２にパイロットシンボル逆変調部２３０
と逆変調パイロットシンボル同相加算器５１０の内容を
示す。パイロットシンボル逆変調部２３０では、逆拡散
部２２０から供給されるＱＰＳＫシンボルをパイロット
シンボル区間検出部２３１で、パイロットシンボルとデ
ータシンボルとに分離して、パイロットシンボル部分を
パイロットシンボル逆変調器２３３へ出力する。パイロ
ットシンボル区間の長さは、制御部５００の制御信号３
０１から指定により判断される。データシンボルは本来
同期検波され、送信機から送出されたデータを復調され
る。
と逆変調パイロットシンボル同相加算器５１０の内容を
示す。パイロットシンボル逆変調部２３０では、逆拡散
部２２０から供給されるＱＰＳＫシンボルをパイロット
シンボル区間検出部２３１で、パイロットシンボルとデ
ータシンボルとに分離して、パイロットシンボル部分を
パイロットシンボル逆変調器２３３へ出力する。パイロ
ットシンボル区間の長さは、制御部５００の制御信号３
０１から指定により判断される。データシンボルは本来
同期検波され、送信機から送出されたデータを復調され
る。
【００４１】パイロットシンボル逆変調器２３３は、基
準パイロットシンボル生成器２３２から当該スロットに
対応するパイロットパタンを供給され、パイロットシン
ボル区間検出部２３１から入力される受信パイロットシ
ンボルの変調成分をキャンセルする。基準パイロットシ
ンボル生成器２３２から供給される逆変調に必要な当該
スロット及び当該シンボルレートのパイロットシンボル
パタンの設定は、制御部５００の制御信号３０１からの
指定により行われる。
準パイロットシンボル生成器２３２から当該スロットに
対応するパイロットパタンを供給され、パイロットシン
ボル区間検出部２３１から入力される受信パイロットシ
ンボルの変調成分をキャンセルする。基準パイロットシ
ンボル生成器２３２から供給される逆変調に必要な当該
スロット及び当該シンボルレートのパイロットシンボル
パタンの設定は、制御部５００の制御信号３０１からの
指定により行われる。
【００４２】制御回路２３９は、制御部５００からの制
御信号３０１を受け、パイロット区間長をパイロットシ
ンボル区間検出部２３１へ、当該受信デジタル信号のシ
ンボルレートを基準パイロットシンボル生成部２３２に
出力する。
御信号３０１を受け、パイロット区間長をパイロットシ
ンボル区間検出部２３１へ、当該受信デジタル信号のシ
ンボルレートを基準パイロットシンボル生成部２３２に
出力する。
【００４３】パイロットシンボル逆変調器２３３で逆変
調されたパイロットシンボルはシンボル単位の複素ベク
トル表現されて、逆変調パイロットシンボル同相加算器
５１０のバッファメモリ５１３に出力される。バッファ
メモリ５１３に貯えられた逆変調後のパイロットシンボ
ルを表す複素ベクトルは、制御部５００の制御信号３０
４により制御部５１９で指定されたシンボル分だけ同相
加算器５１１で同相加算された後、加算合成器５２０へ
出力される。
調されたパイロットシンボルはシンボル単位の複素ベク
トル表現されて、逆変調パイロットシンボル同相加算器
５１０のバッファメモリ５１３に出力される。バッファ
メモリ５１３に貯えられた逆変調後のパイロットシンボ
ルを表す複素ベクトルは、制御部５００の制御信号３０
４により制御部５１９で指定されたシンボル分だけ同相
加算器５１１で同相加算された後、加算合成器５２０へ
出力される。
【００４４】制御部５１９は、制御信号３０４により指
定される同相加算パタン及び同相加算シンボル数の情報
を受け、同相加算パタン生成回路５１２へバッファメモ
リ５１３と同相加算回路５１１の制御の指示を出す。
定される同相加算パタン及び同相加算シンボル数の情報
を受け、同相加算パタン生成回路５１２へバッファメモ
リ５１３と同相加算回路５１１の制御の指示を出す。
【００４５】図３に示すように、加算合成器５２０で
は、逆変調パイロットシンボル同相加算器５１０の出力
を複素加算器５２１で加算し、それを周波数オフセット
推定部５３０内にあるバッファメモリ５３１に出力す
る。
は、逆変調パイロットシンボル同相加算器５１０の出力
を複素加算器５２１で加算し、それを周波数オフセット
推定部５３０内にあるバッファメモリ５３１に出力す
る。
【００４６】ここで、図４を利用して同相加算器５１１
の説明を行う。図４では、当該チャネルのシンボルレー
トをＦｓとしている。ここで、図４の最上段にあるパイ
ロットシンボルと書かれた四角の箱をパイロットシンボ
ル逆変調部２３３から供給される複素ベクトルと仮定す
る。このとき、前記従来方式では、当該シンボルレート
Ｆｓ毎に複素ベクトル間の共役複素乗算が実行されるた
め、それを表現すると図４（１）のようになる。ここで
は、シンボル周期（１／Ｆｓ）毎の複素ベクトル間で共
役複素乗算が行われることを示している。
の説明を行う。図４では、当該チャネルのシンボルレー
トをＦｓとしている。ここで、図４の最上段にあるパイ
ロットシンボルと書かれた四角の箱をパイロットシンボ
ル逆変調部２３３から供給される複素ベクトルと仮定す
る。このとき、前記従来方式では、当該シンボルレート
Ｆｓ毎に複素ベクトル間の共役複素乗算が実行されるた
め、それを表現すると図４（１）のようになる。ここで
は、シンボル周期（１／Ｆｓ）毎の複素ベクトル間で共
役複素乗算が行われることを示している。
【００４７】一方、本実施形態では、パイロットシンボ
ル逆変調器２３３から供給される複素ベクトルを当該シ
ンボルレートの１シンボルよりも長い区間に渡って同相
加算することを特徴とする。例えば、図４（２）では同
相加算単位を３パイロットシンボル区間の３シンボル周
期（３／Ｆｓ）として、３パイロットシンボル分の複素
ベクトルが同相加算されており、図４（３）と図４
（４）では２パイロットシンボル分の２シンボル周期
（２／Ｆｓ）の複素ベクトルが同相加算されていること
を表している。このように、周波数オフセットを求める
ための共役複素演算を取るための複素ベクトルを当該シ
ンボル周期より長い区間に渡って同相加算することによ
り、複素ベクトルのＳ／Ｎが大幅に改善される。
ル逆変調器２３３から供給される複素ベクトルを当該シ
ンボルレートの１シンボルよりも長い区間に渡って同相
加算することを特徴とする。例えば、図４（２）では同
相加算単位を３パイロットシンボル区間の３シンボル周
期（３／Ｆｓ）として、３パイロットシンボル分の複素
ベクトルが同相加算されており、図４（３）と図４
（４）では２パイロットシンボル分の２シンボル周期
（２／Ｆｓ）の複素ベクトルが同相加算されていること
を表している。このように、周波数オフセットを求める
ための共役複素演算を取るための複素ベクトルを当該シ
ンボル周期より長い区間に渡って同相加算することによ
り、複素ベクトルのＳ／Ｎが大幅に改善される。
【００４８】いま、複素ベクトルに含まれる雑音の分散
をσの２乗とすると、共役複素演算の結果に含まれる分
散は２倍のσの４乗になる。この場合、図４（１）の共
役複素乗算の結果を平均したときの雑音の分散は２×σ
4÷３である。一方、図４（２）に示す構成で複素乗算
を実行した場合、そこに含まれる雑音の分散はσ2／２
であり、圧倒的に分散が小さくなる。したがって、共役
複素演算で複素ベクトル間の位相差を求める方式におい
ては、周波数オフセットの推定精度を高めるためには、
元となる複素ベクトル内のＳ／Ｎを高めておく必要があ
る。本発明による本実施形態は、この点において従来方
式の特性を上回っている。
をσの２乗とすると、共役複素演算の結果に含まれる分
散は２倍のσの４乗になる。この場合、図４（１）の共
役複素乗算の結果を平均したときの雑音の分散は２×σ
4÷３である。一方、図４（２）に示す構成で複素乗算
を実行した場合、そこに含まれる雑音の分散はσ2／２
であり、圧倒的に分散が小さくなる。したがって、共役
複素演算で複素ベクトル間の位相差を求める方式におい
ては、周波数オフセットの推定精度を高めるためには、
元となる複素ベクトル内のＳ／Ｎを高めておく必要があ
る。本発明による本実施形態は、この点において従来方
式の特性を上回っている。
【００４９】同相加算パタン生成５１２は、制御部５１
９から入力される同相加算パタンと同相加算シンボル数
の情報を受け、同相加算器５１１とバッファメモリ５１
３に対して図４（２）から図４（４）に示すような同相
加算のパタンが行われるように制御する機能を持つ。同
相加算パタン生成部５１２は、制御部５００からの指定
を受けた制御部５１９の指示にしたがって動作する。周
波数オフセット推定部５３０のバッファ５３１に貯えら
れた複素ベクトルは、制御部５３９の指定を受けて、図
４の（２）から（４）に示すような複素ベクトルを共役
複素乗算器２５２に出力し、位相差ベクトルを求めて平
均化部２５３に出力する。
９から入力される同相加算パタンと同相加算シンボル数
の情報を受け、同相加算器５１１とバッファメモリ５１
３に対して図４（２）から図４（４）に示すような同相
加算のパタンが行われるように制御する機能を持つ。同
相加算パタン生成部５１２は、制御部５００からの指定
を受けた制御部５１９の指示にしたがって動作する。周
波数オフセット推定部５３０のバッファ５３１に貯えら
れた複素ベクトルは、制御部５３９の指定を受けて、図
４の（２）から（４）に示すような複素ベクトルを共役
複素乗算器２５２に出力し、位相差ベクトルを求めて平
均化部２５３に出力する。
【００５０】尚、図４では位相差ベクトルを求めるのに
隣接する複素ベクトルを選択しているが、これは必ずし
もそれに限定する必要はない。例えば、図４において、
パイロットシンボルが８シンボルで、図４（２）におけ
る同相加算単位が５シンボル区間の場合を考える。この
とき、共役複素乗算を計算できる複素ベクトルの数は４
つとなるが、始めと最後の複素ベクトルだけで共役複素
乗算を計算し、位相差ベクトルを求める構成も取れる。
但し、このときは、角度・周波数オフセット変換部２５
５でシンボル当たりの周波数オフセットを求める際、角
度情報を３で割る必要がある。本実施形態では、この”
３”を角度・周波数オフセット変換ファクタと呼ぶ。
隣接する複素ベクトルを選択しているが、これは必ずし
もそれに限定する必要はない。例えば、図４において、
パイロットシンボルが８シンボルで、図４（２）におけ
る同相加算単位が５シンボル区間の場合を考える。この
とき、共役複素乗算を計算できる複素ベクトルの数は４
つとなるが、始めと最後の複素ベクトルだけで共役複素
乗算を計算し、位相差ベクトルを求める構成も取れる。
但し、このときは、角度・周波数オフセット変換部２５
５でシンボル当たりの周波数オフセットを求める際、角
度情報を３で割る必要がある。本実施形態では、この”
３”を角度・周波数オフセット変換ファクタと呼ぶ。
【００５１】このような制御は制御部５３９が担当す
る。制御部５３９は、制御部５００から制御信号３０１
で供給されるシンボルレート情報と制御信号３０４で供
給される位相差平均加算数、角度・周波数オフセット変
換ファクタと周波数オフセット変更の有効・無効情報を
もとに、バッファメモリ５３１と平均化部２５３、角度
・周波数オフセット変換部２５５を制御する。
る。制御部５３９は、制御部５００から制御信号３０１
で供給されるシンボルレート情報と制御信号３０４で供
給される位相差平均加算数、角度・周波数オフセット変
換ファクタと周波数オフセット変更の有効・無効情報を
もとに、バッファメモリ５３１と平均化部２５３、角度
・周波数オフセット変換部２５５を制御する。
【００５２】たとえば、制御部５３９は、周波数オフセ
ット推定に必要なシンボルレートの情報を角度・周波数
オフセット変換部２５５に提供する。また、平均化部２
５３に対して、制御信号３０４から供給される位相差平
均加算数分だけ、共役複素乗算器２５２から供給される
位相差ベクトルの平均化を行う。ここでの平均操作は単
純な加算平均でも、移動平均でも、リーク係数付きの平
均でも良い。
ット推定に必要なシンボルレートの情報を角度・周波数
オフセット変換部２５５に提供する。また、平均化部２
５３に対して、制御信号３０４から供給される位相差平
均加算数分だけ、共役複素乗算器２５２から供給される
位相差ベクトルの平均化を行う。ここでの平均操作は単
純な加算平均でも、移動平均でも、リーク係数付きの平
均でも良い。
【００５３】更に、角度・周波数オフセット変換部２５
５に対して、制御信号３０１で供給される当該チャネル
のシンボルレートを供給し、シンボル当たりの角度情報
をシンボルレート当たりの周波数オフセットに変換させ
る。また、同様に、制御信号３０４で供給される周波数
オフセット変更の有効・無効情報をもとに角度・周波数
オフセット変換部２５５の出力を抑制させる機能を持っ
ている。
５に対して、制御信号３０１で供給される当該チャネル
のシンボルレートを供給し、シンボル当たりの角度情報
をシンボルレート当たりの周波数オフセットに変換させ
る。また、同様に、制御信号３０４で供給される周波数
オフセット変更の有効・無効情報をもとに角度・周波数
オフセット変換部２５５の出力を抑制させる機能を持っ
ている。
【００５４】また、パスサーチ２６０において有効パス
が検出されなかった場合、パスサーチ２６０から制御部
５００に通知され、制御部５００から制御信号３０１，
３０４として通知され、制御部５３９からの制御によっ
て平均化器２５３の平均操作が停止される。平均操作を
行うか否か、どの種の平均化操作を行うかの指定は制御
部５３９が平均化器２５３に制御を行う。平均化器２５
３で平均された位相差ベクトルは角度変換器２５４で位
相差ベクトル表現から角度表現に変換される。位相差ベ
クトル表現から角度表現への変換は、位相差ベクトルの
虚数部と実数部とを用いてアークタンジェント変換（ar
ch tan（虚数部／実数部））により実現される。変換さ
れた角度表現は、制御部５３９から指定される当該チャ
ネルのシンボルレートを用いて、角度・周波数オフセッ
ト変換器２５５で周波数オフセット表現に変換される。
が検出されなかった場合、パスサーチ２６０から制御部
５００に通知され、制御部５００から制御信号３０１，
３０４として通知され、制御部５３９からの制御によっ
て平均化器２５３の平均操作が停止される。平均操作を
行うか否か、どの種の平均化操作を行うかの指定は制御
部５３９が平均化器２５３に制御を行う。平均化器２５
３で平均された位相差ベクトルは角度変換器２５４で位
相差ベクトル表現から角度表現に変換される。位相差ベ
クトル表現から角度表現への変換は、位相差ベクトルの
虚数部と実数部とを用いてアークタンジェント変換（ar
ch tan（虚数部／実数部））により実現される。変換さ
れた角度表現は、制御部５３９から指定される当該チャ
ネルのシンボルレートを用いて、角度・周波数オフセッ
ト変換器２５５で周波数オフセット表現に変換される。
【００５５】角度・周波数オフセット変換器２５５で変
換された周波数オフセット表現はＴＣＸＯ制御部２７０
に出力される。尚、ここで、パスサーチ２６０において
有効パスが検出されなかった場合、周波数オフセット表
現のＴＣＸＯ制御部２７０への出力は停止される。制御
部５３９は、制御部５００からの指定にしたがって、平
均ベクトル数や平均操作の可否の指定を平均器２５３
に、シンボルレート情報、同相加算パタン及び周波数オ
フセット表現出力の可否の指定を角度・周波数オフセッ
ト変換部２５５に供給する。
換された周波数オフセット表現はＴＣＸＯ制御部２７０
に出力される。尚、ここで、パスサーチ２６０において
有効パスが検出されなかった場合、周波数オフセット表
現のＴＣＸＯ制御部２７０への出力は停止される。制御
部５３９は、制御部５００からの指定にしたがって、平
均ベクトル数や平均操作の可否の指定を平均器２５３
に、シンボルレート情報、同相加算パタン及び周波数オ
フセット表現出力の可否の指定を角度・周波数オフセッ
ト変換部２５５に供給する。
【００５６】ＴＣＸＯ制御部２７０は、周波数オフセッ
ト推定部２５０から供給される周波数オフセット値に応
じて、ＴＣＸＯ２００に掛ける電圧を制御する機能を持
つ。より具体的には、制御部３００の制御信号３０２に
より指定されるテーブルを用いて、周波数オフセットに
応じるＴＣＸＯの制御電圧を求める。このとき、ＴＣＸ
Ｏの制御電圧は周波数オフセットを補償する方向に選択
される。求まった制御電圧はデジタル値であり、それは
Ｄ／Ａ変換部１０５でアナログ値に変換された後、ＬＰ
Ｆ２０２を介してＴＣＸＯ２００に供給される。
ト推定部２５０から供給される周波数オフセット値に応
じて、ＴＣＸＯ２００に掛ける電圧を制御する機能を持
つ。より具体的には、制御部３００の制御信号３０２に
より指定されるテーブルを用いて、周波数オフセットに
応じるＴＣＸＯの制御電圧を求める。このとき、ＴＣＸ
Ｏの制御電圧は周波数オフセットを補償する方向に選択
される。求まった制御電圧はデジタル値であり、それは
Ｄ／Ａ変換部１０５でアナログ値に変換された後、ＬＰ
Ｆ２０２を介してＴＣＸＯ２００に供給される。
【００５７】一方、パスサーチ２６０はＡ／Ｄ変換部１
０３から供給される受信信号に基いてディレイプロファ
イルを求め、逆拡散部２２０で必要な逆拡散のタイミン
グを求める。ディレイプロファイルを求める区間及び平
均区間の長さは、制御部５００からの制御信号３０１の
指定に応じて決定される。パスサーチ２６０では当該受
信信号に何個の有効マルチパスが存在するかも判定し、
その結果の制御信号３０３を制御部５００に出力する。
制御部５００では、有効パスがまったくない場合、周波
数オフセット推定部２５０での周波数オフセットの更新
操作を停止させる。
０３から供給される受信信号に基いてディレイプロファ
イルを求め、逆拡散部２２０で必要な逆拡散のタイミン
グを求める。ディレイプロファイルを求める区間及び平
均区間の長さは、制御部５００からの制御信号３０１の
指定に応じて決定される。パスサーチ２６０では当該受
信信号に何個の有効マルチパスが存在するかも判定し、
その結果の制御信号３０３を制御部５００に出力する。
制御部５００では、有効パスがまったくない場合、周波
数オフセット推定部２５０での周波数オフセットの更新
操作を停止させる。
【００５８】最後に、上記本発明の実施形態では、周波
数オフセットを求めるためのパイロットシンボルの同相
加算数を、当該シンボル区間以上に取るように記載され
ているが、場合に応じて、同相加算シンボル区間数を１
にすることも可能である。例えば、シンボルレートが十
分小さい場合、従来方式のようなパイロットシンボルだ
けを用いて、周波数オフセットを求めることできる。こ
のような制御は図１における制御部５００が行う。
数オフセットを求めるためのパイロットシンボルの同相
加算数を、当該シンボル区間以上に取るように記載され
ているが、場合に応じて、同相加算シンボル区間数を１
にすることも可能である。例えば、シンボルレートが十
分小さい場合、従来方式のようなパイロットシンボルだ
けを用いて、周波数オフセットを求めることできる。こ
のような制御は図１における制御部５００が行う。
【００５９】なお、上記実施形態では、逆拡散部を２つ
の場合について説明したが、更に３つ以上の逆拡散部を
設けることにより、パスサーチに応じた逆拡散時におけ
る乗算用拡散信号を正確に高速に選択することができる
ので、好都合である。また、この３つ以上の逆拡散部に
より、パイロットシンボル逆変調と逆変調パイロットシ
ンボル同相加算器も３つ以上となり、加算合成器による
加算の結果、より緻密な周波数オフセット信号が得ら
れ、ＴＣＸＯの周波数ずれを正確に補正することがで
き、データ復調を正確に行うことができる。
の場合について説明したが、更に３つ以上の逆拡散部を
設けることにより、パスサーチに応じた逆拡散時におけ
る乗算用拡散信号を正確に高速に選択することができる
ので、好都合である。また、この３つ以上の逆拡散部に
より、パイロットシンボル逆変調と逆変調パイロットシ
ンボル同相加算器も３つ以上となり、加算合成器による
加算の結果、より緻密な周波数オフセット信号が得ら
れ、ＴＣＸＯの周波数ずれを正確に補正することがで
き、データ復調を正確に行うことができる。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重されて
送信されるフレームフォーマットを持ち、一定チップレ
ートのもと拡散率を可変にすることにより、可変送信シ
ンボルレートを実現するＣＤＭＡ方式において、パイロ
ットシンボルを当該チャネルのシンボル周期より長い区
間に渡って同相加算させることにより、周波数位相差を
求めるための複素ベクトル内のＳ／Ｎを向上させること
ができ、従来方式より高精度な周波数オフセットの推定
が可能な自動周波数制御方式を提供できるという効果を
奏する。
パイロットシンボルとデータシンボルが時間多重されて
送信されるフレームフォーマットを持ち、一定チップレ
ートのもと拡散率を可変にすることにより、可変送信シ
ンボルレートを実現するＣＤＭＡ方式において、パイロ
ットシンボルを当該チャネルのシンボル周期より長い区
間に渡って同相加算させることにより、周波数位相差を
求めるための複素ベクトル内のＳ／Ｎを向上させること
ができ、従来方式より高精度な周波数オフセットの推定
が可能な自動周波数制御方式を提供できるという効果を
奏する。
【図１】本発明の一実施形態としての自動周波数制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図２】本発明による図１中のパイロット逆変調及び逆
変調パイロットシンボル同相加算の詳細を示すブロック
図である。
変調パイロットシンボル同相加算の詳細を示すブロック
図である。
【図３】本発明による図１中の加算合成及び周波数オフ
セット推定の詳細を示すブロック図である。
セット推定の詳細を示すブロック図である。
【図４】本発明による図２中の同相加算の詳細を示すた
めの図である。
めの図である。
【図５】従来の自動周波数制御装置を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】本発明が想定するフレームフォーマットを示す
図である。
図である。
【図７】図５中のパイロット逆変調、加算合成及び周波
数オフセット推定の詳細を示すためのブロック図であ
る。
数オフセット推定の詳細を示すためのブロック図であ
る。
【図８】図７中のパイロット逆変調の詳細を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１００ ＲＦ信号入力端子 １０１ ＡＧＣ １０２ ＬＰＦ １０３ Ａ／Ｄ変換部 １０５ Ａ／Ｄ変換部 ２００ ＴＣＸＯ ２０１ 周波数変換部 ２０２ 第１局所周波数発生部 ２０３ 第２局所周波数発生部 ２１０ 直交復調部 ２２０ 逆拡散部 ２３０ パイロットシンボル逆変調部 ２３１ パイロットシンボル区間検出部 ２３２ 基準パイロットシンボル生成部 ２３３ パイロットシンボル逆変調器 ２３９ 制御部 ２５２ 共役複素乗算器 ２５３ 平均器 ２５４ 角度変換部 ２５５ 角度・周波数オフセット変換部 ２６０ パスサーチ ２７０ ＴＣＸＯ制御部 ５００ 制御部 ５１０ 逆変調パイロットシンボル同相加算器 ５１１ 同相加算器 ５１２ 同相加算パタン生成器 ５１３ バッファメモリ ５１９ 制御部 ５２０ 加算合成部 ５２１ 複素加算器 ５３０ 周波数オフセット推定部 ５３１ バッファメモリ ５３９ 制御部
Claims (7)
- 【請求項１】 パイロットシンボルとデータシンボルが
時間多重されて送信されるフレームフォーマットを持
ち、一定チップレートのもとで拡散率を可変にすること
により可変送信シンボルレートを実現するスペクトル拡
散を用いた符号分割多重アクセス方式における復調用の
自動周波数制御方法において、 前記パイロットシンボルを前記パイロットシンボルの情
報変調成分をキャンセルした複素ベクトル表現に変換し
た後、予め定められたシンボル区間に渡って前記複素ベ
クトル表現の前記パイロットシンボルを少なくとも２通
りの同相加算レートにて同相加算し、前記同相加算され
た複数の前記複素ベクトル表現間の共役複素乗算結果に
基づいて周波数オフセットを推定することを特徴とする
自動周波数制御方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載された自動周波数制御方
法において、さらに、前記周波数オフセットの推定によ
り得られた周波数推定値に従って水晶発振器の発振周波
数を制御し、当該発振周波数に基いて受信周波数信号を
中間周波数信号に変換し、前記発振周波数に基いて前記
中間周波数信号を直交復調することを特徴とする自動周
波数制御方法。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載された自動周波数
制御方法において、さらに、前記直交復調されて同相軸
と直交軸のベースバンド信号を得て、それぞれＡ／Ｄ変
換部でデジタル信号に変換され、それぞれ逆拡散部で逆
拡散され、それぞれパイロットシンボルとデータシンボ
ルとに分離され、それぞれ前記パイロットシンボルを前
記パイロットシンボルの情報変調成分をキャンセルした
複素ベクトル表現に変換することを特徴とする自動周波
数制御方法。 - 【請求項４】 パイロットシンボルとデータシンボルが
時間多重されて送信されるフレームフォーマットを持
ち、一定チップレートのもとで拡散率を可変にすること
により可変送信シンボルレートを実現するスペクトル拡
散を用いた符号分割多重アクセス方式における自動周波
数制御方式において、 受信信号を同相軸と直交軸のベースバンド信号に変換す
る直交復調部と、前記同相軸と直交軸のベースバンド信
号をそれぞれ逆拡散する逆拡散部と、それぞれ前記パイ
ロットシンボルと前記データシンボルに分離するパイロ
ットシンボル区間検出部と、それぞれ前記パイロットシ
ンボルを前記パイロットシンボルの情報変調成分をキャ
ンセルした複素ベクトル表現に変換する逆変調部と、予
め定められたシンボル区間に渡って前記複素ベクトル表
現を少なくとも２通りに同相加算する同相加算手段と、
前記同相加算された複数の前記複素ベクトル表現間の共
役複素乗算を基に周波数オフセットを推定する推定手段
とを有することを特徴とする自動周波数制御方式。 - 【請求項５】 請求項４に記載された自動周波数制御方
式において、前記少なくとも２通りに同相加算する同相
加算手段は、前記逆変調部からの複素ベクトル信号を少
なくとも２シンボル以上の区間のシンボルを格納するバ
ッファメモリと、前記バッファメモリの出力を同相加算
する同相加算器とからなり、前記周波数オフセットを推
定する推定手段は、前記同相加算器の前記同相軸と直交
軸のベースバンド信号に対応する出力を加算する複素加
算器と、この加算結果を第２のバッファメモリに格納し
て前記第２のバッファメモリの出力の共役複素乗算する
共役複素乗算器と、前記共役複素乗算器の出力を平均化
して角度成分に変換し、前記角度成分を周波数成分に変
換する角度・周波数変換器とを有し、周波数オフセット
を推定することを特徴とする自動周波数制御方式。 - 【請求項６】 請求項４又は５に記載された自動周波数
制御方式において、さらに、前記周波数オフセットの推
定により得られた周波数推定値に従って水晶発振器の発
振周波数を制御する制御手段と、当該発振周波数に基い
て受信周波数信号を中間周波数信号に変換する変換手段
とを有し、前記発振周波数に基いて前記中間周波数信号
を直交復調することを特徴とする自動周波数制御方式。 - 【請求項７】 パイロットシンボルとデータシンボルが
時間多重されて送信されるフレームフォーマットを持
ち、一定チップレートのもとで拡散率を可変にすること
により可変送信シンボルレートを実現するスペクトル拡
散を用いた符号分割多重アクセス方式におけるＣＤＭＡ
受信機において、 受信周波数信号を中間周波数信号に変換するミキサー
と、当該ミキサーに局部発振信号を供給する第１の局所
周波数発生部と、前記中間周波数信号から第２の局所周
波数発生部からの第２局所周波数により直交復調する直
交復調器と、前記直交復調器により得られた同相軸と直
光軸のベースバンド信号をそれぞれアナログ／デジタル
信号に変換して逆拡散する逆拡散部と、該逆拡散部から
の逆拡散信号から前記パイロットシンボルと前記データ
シンボルとに分離し、前記パイロットシンボルを前記パ
イロットシンボルの情報変調成分をキャンセルした複素
ベクトル表現に変換するパイロットシンボル逆変調部
と、予め定められたシンボル区間に渡って前記複素ベク
トル表現を少なくとも２通りに同相加算する逆変調パイ
ロットシンボル同相加算器と、前記同相加算された複数
の前記複素ベクトル表現間の共役複素乗算を基に周波数
オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、前記
周波数オフセットに基いて基準局所周波数を発生し前記
第１及び第２の局所周波数発生部に前記基準局所周波数
に供給する基準局所周波数発生器と、を備えたことを特
徴とするＣＤＭＡ受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11184099A JP2001016135A (ja) | 1999-06-29 | 1999-06-29 | 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機 |
| US09/604,930 US6996156B1 (en) | 1999-06-29 | 2000-06-28 | CDMA receiver capable of estimation of frequency offset in high precision |
| GB0016012A GB2354678B (en) | 1999-06-29 | 2000-06-29 | CDMA receiver capable of estimation of frequency offset in high precision |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11184099A JP2001016135A (ja) | 1999-06-29 | 1999-06-29 | 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001016135A true JP2001016135A (ja) | 2001-01-19 |
Family
ID=16147386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11184099A Pending JP2001016135A (ja) | 1999-06-29 | 1999-06-29 | 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6996156B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001016135A (ja) |
| GB (1) | GB2354678B (ja) |
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1999
- 1999-06-29 JP JP11184099A patent/JP2001016135A/ja active Pending
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2000
- 2000-06-28 US US09/604,930 patent/US6996156B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-06-29 GB GB0016012A patent/GB2354678B/en not_active Expired - Fee Related
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| US8718206B2 (en) | 2009-02-18 | 2014-05-06 | Nec Corporation | Frequency correction circuit, frequency correction method and wireless communication equipment using them |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2354678B (en) | 2002-01-30 |
| US6996156B1 (en) | 2006-02-07 |
| GB2354678A (en) | 2001-03-28 |
| GB0016012D0 (en) | 2000-08-23 |
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