JP2000175461A - 電力変換システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】有効なデッドタイム補償を行った上で適正な中
性点電流の制御を行い、電力変換精度を向上させるとと
もに磁歪音低減効果を得る。 【解決手段】複数のスイッチング素子２，３により時刻
列ｔ（ｎ）の各時刻ｔ（ｋ）又はｔ（ｋ＋１）で制御さ
れる複数相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電圧Ｖｎ（ｋ）又はＶｎ
（ｋ＋１）による電力を供給する。複数のスイッチング
素子のデッドタイムの変換特性に対応した非線形補償電
圧Ｖｄｅａｄを時刻ｔ（ｋ）で前記電圧Ｖｎ（ｋ））付
加するための補償電圧発生器１０１が設けられている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換システム
に関し、特に、誘導モータ、発電機のように速度制御下
で電力変換が行われる電力変換システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導発電機、誘導モータは、ますますそ
の高精度化が図られている。高速から停止寸前の低速ま
での広範囲の速度領域における速度制御、低トルクから
高トルクまでの広範囲のトルク領域におけるトルク制御
を含む電力変換精度の向上が求められている。

【０００３】このような電力変換精度は、それに用いら
れる半導体デバイスに影響される。半導体デバイスに用
いられている複数のスイッチング素子である半導体素子
が同時に動作する場合、その同時性が失われて全体とし
て動作しないデッドタイムが発生する。電流方向が変化
する零クロスポイント近傍におけるデッドタイムの存在
は、電力変換精度に大きく影響する。

【０００４】デッドタイムに電圧補正を行って電力変換
精度を向上させるための技術が知られている。そのよう
な技術は、相電流の方向に対して一律の電圧を指令電圧
に加算して補正するデッドタイム補正に関している。相
電流の方向に対して一律の電圧を指令電圧に加算して低
下電圧分を補償するこのような擬似的なデッドタイム補
正は、スイッチング素子が理想的な場合にはすぐれた技
術方法である。

【０００５】電流により飽和電圧が変化する現実の半導
体デバイス、特に、そてが非直線的に変化する現実の半
導体デバイスを用いるときは、一律の電圧補正を行った
だけでは電流変化により誤差が生じ、特に、低い周波数
領域の既述の零クロス近傍では、電流変動による磁歪音
が生じ、モータの場合、トルクリップルが生じるという
問題を解消できない。

【０００６】電力変換の向上は、中性点電流の存在によ
り著しく低下する。仮想上の中性点には、電流が流れ、
その電流は電流損を招く。デッドタイム補償が行われる
と同時に、デッドタイム補償が行われた補正電圧に関し
て中性点電流を適正化することが、付加的な問題にな
る。

【０００７】半導体デバイスの変換特性（Ｖｃｅ（ｓａ
ｔ）−Ｉｃ特性）に応じた最適な補正によるデッドタイ
ム補償が行われることが望まれる。更に、最適なデッド
タイム補償を行った上で、デッドタイムの中性点電流制
御を行うことが望まれる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、有効
なデッドタイム補償を行うことができる電力変換システ
ムを提供することにある。本発明の他の課題は、有効な
デッドタイム補償を行った上で適正な中性点電流の制御
を行う電力変換システムを提供することにある。本発明
の更に他の課題は、電力変換精度を向上させるとともに
磁歪音低減効果を奏することができる電力変換システム
を提供することにある。本発明の更に他の課題は、電力
変換精度を向上させるとともにトルクリップル低減効果
を奏することができる電力変換システムを提供すること
にある。本発明の更に付加的な課題は、後述する実施の
形態を通じて明らかにされる。

【０００９】

【課題を解決するための手段】その課題を解決するため
の手段が請求項に対応して表現される次の記載中に現れ
る（）つきの数字は、請求項の記載事項が詳しく後述さ
れる実施の複数の形態のうちの少なくとも１つの形態の
部材、工程、動作に対応することを示すが、本発明の解
決手段がそれらの数字が示す実施の形態の部材、工程、
動作に限定して解釈されるためのものではなく、その対
応関係を明白にするためのものである。

【００１０】本発明による電力変換システムは、複数の
スイッチング素子（２又は３）により時刻列（ｔ
（ｎ））の各時刻（ｔ（ｋ）又はｔ（ｋ＋１））で制御
される複数相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電圧（Ｖｎ（ｋ）又はＶ
ｎ（ｋ＋１））による電力を供給するための電源（２）
と、電源（２）が供給する電力を受けて運動する運動体
（１）と、複数のスイッチング素子のデッドタイムの変
換特性に対応した補償電圧（Ｖｄｅａｄ）を前記時刻
（ｔ（ｋ））で前記電圧（Ｖｎ（ｋ））に付加するため
の補償電圧発生器（１０１）とからなる。その補償電圧
は、非線形であることが現実には有効である。

【００１１】時刻列の時刻（ｔ（ｋ＋１））でデッドタ
イムのスイッチング素子の特性に対応した補償電圧が指
令電圧に対応する電圧（補正前電圧）に加算される。本
発明が対象とする電力変換システムはベクトル制御が前
提であるので、本明細書においては、特にことわらない
限り、”加算”はスカラーでいう”減算”を当然に含
む。この加算により、時刻列上で異常電流の発生を抑制
することができる。このような抑制は、零ポイント近傍
で特に有効であり、更に、低速領域で特に有効である。

【００１２】その補償電圧は、制御系自体の特性として
物理的に定まるのではなく、使用する半導体デバイスの
非理想的現実により定まる。その補償電圧は、複数の関
数として補償電圧発生器（１０１）に備わっていること
が好ましい。その複数の関数は、使用する半導体デバイ
スのメーカー、品番に対応している。どの関数を選択す
るかは、当該電力変換システムの出荷時点で電気的接点
又はコントローラへの選択信号の入力による。半導体デ
バイスの一般的特性傾向から考えて、関数としてはサイ
ン関数が概ね妥当であるが、４５度で傾く直線も妥当で
ある。その分解能は、５０程度である。

【００１３】複数相の電圧の中性点電圧を零電圧に制御
する制御器（１１２）を更に設けることが望ましい。仮
想中性点電位は厳密に零電圧である必要はなく、零近傍
であることが好ましい。制御器（１１２）は、具体的に
は、複数相の電圧要素を含む電圧群Ｖｎ（ｎは、好まし
くは１，２，３）から選択される１組の２電圧要素Ｖ
１、Ｖ２にその電圧要素（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、互いに１
２０度位相が異なる電圧）を変数とする複数の関数要素
の群から選択される１つの関数要素Ｖｎ（ｎ：１〜３）
を加算するための加算器（１１３）を備えている。

【００１４】加算器（１１３）の加算の結果の値は概ね
零であることは既述の通りである。この場合、具体的に
は、複数相の数は３であり、言い換えれば、複数相は３
相であり、具体的にいえば、３相誘導モータである。加
算器（１１３）は、３相の３電圧要素を含む電圧群から
選択される１組の２電圧要素にその３電圧要素を変数と
する複数の関数要素の群から選択される１つの関数要素
を加算する。

【００１５】関数要素としては、３電圧要素のうちから
選択される２関数要素の一次結合であることが計算を楽
にし、且つ、現実的である。加算器の加算の結果の値
は、数学上は厳密に零であるものが採択される。加算結
果を零とする関数群は、数学上は無数にある。足し加え
て２で割ったものをもとの電圧から減算することは、計
算を楽にするので、誘導モータの高速制御の点で好まし
い。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１に一致対応して、本発明によ
る電力変換システムは、速度制御モータの誘導モータ運
動部１の速度制御電圧の補償を行うデッドタイム補償電
圧発生部１０１を含んでいる。デッドタイム補償電圧発
生部１０１は、Ｕ相補償電圧１０２Ｕ、Ｖ相補償電圧１
０２Ｖ、Ｗ相補償電圧１０２Ｗを発生する。Ｕ相補償電
圧１０２Ｕ、Ｖ相補償電圧１０２Ｖ、Ｗ相補償電圧１０
２Ｗは、２相３相変換器１０４から出力されるＵ相・２
相３相変換出力１０５Ｕ、Ｖ相・２相３相変換出力１０
５Ｖ、Ｗ相・２相３相変換出力１０５Ｗに付加される。

【００１７】誘導モータ運動部１は、当然に、ロータ、
ステータを備え、そのステータ側に供給される電気的入
力を運動力に変換してロータに供給する運動系である。
このような運動系は、入力電圧、入力電流、一次側、二
次側磁束のような変数ベクトルを含むベクトル方程式で
記述される。

【００１８】誘導モータ運動部１は、駆動回路としての
パワー・ドライビング・ユニットであるＰＤＵ２により
駆動される。ＰＤＵ２は、３相（直流・交流）電力を周
期的・交番的に誘導モータ運動部１の３相入力部に供給
することができる。誘導モータ運動部１は、その型式を
問われず、本発明は各種型式の誘導モータに適用するこ
とができる。

【００１９】ＰＤＵ２からの出力は、駆動用コンピュー
タ３により制御される。駆動用コンピュータ３は、パル
ス・ワイド・モジュレーション機能を有し、Ｕ，Ｖ，Ｗ
の３相の電圧力を受けて、ＰＤＵ２に時刻ごとの直流電
流を出力させるように波形幅の計算を行う波形幅計算機
である。波形幅計算機３には、Ｕ相電圧１０６Ｕ、Ｖ相
電圧１０６Ｖ、Ｗ相電圧１０６Ｗが送信される。

【００２０】Ｕ相電圧１０６Ｕ、Ｖ相電圧１０６Ｖ、Ｗ
相電圧１０６Ｗは、次式で示される。 Ｕ相電圧１０６Ｕ＝Ｕ相・２相３相変換出力１０５Ｕ＋
Ｕ相補償電圧１０２Ｕ Ｖ相電圧１０６Ｖ＝Ｖ相・２相３相変換出力１０５Ｖ＋
Ｖ相補償電圧１０２Ｖ Ｗ相電圧１０６Ｗ＝Ｗ相・２相３相変換出力１０５Ｗ＋
Ｗ相補償電圧１０２Ｗ

【００２１】速度制御のために、誘導モータ運動部１と
ＰＤＵ２の間の３相の電流供給線の２本には、Ｕ相電流
センサ４、Ｖ相電流センサ５が接続されている。２つの
Ｕ相電流センサ４、Ｖ相電流センサ５が検出する位相差
から、誘導モータ運動部１に供給される一次側電流ベク
トル、一次側電圧ベクトルが求められる。このようなベ
クトルの検出は、他の多様な検出手段によっても可能で
ある。

【００２２】制御系には、それの第１，第２外部接続点
６，７から２つの第１，第２電流指令信号８，９が入力
される。第１電流指令信号８はｄ軸電流指令信号であ
り、第２電流指令信号９はｑ軸電流指令信号である。ｄ
軸電流指令信号８は第１電流制御コントローラ１１に入
力され、ｑ軸電流指令信号は第２電流制御コントローラ
１２に入力される。

【００２３】第１電流制御コントローラ１１の第１制御
用信号１３、第２電流制御コントローラ１２の制御用信
号１４の第１回転・静止座標変換器１５、第２回転・静
止座標変換器１６によるそれぞれの座標変換は、次周期
の推定回転角度信号１７を参照し非干渉化処理がなされ
て行われる。第１回転・静止座標変換器１５、第２回転
・静止座標変換器１６により適正な位相情報を与えられ
た電気信号を受ける２相３相変換器１０４は、適正な位
相を持つ既述のＵ相・２相３相変換出力１０５Ｕ、Ｖ相
・２相３相変換出力１０５Ｖ、Ｗ相・２相３相変換出力
１０５Ｗを出力する。

【００２４】Ｕ相電流センサ４、Ｖ相電流センサ５が検
出する２つの相の電流信号１９，２１は、他の２相３相
変換器により逆変換されて、更に、静止・回転座標変換
器２２により回転座標系上でのｄ軸フィードバック信号
２３、ｑ軸フィードバック信号２４に変換され、ｄ軸電
流指令，ｑ軸電流指令に第１，第２外部接続点６，７
で、第１電流指令信号８、第２電流指令信号９に負の値
としてそれぞれに足し加えられる。このようなフィード
バックにより、誘導モータ運動部１に指令通りの電力を
供給することができる。

【００２５】静止・回転座標変換器２２により一回転座
標系上の信号に変換されたｄ軸フィードバック信号２
３、ｑ軸フィードバック信号２４は、第１回転・静止座
標変換器１５、第２回転・静止座標変換器１６で変換さ
れた変換信号が参照されて、他の回転静止座標変換器２
５により静止座標系上での信号に再度変換され、次周期
推定回転速度を計算により求める次周期推定回転速度算
定器２６に入力される。

【００２６】次周期推定回転速度算定器２６は、誘導モ
ータ運動部１のロータの回転数・回転位置を直接的に検
出する速度検出センサを用いないで、誘導モータ運動部
１の電圧ベクトル、電流ベクトル、固有のベクトルのよ
うな物理量ベクトルから直接に計算により誘導モータ運
動部１の電源側回転周波数ωを求めることができるコン
ピュータである。本発明は、このようなセンサレス速度
制御を例示しているがその速度制御のためには自由に任
意の速度制御方法を採択することができる。

【００２７】次周期推定回転速度算定器２６は、その電
源側回転周波数ωに対応する推定速度信号２７を出力す
る。逆算器２８が、次周期推定回転速度算定器２６と第
１回転・静止座標変換器１５との間に介設されている。
逆算器２８は、次周期推定回転速度算定器２６がその計
算により求めた推定速度から推定位置を逆算して求める
ことができる。

【００２８】その推定位置である推定回転角度信号２９
は、第１回転・静止座標変換器１５に入力され、次周期
の２相３相変換のために参照される。回転・静止座標変
換は、ロータに対して相対的に回転するステータの回転
ベクトルをその回転座標系から静止座標系上の値として
変換するための計算機部分である。

【００２９】回転静止座標変換器２５により再度変換さ
れ、一方で次周期推定回転速度算定器２６に入力される
信号は、他方では、デッドタイム補償電圧発生用２相３
相変換器で３相用信号に変換され、既述のデッドタイム
補償電圧発生部１０１に入力される。

【００３０】図２は、デッドタイム補償電圧発生回路１
０７を示している。デッドタイム補償電圧発生回路１０
７は、既述の第１電流制御コントローラ１１、第２電流
制御コントローラ１２を含む電流補償器１０８、既述の
２相３相変換器１０４、デッドタイム補償電圧発生部１
０１とを備えている。電流補償器１０８には、既述第
１，第２電流指令信号８（ｉｄ＊），９（ｉｑ＊），ｄ
軸フィードバック信号２３（ｉｄ）、ｑ軸フィードバッ
ク信号２４（ｉｑ）又はそれらに基づく制御用電流が入
力される。２相３相変換器１０４には、次周期の推定回
転角度信号１７（θ（ｋ＋１））が入力される。図中、
信号、ベクトル量などが推定値であることが、それらを
示す記号の上にマーク”∧”をつけることにより表され
ている。

【００３１】デッドタイム補償電圧発生部１０１には、
Ｕ相電流センサ４、Ｖ相電流センサ５が検出する２つの
相の電流信号１９，２１又はそれらに基づく信号が次周
期推定値（ｉｎ（ｋ＋１））として入力される。電流記
号ｉの右側の添字ｎは、各相Ｕ、Ｖ、Ｗをに対応する数
字１，２，３である。デッドタイム補償電圧発生部１０
１は、ＩＧＢＴ・Ｖｃｅ−Ｉｃ・特性に対応するデッド
タイム補償電圧Ｖdead（ｋ＋１）を出力することができ
るデッドタイム補償電圧発生器（図示せず）を内部に備
えている。

【００３２】２相３相変換器１０４は、既述の通り、Ｕ
相・２相３相変換出力１０５Ｕ、Ｖ相・２相３相変換出
力１０５Ｖ、Ｗ相・２相３相変換出力１０５Ｗ（Ｖｎ
（ｋ＋１））を出力し、加算器１０９により既述の足し
加え｛Ｖｎ（ｋ＋１）＋Ｖdead（ｋ＋１）｝が実行され
る。このような足し加えは、慣用の電圧加算器により行
われる。

【００３３】ＰＤＵ２、駆動用コンピュータ３から構成
される電圧・電流発生器からは、時刻系列ｔ（ｋ）ごと
に、適正な波形を与えられた駆動用電力である電圧・電
流が生成されて、誘導モータ運動部１に供給される。そ
の電圧・電流発生器には、多くのトランジスタ、サイリ
スタと称されるスイッチング素子である半導体デバイス
が組み込まれ、パルス・ワイド・モジュレーションによ
りデジタル制御を行い、任意の波形のパワーを時刻列ｔ
（ｋ）に出力することができる。

【００３４】よく知られているように、スイッチング素
子は理想的素子として製造されておらず、電流変化によ
りその飽和電圧が非線形に変化する特性を持つ一方で、
その制御回路では、これを形成する上下のスイッチング
素子が同時に通電しない休止時間（デッドタイム）を発
生させる。その実電流値ｉｎ（ｋ）は、時刻列ｔｎの各
時刻ｔ（ｋ）において、異常電流になっている。

【００３５】デッドタイム補償電圧発生部１０１は、こ
のようなデッドタイム時の電圧を補償するデッドタイム
補償電圧Ｖdead１１１を発生させる。デッドタイム時の
電圧の形態は、個々の半導体デバイスの特性に依存し、
多様である。用いる半導体デバイスのその特性に応じた
デッドタイム補償電圧Ｖdead１１１を発生させる必要が
ある。電流方向が変化するゼロクロス付近の零電流ポイ
ント近傍で非線形なデッドタイム補償電圧を発生させる
ことが、特に望ましい。

【００３６】図２は、その零点近傍でサインカーブに近
似したＶｃｅ−Ｉｃ特性の波形を示している。このよう
な特性は、個々の半導体デバイスの特性であり、一般的
・普遍的ではない。図３は、デッドタイム補償電圧発生
回路１０７が発生する合成電圧の波形を示している。そ
の電流値は、時系列ｔ（ｎ）の任意の時刻で、その半導
体デバイスの特性に基づいて異常電流になっており、そ
の電流に対応して電圧は線形に変化しない。

【００３７】デッドタイム補償電圧Ｖdead（ｋ＋１）
は、零点近傍付近で、その零点に対して正負π／２の範
囲でｓｉｎ（ｓｉ）で表される電圧として採択されてい
る。ｓは、スカラー化定数である。その飽和電流ｓ＜ｉ
＞として正負π／２が採択され、デッドタイム補償電圧
Ｖdead（ｋ＋１）は、−π／２より小さい範囲では概ね
一定の負電圧が採択され、＋π／２より大きい範囲では
概ね一定の正電圧が採択され、零ポイントで零電圧基準
線にクロスしている：

【００３８】 Ｖdead（ｋ＋１）＝ ａ・ｓｉｎ（ｓｉ） −π／２＜ｓｉ＜π／２ Ｖdead（ｋ＋１）＝ ａ ｓｉ＜−π／２、π／２＜ｓｉ 合成出力電圧Ｖｎ”∧”（ｋ＋１） ＝ ２相３相変換出力Ｖｎ（ｋ＋１）＋ａ・ｓｉｎ（ｓｉ） 又は、 合成出力電圧Ｖｎ”∧”（ｋ＋１） ＝ ２相３相変換出力Ｖｎ（ｋ＋１）＋ａ

【００３９】図４は、デッドタイム補償電圧Ｖdead（ｋ
＋１）の付加により補償された合成電圧出力Ｖｎ（ｋ＋
１）を更に中性点変調により制御して、電力変換精度を
更に向上させるための技術を示している。デッドタイム
補償電圧発生部１０１から出力された３相の合成出力電
圧Ｖｎ”∧”（ｋ＋１）は、中性点零電位化器１１２に
入力される。図４は、ＰＷＭ指令電圧がサイン波形型３
相交流の電圧波形である場合を示している。３相交流で
は、通常、中性点電圧Ｖｍｉｄがノコギリ形で発生して
いる。次のプログラムにより中性点電流の零電位化を行
う。

【００４０】 ｆｏｒ ｎ＝１：３６０ 第２，３相に関して： Ｔｈｅ１＝２＊ｐｉ＊１／３；Ｔｈｅ２＝２＊ｐｉ＊２／３； 第１相に関して： Ｔｈｅ＝２＊ｐｉ＊ｎ／３６０； 次のように、最大値、最小値を設定する： 第１相と第２相について： ｉｆ（ｓｉｎ（Ｔｈｅ）＞ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）） ｍａｘ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ）； ｍｉｎ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）； ｅｌｓｅ ｍａｘ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）； ｍｉｎ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ）； ｅｎｄ

【００４１】第１相と第３相について：

【００４２】このような最大・最小値の設定により次の
計算が行われる。 ｍｉｄ＝（ｍａｘ＋ｍｉｎ）＊０．５ この値を各相から減じると、値は零になる。既述のプロ
グラムを数学的に一般化すれば、次の群： ｛ｓｉｎ（θ）、ｓｉｎ（θ＋１２０）、ｓｉｎ（θ＋２４０）｝ から選択される２つの要素を足し加えその加算値を２で
割った値を、その群から既述のプログラムで指定される
要素から減算すれば、常に零になる。次の公式を用い
る： ｓｉｎ（α＋β）＝ｓｉｎ（α）ｃｏｓ（β） −ｓｉｎ（β）ｃｏｓ（α） このような加算・減算を時系列ｔ（ｋ）で行うことによ
り中性点電圧Ｖｍｉｄ（ｔ（ｋ））は各時刻ｔ（ｋ）で
零である。

【００４３】このようなＶｍｉｄ（ｋ）（＝（ｍａｘ＋
ｍｉｎ）＊０．５）が、中性点零電位化器１１２から出
力され、各相加算点１１３Ｕ，Ｖ，Ｗで合成出力電圧Ｖ
ｎ”∧”（ｋ＋１）から減算される。このような中性点
零電位化の結果、３相電圧は、図６に示されるように、
ｓｉｎ波形にはならないが、綺麗に位相間隔がずれた３
相電圧が得られることになる。逆に言えば、図６に示す
ような３相電圧を与えれば、中性点は零電位になる。

【００４４】図７は、ＰＷＭ指令相電圧の波形が変形サ
インカーブである場合の中性点零電位化の他の実施形態
を示している。図６に示すように結果として得る３相電
圧波形（ノコギリ形中性点電圧が発生している）に対し
て、既述の電圧補正を行えば、図８に示されるように、
逆に綺麗なサイン波形の出力電圧が当然に得られる。こ
のように、中性点零電位化は、逆変換群を含む。

【００４５】図９は、ＰＷＭ指令相電圧が飽和電圧を含
む場合の中性点零電位化の更に他の実施形態を示してい
る。既述の実施形態と同じ中性点零電位化は、図１０に
示されるように、非飽和電圧の綺麗な３相電圧に変換す
ることができる。

【００４６】図１１は、デッドタイム補償電圧Ｖdead
（ｋ＋１）の付加により補償された合成電圧出力Ｖｎ
（ｋ＋１）を更に中性点変調により制御して、電力変換
精度を更に向上させるための他の中性点零電位化の他の
実施形態を示している。デッドタイム補償電圧発生部１
０１から出力された３相の合成出力電圧Ｖｎ”∧”（ｋ
＋１）は、中性点零電位化器１１２’に入力される。こ
の実施の形態は、完全な中性点の零電位化は行われな
い。次のプログラムにより生成される。

【００４７】用いられる３相は、既述の実施の形態と同
じく、図５に示される３相である。 ｆｏｒ ｎ＝１：３６０ 第２，３相に関して： Ｔｈｅ１＝２＊ｐｉ＊１／３；Ｔｈｅ２＝２＊ｐｉ＊２／３； 第１相に関して： Ｔｈｅ＝２＊ｐｉ＊ｎ／３６０； 次のように、最大値、最小値を設定する： 第１相と第２相について： ｉｆ（ｓｉｎ（Ｔｈｅ）＞ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）） ｍａｘ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ）； ｍｉｎ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）； ｅｌｓｅ ｍａｘ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ＋Ｔｈｅ１）； ｍｉｎ＝ｓｉｎ（Ｔｈｅ）； ｅｎｄ

【００４８】第１相と第３相について： ここまでのプログラムは、既述のプログラムに全く同じ
である。

【００４９】 これら２式から、 ｍｉｄ＝（ｍａｘ＋ｍｉｎ）＊０．５． これを選択される各相から減じれば、その中性点電位
は、図１２に示されるように、概ね零になるが、完全に
は零になっていない。

【００５０】３相交流は、最小の電線構成により効率の
よい電力供給を行っている。エネルギーの伝達効率は、
中性点電位という仮想電線を基に考えられているため、
実際には中性点にアンバランスな電流が流れ、損失が発
生している。空間ベクトル場からスカラー場に射影した
３相電圧の中性点電位は瞬間的に発生する電圧の中央値
である。ＰＷＭ発生装置から生成される電圧は常にアン
バランスを起こしている。

【００５１】このような中性点零電位化により、３相電
圧の中性点電位を線間電圧の中央値に固定した電圧を供
給することができる。このため、図６に示されるよう
に、中性点電圧は零に固定することができる。更に、中
性点零電位化は、電力変換精度を向上させると同時に、
特に周波数の零クロス付近での電流変動による磁歪音の
発生を抑制し、モータに関しては、トルクリップルの発
生を抑制することができる。

【００５２】中性点が零電位化された３相交流の生成
は、電圧の生成限界を大きく向上させることができる。
２００Ｖ直流から２００Ｖ交流を生成することもでき
る。モータに適用した場合、その交流は、綺麗な３相交
流である。

【００５３】実験からの推測によれば、このような波形
電圧を印加して、正常な電力供給を行うことができる。
通常のキャリア比較を行った場合は、アンバランスなど
中性点に仮想接地した浮遊容量から電流の流れ損失が起
きる。実施の形態に示されるように、中性点変調を行う
と、漏れ電流の発生、損失を概ね完全に抑制することが
できる。

【００５４】

【発明の効果】本発明による電力変換システムは、半導
体デバイスのデッドタイムに起因する電力変換上の諸欠
陥を解消することができ、言い換えれば即ち、電力変換
精度を向上させることができる。特に、零点近傍でのそ
の諸問題を解決することができる。更に付加的にいえ
ば、トルクリップルの低減効果、低速運転時の磁歪音低
減効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明による電力変換システムの実施
の形態を示す回路図である。

【図２】図２は、デッドタイム補償器を示す回路図であ
る。

【図３】図３は、補償後の合成電圧出力を示す波形図で
ある。

【図４】図４は、中性点零電圧化を示す回路図である。

【図５】図５は、３相電圧波形を示す波形図である。

【図６】図６は、中性点零電位化後の３相電圧波形を示
す波形図である。

【図７】図７は、他の３相電圧波形を示す波形図であ
る。

【図８】図８は、中性点零電位化後の他の３相電圧波形
を示す波形図である。

【図９】図９は、更に他の３相電圧波形を示す波形図で
ある。

【図１０】図１０は、中性点零電位化後の更に他の３相
電圧波形を示す波形図である。

【図１１】図１１は、他の中性点零電圧化を示す回路図
である。

【図１２】図１２は、更に他の３相電圧波形を示す波形
図である。

【符号の説明】

２，３…スイッチング素子 １０１…補償電圧発生器 ｔ（ｋ）…時刻 Ｖｎ（ｋ）…電圧 Ｖｄｅａｄ…非線形補償電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA08 AA17 BB06 CB05 CC23 DA03 DA05 DA06 DB02 DB12 DC02 DC05 DC07 EA02 FA09 FA13 5H575 AA20 DD05 DD10 EE07 FF03 GG01 GG02 GG04 HA07 HB01 JJ03 LL12 LL22 LL31

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のスイッチング素子により時刻列の各
   時刻で制御される複数相の電圧による電力を供給するた
   めの電源と、 前記電源が供給する電力を受けて運動する運動体と、 前記複数のスイッチング素子のデッドタイムの変換特性
   に対応した補償電圧を前記時刻で前記電圧に付加するた
   めの補償電圧発生器とからなる電力変換システム。
2. 【請求項２】請求項１において、 前記補償電圧は非線形であることを特徴とする電力変換
   システム。
3. 【請求項３】請求項２において、 前記補償電圧は、ｓｉｎ関数であることを特徴とする電
   力変換システム。
4. 【請求項４】請求項１において、 前記補償電圧は、複数の関数テーブルから選択される１
   つの関数であることを特徴とする電力変換システム。
5. 【請求項５】請求項１において、 前記複数相の電圧の中性点電圧を概ね零電圧に制御する
   ための制御器とからなることを特徴とする電力変換シス
   テム。
6. 【請求項６】請求項４において、 前記制御器は、 前記複数相の電圧要素を含む電圧群から選択される１組
   の２電圧要素に前記電圧要素を変数とする複数の関数要
   素の群から選択される１つの関数要素を加算するための
   加算器を備えることを特徴とする電力変換システム。
7. 【請求項７】請求項６において、 前記加算器の加算は絶対値の減算であることを特徴とす
   る電力変換システム。
8. 【請求項８】請求項５において、 前記加算器の加算の結果の値は概ね零であることを特徴
   とする電力変換システム。
9. 【請求項９】請求項５において、 前記複数相の数は３であり、前記複数相は３相であり、 前記制御器は前記３相の３電圧要素を含む電圧群から選
   択される１組の２電圧要素に前記３電圧要素を変数とす
   る複数の関数要素の群から選択される１つの関数要素を
   加算するための加算器を備えることを特徴とする電力変
   換システム。
10. 【請求項１０】請求項９において、 前記関数要素は前記３電圧要素のうちから選択される２
    関数要素の一次結合であることを特徴とする電力変換シ
    ステム。
11. 【請求項１１】請求項９において、 前記加算器の加算の結果の値は概ね零であることを特徴
    とする電力変換システム。