JP2000278238A - ガードインターバル挿入式直交周波数分割多重変調方式及びガードインターバル挿入式直交周波数分割多重変調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ変調におけるＧＩ挿入時のメモリ容
量の減少と遅延時間の削減 【解決手段】ＧＩ挿入回路１１０Ｉ及び１１０Ｑを有す
るガードインターバル（ＧＩ）挿入式直交周波数分割多
重変調装置１００は、Ｎ点離散フーリエ逆変換器１０３
と、その入力を、各キャリア番号ｋの複素周波数軸上の
値に係数α_k＝expｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)、ただしｊは虚数単
位、を乗じ、Ｎ点離散フーリエ逆変換器の出力の時間軸
上の値をｍだけ遅延させるＮ個の複素演算回路１１１−
ｋを有する。これにより、ＧＩ挿入回路１１０Ｉ及び１
１０Ｑにおいて、Ｎ個の出力Ｉ_n及びＱ_nを並直列変換し
た信号Ｉ_R、Ｑ_Rから末尾のｍ個を取り出し、Ｎ個の出力
の前にＧＩとして付加して、長さＮ＋ｍの信号Ｉ_D、Ｑ_D
とする際、ＧＩ挿入回路１１０Ｉ及び１１０Ｑ内のメモ
リ容量の減少と遅延時間の削減を行うことができる。
尚、各キャリア番号ｋをＮ点離散フーリエ逆変換器１０
３の直流分入力を０として、０からＮ−１までとした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、離散フーリエ逆変
換（Inverse Descrete Fourier Transform）を用いる直
交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing）変調方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、互いに直交する多数の搬送波（キ
ャリア）を使用した、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）
方式が盛んに開発されている。ＯＦＤＭ方式は、高速且
つ高密度信号のディジタル伝送方式として注目されてい
る。このＯＦＤＭ方式は、高品質且つ干渉に強い点で特
に自動車等に於ける移動受信に適したオーディオ信号、
映像信号の伝送手段として有望視されている。

【０００３】ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の１或いは数千分の１に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。更に、実質的な信号（有効シンボ
ル）と、受信サイドで除去される前提で送信される信号
（ガードインターバル、ＧＩ）を反復的に送信すること
で、マルチパスによる干渉をより低減することが行われ
ている。

【０００４】ＯＦＤＭ方式におけるキャリアは、送信す
る有効シンボル長（時間）をＴとしたき、隣り合うキャ
リアの周波数間隔は１/Ｔである。キャリアがＮ本のＯ
ＦＤＭ方式は、キャリアの帯域幅はＮ/Ｔである。ま
た、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入しない場合、送
信側及び受信側のディジタルデータのサンプリング周波
数ｆ_sは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。ガードイン
ターバル（ＧＩ）を挿入する場合は、送信側のガードイ
ンターバル（ＧＩ）挿入後、及び受信側のガードインタ
ーバル（ＧＩ）除去前のディジタルデータのサンプリン
グ周波数ｆ_sは、キャリアの帯域幅Ｎ/Ｔに等しい。送信
側のガードインターバル（ＧＩ）挿入前、受信側のガー
ドインターバル（ＧＩ）除去後のディジタル回路におけ
るディジタル周波数は、設計により様々に設定すること
ができる。送信側で離散フーリエ逆変換、受信側で離散
フーリエ変換を行う際は、送信側の離散フーリエ逆変換
器、受信側の離散フーリエ変換器のポイント数は原則的
にどちらもＮポイントである。

【０００５】ＯＦＤＭ方式の変調の概略を図６に示す。
伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ／Ｐ）９
０１により並列信号とし、マッピング回路９０２による
マッピングの後、Ｎ対のデータＡ_k、Ｂ_k（０≦ｋ≦Ｎ−
１）として離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３に
出力する。離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）９０３は
入力データをＮ個の複素数Ａ_k＋ｊＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−
１、ｊは虚数単位）と扱い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ
個の複素数Ｉ_n＋ｊＱ_nの実数部Ｉ_n、虚数部Ｑ_n（０≦ｎ
≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）として出力する。

【０００６】この２組の並列信号Ｉ_n及びＱ_n（０≦ｎ≦
Ｎ−１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉ及び９０４
Ｑでそれぞれディジタル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rとする。次
に後述する方法によりガードインターバル（ＧＩ）がＧ
Ｉ挿入回路９１０Ｉ、９１０Ｑにより挿入されたディジ
タル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dが生成される。次にディジタル
直列信号Ｉ_D及びＱ_Dをそれぞれディジタル／アナログ変
換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉ及び９０５Ｑによりアナログ信
号Ｉ_A及びＱ_Aに変換し、低域濾波器（ＬＰＦ）９０６Ｉ
及び９０６Ｑにて低域濾波する。このように得られた２
つのアナログ信号を、各々位相のπ/２ずれた正弦波
（周波数はサンプリング周波数ｆ_s）と乗じ、加算する
ことにより中間周波数（ＩＦ）信号を得る。

【０００７】即ち発振器９０７で周波数ｆ_sの第１の正
弦波を発生させて乗算器９０８Ｉと移相器９０７１に出
力する。移相器９０７１では位相のπ/２ずれた周波数
ｆ_sの第２の正弦波を発生させ、乗算器９０８Ｉに出力
する。こうして乗算器９０８Ｉでは第１の正弦波をアナ
ログ信号Ｉ_Aで変調し、乗算器９０８Ｑでは第２の正弦
波をアナログ信号Ｑ_Aで変調し、どちらも加算器９０９
に出力する。加算器９０９はアナログ信号Ｉ_Aで変調さ
れた第１の正弦波とアナログ信号Ｑ_Aで変調された第２
の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得る。
こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波数変
換器により高調波に周波数変換され、帯域濾波器により
帯域濾波されて送信される。

【０００８】ＧＩ挿入回路９１０Ｉの作用は次の通りで
ある。図７に示す通り、離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）９０３のＮ個の出力信号Ｉ_n（０≦ｎ≦Ｎ−１）を
用いれば、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉが出力する
ディジタル直列信号Ｉ_Rについて、Ｉ_Rの内容は「Ｉ₀、
Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」である。このうちの末尾ｍ個の
「Ｉ_N-m、…、Ｉ_N-1」を次のようにディジタル直列信号
Ｉ_Rの前に付加する。

【０００９】並直列変換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉからディ
ジタル直列信号Ｉ_R「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」がＦ
ＩＦＯ（First In First Out）メモリ９２０及び多重化
器（ＭＵＸ）９３０に出力される。多重化器（ＭＵＸ）
９３０は、図示しない制御装置により、並直列変換器
（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉから出力されたディジタル直列信号
Ｉ_R「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」のうち、１番目から
Ｎ−ｍ番目のＮ−ｍ個のディジタル信号「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ
₂、…、Ｉ_N-m-1」を捨て、Ｎ−ｍ＋１番目からＮ番目の
ｍ個のディジタル信号「Ｉ_N-m、…、Ｉ_N-1」を出力す
る。次に図示しない制御装置によりＦＩＦＯメモリ９２
０の読み出しの命令が下り、ＦＩＦＯメモリ９２０から
出力されたディジタル直列信号Ｉ_R「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、
…、Ｉ_N-1」を多重化器（ＭＵＸ）９３０が出力する。
こうして、多重化器（ＭＵＸ）９３０の出力、即ちＧＩ
挿入回路９１０Ｉの出力であるディジタル信号列Ｉ_Dの
内容は、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号「Ｉ_N-m、…、
Ｉ_N-1、Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」となる。

【００１０】このディジタル信号列Ｉ_Dをディジタル／
アナログ変換器（Ｄ／Ａ）９０５Ｉにより変換したアナ
ログ信号Ｉ_Aの概要を図８に示す。有効シンボルである
ディジタル直列信号Ｉ_R「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」
のＤ／Ａ変換後のアナログ信号Ｉ_Aの部分の末尾が、ガ
ードインターバル（ＧＩ）として有効シンボルの前に挿
入される。

【００１１】全く同様に、ＧＩ挿入回路９１０Ｑも作用
し、ガードインターバル（ＧＩ）の挿入されたディジタ
ル信号列Ｑ_Dが出力され、ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）９０５Ｑによりアナログ信号Ｑ_Aに変換され
る。尚、ディジタル／アナログ変換の際のサンプリング
周波数は、１有効シンボル長（時間）Ｔにはガードイン
ターバル（ＧＩ）を含まないＮ個のディジタル信号が有
るのでＮ/Ｔのままである。即ち、ガードインターバル
（ＧＩ）を挿入するＯＦＤＭ方式と、ガードインターバ
ル（ＧＩ）を挿入しないＯＦＤＭ方式では、送信波の１
シンボル長の違い（有効シンボル長とガードインターバ
ル長の合計か、有効シンボル長のみか）のみである。ガ
ードインターバル（ＧＩ）を挿入するＯＦＤＭ方式にお
いて、送信側のガードインターバル（ＧＩ）挿入前、受
信側のガードインターバル（ＧＩ）除去後のディジタル
回路におけるディジタル周波数は、設計により様々に設
定することができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な従来のＧＩ挿入回路９１０Ｉ及び９１０Ｑは、Ｎ個の
ディジタル信号「Ｉ₀、Ｉ₁、Ｉ₂、…、Ｉ_N-1」を記憶す
るＦＩＦＯメモリ９２０が必要であり、また、並直列変
換器（Ｐ／Ｓ）９０４Ｉが第１のディジタル信号Ｉ₀を
出力してから、多重化器（ＭＵＸ）９３０が有効な第１
のディジタル信号Ｉ_N-mを出力するまでの遅延が必須で
あった。

【００１３】そこで本発明者らは、離散フーリエ逆変換
における一定時間遅延が周波数空間での定数倍であるこ
とに着目し、ＧＩ挿入回路へのディジタル信号出力をガ
ードインターバル（ＧＩ）から始まるように出力できる
ことを見出した。また、周波数空間での係数設定によ
り、ガードインターバル（ＧＩ）挿入後のディジタル／
アナログ変換における周波数成分の高域劣化を予め補償
できることから、離散フーリエ逆変換における一定時間
遅延を周波数空間での定数倍とすることとの結合の着想
に至った。

【００１４】よって本発明は、上記課題に鑑み、ガード
インターバル挿入回路におけるＦＩＦＯメモリの容量減
少と遅延時間削減とが可能な新規なＯＦＤＭ変調方式あ
るいはＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。
更に、高域劣化補償作用を持ち合わせた、ガードインタ
ーバル挿入回路におけるＦＩＦＯメモリの容量減少と遅
延時間削減とが可能な新規なＯＦＤＭ変調方式あるいは
ＯＦＤＭ変調装置を提供することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項１に記載の手段によれば、離散フーリエ逆変
換手段を用い、有効シンボルの前にガードインターバル
が挿入された変調信号を発生させる直交周波数分割多重
変調方式において、離散フーリエ逆変換手段の入力の複
素周波数軸上の値に係数を乗じ離散フーリエ逆変換手段
の出力の時間軸上の値を遅延させる複素演算手段を有す
ることを特徴とする。

【００１６】また、請求項２に記載の手段によれば、請
求項１に記載のガードインターバル挿入式直交周波数分
割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮ
点離散フーリエ逆変換であり、各キャリア番号ｋをＮ点
離散フーリエ逆変換の直流分入力を０として０からＮ−
１までとし、ガードインターバルになるべき離散フーリ
エ逆変換手段の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、複素
演算手段が離散フーリエ逆変換手段の入力の複素周波数
軸上の値にα_k＝expｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単
位に略等しい複素数を乗ずることを特徴とする。

【００１７】また、請求項３に記載の手段によれば、請
求項１に記載のガードインターバル挿入式直交周波数分
割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮ
点離散フーリエ逆変換であり、複素演算手段がガードイ
ンターバル挿入後のディジタル／アナログ変換の際の高
域劣化を予め補償することを特徴とする。

【００１８】また、請求項４に記載の手段によれば、請
求項３に記載のガードインターバル挿入式直交周波数分
割多重変調方式において、離散フーリエ逆変換手段がＮ
点離散フーリエ逆変換であり、各キャリア番号ｋをＮ点
離散フーリエ逆変換の直流分入力を０として０からＮ−
１までとし、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のと
きｘ_k＝πｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２＋１のときｘ_k＝π(Ｎ−ｋ)
/Ｎとし、γ₀＝１、γ _k＝ｘ_k/sinｘ_k（ｋ≠０）とおい
て、ガードインターバルになるべき離散フーリエ逆変換
手段の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、複素演算手段
が離散フーリエ逆変換手段の入力の複素周波数軸上の値
にβ_k＝γ_kexpｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単位に
略等しい複素数を乗ずることを特徴とする。

【００１９】また、請求項５に記載の手段によれば、Ｎ
点離散フーリエ逆変換器を用い、有効シンボルの前にガ
ードインターバルが挿入された変調信号を発生させる直
交周波数分割多重変調装置において、Ｎ点離散フーリエ
逆変換器の入力のキャリア番号ｋの複素周波数軸上の値
に係数を乗じ、Ｎ点離散フーリエ逆変換器の出力の時間
軸上の値を遅延させる複素演算回路を有し、複素演算回
路の係数が、各キャリア番号ｋをＮ点離散フーリエ逆変
換器の直流分入力を０として０からＮ−１までとし、ガ
ードインターバルになるべきＮ点離散フーリエ逆変換器
の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、α_k＝expｊ２πｋ
(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単位に略等しい複素数であるこ
とを特徴とする。

【００２０】更に請求項６に記載の手段によれば、Ｎ点
離散フーリエ逆変換器を用い、有効シンボルの前にガー
ドインターバルが挿入された変調信号を発生させる直交
周波数分割多重変調装置において、Ｎ点離散フーリエ逆
変換器の入力のキャリア番号ｋの複素周波数軸上の値に
係数を乗じ、Ｎ点離散フーリエ逆変換器の出力の時間軸
上の値を遅延させ、且つ、ディジタル／アナログ変換す
る際の周波数軸上の高域劣化を補償する複素演算回路を
有し、複素演算回路の係数が、各キャリア番号ｋをＮ点
離散フーリエ逆変換の直流分入力を０として０からＮ−
１までとし、各キャリア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のと
きｘ_k＝πｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/２＋１のときｘ _k＝π(Ｎ−ｋ)
/Ｎとし、γ₀＝１、γ_k＝ｘ_k/sinｘ_k（ｋ≠０）とおい
て、ガードインターバルになるべきＮ点離散フーリエ逆
変換器の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、β_k＝γ_kex
pｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単位に略等しい複素
数である、高域劣化補償ガードインターバル挿入式直交
周波数分割多重変調装置とすることを特徴とする。

【００２１】

【作用及び発明の効果】フーリエ変換による時間軸上の
関数と周波数軸上の関数との関係と全く同様に、離散フ
ーリエ逆変換の際の時間軸上の遅延は各周波数に対応す
る係数として作用する。よって、離散フーリエ逆変換手
段を用いるＯＦＤＭ変調方式において、離散フーリエ逆
変換手段の各キャリアに対応する入力に適当な数値を乗
ずることで離散フーリエ逆変換手段の離散的な時間軸上
の出力を巡回シフトさせることができる。これにより、
ガードインターバル（ＧＩ）を挿入するＯＦＤＭ変調方
式において、離散フーリエ逆変換手段の出力をガードイ
ンターバル（ＧＩ）となるべき信号から出力させること
でガードインターバル（ＧＩ）挿入時の遅延時間を０と
し、また記憶手段の容量を減少することが可能となる。

【００２２】また、離散フーリエ逆変換手段の各キャリ
アに対応する入力に適当な数値を乗ずることは、ディジ
タル／アナログ変換時の高域劣化を予め補償することに
も使用できるので、上述の出力巡回シフトと組み合わせ
ることは有用である。

【００２３】上記の方式はキャリア番号で一義的に定義
することができ、且つこのような変調方式を用いたＯＦ
ＤＭ変調装置は従来のＯＦＤＭ変調装置に比べ、装置全
体としての構成を小さくすることができる。尚、上述の
係数はディジタルデータであるため、本来有るべきアナ
ログ数値に略等しいディジタル数値であれば十分であ
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例を
図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定
されるものではない。

【００２５】〔第１実施例〕図１は本発明の具体的な第
１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００の要部を示す
ブロック図である。本発明ではキャリア数Ｎを２の階乗
とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置を
用いることが可能である。

【００２６】ＯＦＤＭ変調装置１００の構成は次の通り
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡ_k及
びＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−１）がＮ個の複素演算装置１１１
−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に出力される。

【００２７】各複素演算装置１１１−ｋは、入力された
Ａ_k及びＢ_kに対し、後述する演算によりＡ'_k及びＢ'_kを
離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力する。
Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に
入力されるＡ'_k及びＢ'_kは、キャリア番号ｋの周波数成
分の実数部及び虚数部として扱われるものである。

【００２８】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
は入力された２Ｎ個の値Ａ'_k及びＢ'_kをＮ個の複素数
Ａ'_k＋ｊＢ'_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱
い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉ_n＋ｊＱ_nの
実数部Ｉ_n、虚数部Ｑ_n（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）として出力する。Ａ'_k＋ｊＢ'_kを単にＡ(ｋ)、Ｉ_n
＋ｊＱ_nをａ(ｎ)とおくと、離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３の計算は次の通りである。

【数１】

【００２９】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
の出力である２組の並列信号Ｉ_n及びＱ_n（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで
それぞれディジタル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rとする。ディジ
タル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rを形成するディジタル信号はそ
れぞれＮ個である。ディジタル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rは後
述する方法によりＧＩ挿入回路１１０Ｉ及び１１０Ｑに
て、Ｎ個のディジタル信号からｍ個複写したディジタル
信号を付加され、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号からなるデ
ィジタル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dとして出力される。

【００３０】次にディジタル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dをそれ
ぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及
び１０５Ｑによりアナログ信号Ｉ_A及びＱ_Aに変換し、低
域濾波器（ＬＰＦ）１０６Ｉ及び１０６Ｑにて低域濾波
する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々
位相のπ/２ずれた正弦波（周波数はサンプリング周波
数ｆ_s）と乗じ、加算することにより中間周波数信号を
得る。

【００３１】即ち、発振器１０７で周波数ｆ_sの第１の
正弦波を発生させて乗算器１０８Ｉと移相器１０７１に
出力する。移相器１０７１では位相のπ/２ずれた周波
数ｆ_sの第２の正弦波を発生させ、乗算器１０８Ｑに出
力する。こうして乗算器１０８Ｉでは第１の正弦波をア
ナログ信号Ｉ_Aで変調し、乗算器１０８Ｑでは第２の正
弦波をアナログ信号Ｑ_Aで変調し、どちらも加算器１０
９に出力する。加算器１０９はアナログ信号Ｉ_Aで変調
された第１の正弦波とアナログ信号Ｑ_Aで変調された第
２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により高調波に周波数変換され、同じく図示し
ない帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。

【００３２】複素演算装置１１１−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−
１）において、入力Ａ_k及びＢ_kに対して行われる複素演
算及び出力Ａ'_k及びＢ'_kは以下の通りである。α_kは複
素数であり、ReＣ及びImＣはそれぞれ複素数Ｃの実部及
び虚部を示すものとする。 α_k＝expｊ２πｋ(Ｎ−ｍ) ＝cos２πｋ(Ｎ−ｍ)＋ｊsin２πｋ(Ｎ−ｍ) Ａ'_k＝Re｛α_k(Ａ_k＋ｊＢ_k)｝ ＝Ａ_kcos２πｋ(Ｎ−ｍ)−Ｂ_ksin２πｋ(Ｎ−ｍ) Ｂ'_k＝Im｛α_k(Ａ_k＋ｊＢ_k)｝ ＝Ａ_ksin２πｋ(Ｎ−ｍ)＋Ｂ_kcos２πｋ(Ｎ−ｍ)

【００３３】Ｎ個の複素ベクトルＡ'_k＋ｊＢ'_k（０≦ｋ
≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３で式（１）に従いＮポイント離散フーリ
エ逆変換した結果を、Ｎ個の複素ベクトルＰ(ｋ)＝Ａ_k
＋ｊＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を離散フー
リエ逆変換したｐ(ｎ)と比較する。

【数２】

【００３４】即ち、Ｎ個の複素ベクトルＡ'_k＋ｊＢ'
_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）をＮポイント離散
フーリエ逆変換した結果ａ(０)、ａ(１)、…、ａ(Ｎ−
１)は、Ｎ個の複素ベクトルＡ_k＋ｊＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−
１、ｊは虚数単位）をＮポイント離散フーリエ逆変換し
た結果ｐ(０)、ｐ(１)、…、ｐ(Ｎ−１)をＮ−ｍだけ巡
回シフトした、ｐ(Ｎ−ｍ)、ｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、ｐ
(Ｎ−１)、ｐ(０)、…、ｐ(Ｎ−ｍ−１)になっている。

【００３５】よって、ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の実数部
Ｉ_nを並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉに出力し、順次
呼び出して直列信号Ｉ_RとしてＧＩ挿入回路１１０Ｉに
出力する。ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の実数部をReａ(ｎ)
（＝Reｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)）とおけば、直列信号Ｉ_Rの内容
は、「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−１)」即ち
「Reｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−
１)、Reｐ(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)」である。

【００３６】ＧＩ挿入回路１１０Ｉの構成は図２のよう
になっている。並直列変換器（Ｐ／Ｓ）の出力直列信号
Ｉ_R「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−１)」即ち「R
eｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)、R
eｐ(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)」をＦＩＦＯメモリ１
２０と多重化器（ＭＵＸ）１３０に出力する。図示しな
い制御器により、ＦＩＦＯメモリ１２０は直列信号Ｉ_R
のＮ個のディジタル信号Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ
(Ｎ−１)即ちReｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Re
ｐ(Ｎ−１)、Reｐ(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)のうちは
じめのｍ個を記憶し、残りを捨てる。

【００３７】多重化器（ＭＵＸ）１３０は、入力された
直列信号Ｉ_R「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−
１)」即ち「Reｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Re
ｐ(Ｎ−１)、Reｐ(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)」を出力
した後、図示しない制御器によりＦＩＦＯメモリ１２０
から出力されるｍ個のディジタル信号から成る信号列
「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(ｍ−１)」即ち「Reｐ
(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)」を出
力する。こうして、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号から成る
信号列Ｉ_D「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−１)、R
eａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(ｍ−１)」即ち「Reｐ(Ｎ
−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)、Reｐ
(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)、Reｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ
−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)」が、ＧＩ挿入回路１１
０Ｉからディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５
Ｉに出力される。

【００３８】ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の虚数部Ｑ_nを並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｑに出力し、順次呼び出し
て直列信号Ｑ_RとしてＧＩ挿入回路１１０Ｑにてガード
インターバル（ＧＩ）挿入も全く同様である。

【００３９】このように本実施例によれば、Ｎ個の複素
演算装置１１１−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を用いて、複素
周波数軸上の値である離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）１０３の入力にα_kを乗ずることで、ＧＩ挿入回路
１１０Ｑ及び１１０Ｉにおいて、ＦＩＦＯメモリ１２０
に記憶させる信号列はガードインターバル長であり、か
つ多重化器（ＭＵＸ）１３０の出力の遅延時間は無い。
よって、本発明により、ガードインターバル（ＧＩ）挿
入回路のメモリ容量減少と、遅延時間削減が可能となる
ことが理解できる。

【００４０】〔第２実施例〕図４は本発明の具体的な第
２の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２００の要部を示す
ブロック図である。上述の第１の実施例に係るＯＦＤＭ
変調装置１００と同一の構成要素については同一の符号
が記載されている。本実施例に係るＯＦＤＭ変調装置２
００と、第１の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置１００と
の相違はＮ個の複素演算装置１１１−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−
１）がＮ個の複素演算装置２１１−ｋに置き換わってい
ることのみである。本実施例でもキャリア数Ｎを２の階
乗とし、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変
換（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）装置
を用いることが可能である。

【００４１】ＯＦＤＭ変調装置２００の構成は次の通り
である。伝送すべきシリアル信号列を直並列変換器（Ｓ
／Ｐ）１０１によりパラレル並列信号とし、マッピング
回路１０２によるマッピングの後、Ｎ対のデータＡ_k及
びＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−１）がＮ個の複素演算装置２１１
−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）に出力される。

【００４２】各複素演算装置２１１−ｋは、入力された
Ａ_k及びＢ_kに対し、後述する演算によりＡ''_k及びＢ''_k
を離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３に出力す
る。Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０
３に入力されるＡ''_k及びＢ''_kは、キャリア番号ｋの周
波数成分の実数部及び虚数部として扱われるものであ
る。

【００４３】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
は入力された２Ｎ個の値Ａ''_k及びＢ''_kをＮ個の複素数
Ａ''_k＋ｊＢ''_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）と扱
い、離散フーリエ逆変換し、Ｎ個の複素数Ｉ_n＋ｊＱ_nの
実数部Ｉ_n、虚数部Ｑ_n（０≦ｎ≦Ｎ−１、ｊは虚数単
位）として出力する。Ａ''_k＋ｊＢ''_kを単にＡ(ｋ)、Ｉ
_n＋ｊＱ_nをａ(ｎ)とおくと、離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ）１０３の計算は、第１実施例と同様、式（１）
で表される。

【００４４】離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦＴ）１０３
の出力である２組の並列信号Ｉ_n及びＱ_n（０≦ｎ≦Ｎ−
１）を並直列変換器（並直列変換器（Ｐ／Ｓ））１０４
Ｉ及び１０４Ｑでそれぞれディジタル直列信号Ｉ_R及び
Ｑ_Rとする。ディジタル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rは後述する
方法によりＧＩ挿入回路１１０Ｉ及び１１０Ｑにて、Ｎ
個のディジタル信号からｍ個複写したディジタル信号を
付加され、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号からなるディジタ
ル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dとして出力される。

【００４５】次にディジタル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dをそれ
ぞれディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及
び１０５Ｑによりアナログ信号Ｉ_A及びＱ_Aに変換し、低
域濾波器（ＬＰＦ）１０６Ｉ及び１０６Ｑにて低域濾波
する。このように得られた２つのアナログ信号を、各々
位相のπ/２ずれた正弦波（周波数はサンプリング周波
数ｆ_s）と乗じ、加算することにより中間周波数信号を
得る。

【００４６】即ち、発振器１０７で周波数ｆ_sの第１の
正弦波を発生させて乗算器１０８Ｉと移相器１０７１に
出力する。移相器１０７１では位相のπ/２ずれた周波
数ｆ_sの第２の正弦波を発生させ、乗算器１０８Ｑに出
力する。こうして乗算器１０８Ｉでは第１の正弦波をア
ナログ信号Ｉ_Aで変調し、乗算器１０８Ｑでは第２の正
弦波をアナログ信号Ｑ_Aで変調し、どちらも加算器１０
９に出力する。加算器１０９はアナログ信号Ｉ_Aで変調
された第１の正弦波とアナログ信号Ｑ_Aで変調された第
２の正弦波とを加算し、ＯＦＤＭ中間周波数信号を得
る。こうして得られた中間周波数信号は図示しない周波
数変換器により高調波に周波数変換され、同じく図示し
ない帯域濾波器により帯域濾波されて送信される。

【００４７】複素演算装置２１１−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−
１）において、入力Ａ_k及びＢ_kに対して行われる演算及
び出力Ａ''_k及びＢ''_kは以下の通りである。β_kは複素
数で、γ_kは実数である。Re、Imの意味は第１実施例の
説明時と同様である。 β_k＝γ_kexpｊ２πｋ(Ｎ−ｍ) ＝γ_kcos２πｋ(Ｎ−ｍ)＋ｊγ_ksin２πｋ(Ｎ−ｍ) γ₀＝１ γ_k＝ｘ_k/sinｘ_k（ｋ≠０） ｘ_k＝πｋ/Ｎ （ｋ≦Ｎ/２） ｘ_k＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎ （ｋ≧Ｎ/２＋１） Ａ''_k＝Re｛β_k(Ａ_k＋ｊＢ_k)｝ ＝Ａ_kγ_kcos２πｋ(Ｎ−ｍ)−Ｂ_kγ_ksin２πｋ(Ｎ−ｍ) Ｂ''_k＝Im｛β_k(Ａ_k＋ｊＢ_k)｝ ＝Ａ_kγ_ksin２πｋ(Ｎ−ｍ)＋Ｂ_kγ_kcos２πｋ(Ｎ−ｍ)

【００４８】Ｎ個の複素ベクトルＡ''_k＋ｊＢ''_k（０≦
ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を離散フーリエ逆変換器
（ＩＤＦＴ）１０３で式（１）に従いＮポイント離散フ
ーリエ逆変換した結果を、Ｎ個の複素ベクトルＰ(ｋ)＝
γ_kＡ_k＋ｊγ_kＢ_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）を
離散フーリエ逆変換したｐ(ｎ)と比較すれば、第１実施
例と同様の結果となる。即ち、Ｎ個の複素ベクトルＡ''
_k＋ｊＢ''_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）をＮポイ
ント離散フーリエ逆変換した結果ａ(０)、ａ(１)、…、
ａ(Ｎ−１)は、Ｎ個の複素ベクトルγ_kＡ_k＋ｊγ_kＢ
_k（０≦ｋ≦Ｎ−１、ｊは虚数単位）をＮポイント離散
フーリエ逆変換した結果ｐ(０)、ｐ(１)、…、ｐ(Ｎ−
１)をＮ−ｍだけ巡回シフトした、ｐ(Ｎ−ｍ)、ｐ(Ｎ−
ｍ＋１)、…、ｐ(Ｎ−１)、ｐ(０)、…、ｐ(Ｎ−ｍ−
１)になっている。

【００４９】よって、ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の実数部
Ｉ_nを並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｉに出力し、順次
呼び出して直列信号Ｉ_RとしてＧＩ挿入回路１１０Ｉに
出力する。ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の実数部をReａ(ｎ)
（＝Reｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)）とおけば、直列信号Ｉ_Rの内容
は、「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−１)」即ち
「Reｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−
１)、Reｐ(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)」である。

【００５０】ＧＩ挿入回路１１０Ｉの構成は第１実施例
と全く同様に図２のようになっており、作用も同一であ
る。こうして、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号から成る信号
列Ｉ _D「Reａ(０)、Reａ(１)、…、Reａ(Ｎ−１)、Reａ
(０)、Reａ(１)、…、Reａ(ｍ−１)」即ち「Reｐ(Ｎ−
ｍ)、Reｐ(Ｎ−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)、Reｐ
(０)、…、Reｐ(Ｎ−ｍ−１)、Reｐ(Ｎ−ｍ)、Reｐ(Ｎ
−ｍ＋１)、…、Reｐ(Ｎ−１)」が、ＧＩ挿入回路１１
０Ｉからディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０５
Ｉに出力される。

【００５１】ａ(ｎ)＝ｐ(ｎ＋Ｎ−ｍ)の虚数部Ｑ_nを並
直列変換器（Ｐ／Ｓ）１０４Ｑに出力し、順次呼び出し
て直列信号Ｑ_RとしてＧＩ挿入回路１１０Ｑにてガード
インターバル（ＧＩ）を挿入する仕組みも第１実施例と
全く同様である。

【００５２】さて、各々Ｎ＋ｍ個のインパルスからなる
ディジタル信号列Ｉ_D及びＱ_Dを、ディジタル／アナログ
変換器（Ｄ／Ａ）１０５Ｉ及び１０５ＱでＤ／Ａ変換す
ると、その出力の周波数成分は高域劣化を受ける。ディ
ジタル信号列Ｉ_D及びＱ_Dのインパルスの間隔τはＴ/Ｎ
である。ディジタル信号列Ｉ_D及びＱ_Dの周波数成分は、
Ｎ個の複素ベクトルＡ''_k＋ｊＢ''_kであるが、Ｄ／Ａ変
換において劣化を受ける。この伝達関数は、上記γ_kを
用いて１/γ_kとなることが知られている。よって、Ｄ／
Ａ変換の出力Ｉ_A及びＱ_Aは、Ｉ_A＋ｊＱ_A（ｊは虚数単
位）としてガードインターバルを受信側で排除したのち
Ｎポイント離散フーリエ変換すると、Ｎ個の複素ベクト
ルＡ_k＋ｊＢ_kとなる出力となっている。

【００５３】このことは次の通りである。インパルスの
間隔τのインパルス列をＤ／Ａ変換した際の、Ｄ／Ａ変
換の伝達関数は、良く知られているように周波数ｆに対
しsin(πｆτ)/(πｆτ)である。Ｎ個のキャリアの周波
数間隔は１/Ｔである。これをＮポイント離散フーリエ
逆変換した時、Ｎ個のインパルスからなるガードインタ
ーバルを含まないディジタル信号列のインパルス列の間
隔はτ＝Ｔ/Ｎである。このＮ個のインパルスからなる
ガードインターバルを含まないディジタル信号列のＤ／
Ａ変換した際の、Ｄ／Ａ変換の伝達関数を各周波数の劣
化としてグラフで示せば図５の通りとなる。この図５で
はｆ_s＝１/τ＝Ｎ/Ｔである。

【００５４】一方、Ｎ＋ｍ個のインパルスからなるガー
ドインターバルを含んだディジタル信号列Ｉ_D及びＱ_Dの
インパルス列の間隔もτ＝Ｔ/Ｎである。すると、ディ
ジタル信号列Ｉ_D及びＱ_Dの、実周波数ｆとインパルス列
の間隔τ＝Ｔ/Ｎの積による各周波数成分の劣化は、キ
ャリア毎に図５と同様、１（劣化無し）から２/π（劣
化最大）であることが容易に理解できる。結局、各々の
周波数成分の劣化は、ガードインターバル（ＧＩ）の有
無に関係なくキャリア番号ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１、直流成
分をキャリア番号０）によって表現でき、上述の１/γ_k
である。

【００５５】尚、ガードインターバルを含んだディジタ
ル信号列Ｉ_D及びＱ_Dのインパルス列の間隔をτ'＝Ｔ/
(Ｎ＋ｍ)とし、ガードインターバルを含まないディジタ
ル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rの有効シンボル長（時間）Ｔと、
ガードインターバルを含んだディジタル直列信号Ｉ_D及
びＱ_Dの１シンボル長を等しくする方式も有る。この場
合は、Ｄ／Ａ変換した際の周波数は(Ｎ＋ｍ)/Ｔである
が、上述と同様に議論から、やはりＤ／Ａ変換の伝達関
数が１/γ_kとなることが導かれる。即ち、ガードインタ
ーバルを含まないディジタル直列信号Ｉ_R及びＱ_Rの各実
周波数ｆに比し、ガードインターバルを含んだディジタ
ル直列信号Ｉ_D及びＱ_Dの各実周波数ｆ'は(Ｎ＋ｍ)/Ｎ倍
になっている。すると、Ｄ／Ａ変換した際の各実周波数
ｆ'とインパルス列の間隔τ'の積は、上述のｆτに等し
い。よってＤ／Ａ変換の伝達関数は上述の１/γ_kとな
る。

【００５６】上記２つの実施例における離散フーリエ逆
変換器の入力は、８ビット程度あれば有効に作動する。
また、１≦γ_k≦π/２≦２であるので、第１実施例の複
素演算装置１１１−ｋによるビット数の増加は無く、第
２実施例の複素演算装置２１１−ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）
によるビット数の増加も１ビットのみである。キャリア
数Ｎ即ち離散フーリエ逆変換のポイント数Ｎは任意であ
るが、離散フーリエ逆変換器として高速フーリエ逆変換
器（Inverse Fast Fourier Transform，ＩＦＦＴ）を用
いることができる点で、Ｎは２５６、５１２、１０２４
その他の２の整数乗が望ましい。

【００５７】上記２つの実施例では、直交変調部（１０
５Ｉ、１０５Ｑ以降）としてアナログ直交変調の例を示
したが、本発明は数値制御発振器（Numerically Contro
lledOscillator）を用いたディジタル直交変調でも同様
に適用できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の具体的な第１実施例に係るＯＦＤＭ
装置１００の要部の構成を示したブロック図。

【図２】 本発明の具体的な第１及び第２実施例のガー
ドインターバル（ＧＩ）挿入回路の構成を示したブロッ
ク図。

【図３】 本発明の具体的な第１及び第２実施例のガー
ドインターバル（ＧＩ）挿入回路の作用を示した概念
図。

【図４】 本発明の具体的な第２実施例に係るＯＦＤＭ
装置２００の要部の構成を示したブロック図。

【図５】 本発明の具体的な第２実施例に係るＯＦＤＭ
装置２００の作用を示すグラフ。

【図６】 従来のＯＦＤＭ装置１００の要部の構成を示
したブロック図。

【図７】 従来のＯＦＤＭ装置１００のガードインター
バル（ＧＩ）挿入回路の構成を示したブロック図。

【図８】 従来のＯＦＤＭ装置１００のガードインター
バル（ＧＩ）挿入回路の作用を示した概念図。

【符号の説明】

１０１、９０１ 並直列変換器（Ｓ／Ｐ） １０２、９０２ マッピング回路 １０３、９０３ Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（Ｉ
ＤＦＴ） １０４Ｉ、１０４Ｑ、９０４Ｉ、９０４Ｑ 直並列変換
器（Ｐ／Ｓ） １０５Ｉ、１０５Ｑ、９０５Ｉ、９０５Ｑ ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ） １０６Ｉ、１０６Ｑ、９０６Ｉ、９０６Ｑ 低域濾波器
（ＬＰＦ） １０７、９０７ 発振器 １０７１、９０７１ 移相器 １０８Ｉ、１０８Ｑ、９０８Ｉ、９０８Ｑ 乗算器 １０９、９０９ 加算器 １１１−ｋ、２１１−ｋ キャリア番号ｋに対する複素
演算装置（０≦ｋ≦Ｎ−１） Ａ_k、Ｂ_k 送信シンボルの実数部、虚数部 Ａ'_k及びＡ''_k、Ｂ'_k及びＢ''_k Ｎポイント離散フーリ
エ逆変換器（ＩＤＦＴ）の入力の実数部、虚数部 Ｉ_n、Ｑ_n Ｎポイント離散フーリエ逆変換器（ＩＤＦ
Ｔ）の出力の実数部、虚数部（０≦ｎ≦Ｎ−１） Ｉ_R、Ｑ_R Ｎ個のディジタル信号Ｉ_n或いはＱ_nから成る
ディジタル信号列 Ｉ_D、Ｑ_D Ｎ個のディジタル信号Ｉ_n或いはＱ_nから成る
ディジタル信号列Ｉ_R或いはＱ_Rの前に、ｍ個のディジタ
ル信号列から成るガードインターバル（ＧＩ）を挿入し
た、Ｎ＋ｍ個のディジタル信号から成るディジタル信号
列 Ｉ_A、Ｑ_A Ｉ_D、Ｑ_DをＤ／Ａ変換したアナログ信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 秀昭 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の１ 株式会社豊田中央研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD13 DD17 DD19 DD22 DD23

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 離散フーリエ逆変換手段を用い、有効シ
   ンボルの前にガードインターバルが挿入された変調信号
   を発生させる直交周波数分割多重変調方式において、 前記離散フーリエ逆変換手段の入力の複素周波数軸上の
   値に係数を乗じ、前記離散フーリエ逆変換手段の出力の
   時間軸上の値を遅延させる複素演算手段を有することを
   特徴とするガードインターバル挿入式直交周波数分割多
   重変調方式。
2. 【請求項２】 前記離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散
   フーリエ逆変換であり、 各キャリア番号ｋを前記Ｎ点離散フーリエ逆変換の直流
   分入力を０として、０からＮ−１までとし、 ガードインターバルになるべき前記離散フーリエ逆変換
   手段の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、 前記複素演算手段が、前記離散フーリエ逆変換手段の入
   力の複素周波数軸上の値にα_k＝expｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)、
   ただしｊは虚数単位、に略等しい複素数を乗ずることを
   特徴とする請求項１に記載のガードインターバル挿入式
   直交周波数分割多重変調方式。
3. 【請求項３】 前記離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散
   フーリエ逆変換であり、 前記複素演算手段が、ガードインターバル挿入後のディ
   ジタル／アナログ変換の際の高域劣化を予め補償する作
   用をも有することを特徴とする請求項１に記載のガード
   インターバル挿入式直交周波数分割多重変調方式。
4. 【請求項４】 前記離散フーリエ逆変換手段がＮ点離散
   フーリエ逆変換であり、 各キャリア番号ｋを前記Ｎ点離散フーリエ逆変換の直流
   分入力を０として、０からＮ−１までとし、各キャリア
   番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘ_k＝πｋ/Ｎ、ｋ≧Ｎ/
   ２＋１のときｘ_k＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとし、γ₀＝１、γ_k＝
   ｘ_k/sinｘ_k（ｋ≠０）とおいて、 ガードインターバルになるべき前記離散フーリエ逆変換
   手段の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、 前記複素演算手段が、前記離散フーリエ逆変換手段の入
   力の複素周波数軸上の値にβ_k＝γ_kexpｊ２πｋ(Ｎ−
   ｍ)、ただしｊは虚数単位、に略等しい複素数を乗ずる
   ことを特徴とする請求項３に記載のガードインターバル
   挿入式直交周波数分割多重変調方式。
5. 【請求項５】 Ｎ点離散フーリエ逆変換器を用い、有効
   シンボルの前にガードインターバルが挿入された変調信
   号を発生させる直交周波数分割多重変調装置において、 前記Ｎ点離散フーリエ逆変換器の入力のキャリア番号ｋ
   の複素周波数軸上の値に係数を乗じ、前記Ｎ点離散フー
   リエ逆変換器の出力の時間軸上の値を遅延させる複素演
   算回路を有し、 前記複素演算回路の係数が、 各キャリア番号ｋを前記Ｎ点離散フーリエ逆変換の直流
   分入力を０として、０からＮ−１までとし、 ガードインターバルになるべき前記Ｎ点離散フーリエ逆
   変換器の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、 α_k＝expｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単位 に略等しい複素数であることを特徴とするガードインタ
   ーバル挿入式直交周波数分割多重変調装置。
6. 【請求項６】 Ｎ点離散フーリエ逆変換器を用い、有効
   シンボルの前にガードインターバルが挿入された変調信
   号を発生させる直交周波数分割多重変調装置において、 前記Ｎ点離散フーリエ逆変換器の入力のキャリア番号ｋ
   の複素周波数軸上の値に係数を乗じ、前記Ｎ点離散フー
   リエ逆変換器の出力の時間軸上の値を遅延させ、且つ、
   ディジタル／アナログ変換する際の周波数軸上の高域劣
   化を補償する複素演算回路を有し、 前記複素演算回路の係数が、 各キャリア番号ｋを前記Ｎ点離散フーリエ逆変換器の直
   流分入力を０として、０からＮ−１までとし、各キャリ
   ア番号ｋに対し、ｋ≦Ｎ/２のときｘ_k＝πｋ/Ｎ、ｋ≧
   Ｎ/２＋１のときｘ_k＝π(Ｎ−ｋ)/Ｎとし、γ₀＝１、γ
   _k＝ｘ_k/sinｘ_k（ｋ≠０）とおいて、 ガードインターバルになるべき前記Ｎ点離散フーリエ逆
   変換器の出力をｍ個（ｍ＜Ｎ）としたとき、 β_k＝γ_kexpｊ２πｋ(Ｎ−ｍ)ただしｊは虚数単位 に略等しい複素数であることを特徴とする、高域劣化補
   償ガードインターバル挿入式直交周波数分割多重変調装
   置。