ITTO20130579A1

ITTO20130579A1 - Procedimento per la trasmissione di segnali e relativo dispositivo

Info

Publication number: ITTO20130579A1
Application number: IT000579A
Authority: IT
Inventors: Francesco Angelin; Filippo Branchetti
Original assignee: Osram Gmbh; Osram Spa
Priority date: 2013-07-10
Filing date: 2013-07-10
Publication date: 2015-01-11
Also published as: EP2840696A3; CN104283619B; EP2840696B1; CN104283619A; US20150015156A1; EP2840696A2; US9413247B2

Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:

“Procedimento per la trasmissione di segnali e relativo dispositivo”

TESTO DELLA DESCRIZIONE

Campo tecnico

La presente descrizione si riferisce alle tecniche per la trasmissione di segnali.

Una o più forme di attuazione possono trovare applicazione in alimentatori per sorgenti di illuminazione, ad es. di tipo switching.

Sfondo tecnologico

Varie implementazioni di alimentatori per dispositivi di illuminazione, ad esempio per dispositivi di illuminazione allo stato solido quali dispositivi utilizzanti, quali sorgenti di radiazione luminosa, sorgenti a LED, possono prevedere il ricorso a topologie a commutazione (switching). Questo può avvenire, ad es. in configurazioni note come unità di alimentazione (Power Supply Unit o PSU) di tipo isolato.

In implementazioni di alto livello tanto il lato primario quanto il lato secondario dell'unità PSU possono comprendere un microcontrollore, con l'esigenza di scambiare informazioni attraverso la barriera di isolamento fra lato primario e lato secondario.

La trasmissione dell'informazione può presentare aspetti critici, ad es. quando si utilizzino accoppiatori ottici suscettibili di presentare limitazioni a livello di prestazioni.

In varie implementazioni, lo scambio di informazioni fra primario e secondario può comprendere, in aggiunta ad uno scambio bidirezionale di dati a bassa velocità (ad esempio per trasmettere informazioni numeriche relative a parametri che evolvono lentamente nel tempo), un canale con un’ampiezza di banda estesa, idonea alla trasmissione di un segnale ad alta velocità, utilizzato per funzioni di controllo: si può trattare ad es. di un segnale di retroazione o feedback proveniente dal lato secondario per chiudere l'anello di retroazione.

Considerando, a titolo di esempio, la trasmissione nel verso che va dal lato secondario al lato primario, può sussistere l'esigenza di trasmettere attraverso la barriera di isolamento due tipi di informazione:

- parametri quasi-statici (ad esempio punti di regolazione, temperature, stati di sistema e simili), veicolabili tramite segnali a lenta evoluzione temporale, tali da non richiedere un'elevata velocità di trasmissione, e

- un segnale a banda larga destinato a chiudere l'anello di regolazione e ottenere valori elettrici adeguati all'uscita dell'unità PSU.

Varie implementazioni basate sull'impiego di accoppiatori ottici possono rifarsi a due impostazioni di fondo.

Una prima impostazione prevede di mantenere separata una retroazione di tipo analogico da una comunicazione digitale di dati. Un’implementazione di questo tipo può richiedere due accoppiatori ottici diversi operanti dal lato secondario verso il lato primario: l'uno operante con modalità digitale e l'altro che trasmette una corrente lineare così da sfruttare appieno la larghezza di banda al piccolo segnale dell’accoppiatore.

Questo modo di procedere può presentare tanto vantaggi quanto svantaggi:

- lo scambio di dati digitali bidirezionale può basarsi su accoppiatori ottici a bassa velocità di tipo standard, suscettibili di essere pilotati e decodificati utilizzando periferiche UART (Universal Asynchronous Receiver Transmitter) disponibili su microcontrollori anche economici;

- come già si è detto, per trasmettere dal lato secondario verso il lato primario può essere necessario utilizzare due accoppiatori ottici, e questo può raddoppiare i costi e l’occupazione di spazio sul circuito stampato (Printed Circuit Board o PCB) rispetto alle soluzioni che prevedono di utilizzare un unico accoppiatore ottico;

- l'accoppiatore ottico che opera sul segnale analogico può essere affetto da una notevole variabilità del suo rapporto di trasmissione di corrente (Current Transmission Ratio o CTR ).

Certe implementazioni possono prevedere di dare origine a un canale seriale ad alta velocità dal lato secondario al lato primario, con le seguenti conseguenze:

- è possibile utilizzare un unico accoppiatore ottico (dal lato secondario verso il lato primario);

- un tale accoppiatore veloce può risultare costoso, avere un assorbimento di potenza di un certo rilievo ed essere fisicamente più grande rispetto agli accoppiatori ottici di tipo standard; si tratta di un componente non facilmente disponibile come dispositivo veloce in grado di operare anche con valori di tensione di isolamento elevati;

- poiché si ricorre ad un protocollo asincrono standard, i due micro controllori messi in comunicazione possono richiedere di disporre di periferiche UART in grado di operare ad alta velocità, generalmente non disponibili nei circuiti integrati di basso costo; il tutto dovendosi anche tenere in conto l’overhead di CPU di un certo rilievo legato al processo di codifica e decodifica seriale;

- una comunicazione ad alta velocità di questo tipo risulta particolarmente sensibile al rumore generato per effetto delle commutazioni della sezione di potenza: trattandosi di segnali ad alta velocità può essere necessario tenere in conto fenomeni di prossimità e autodisturbo.

Scopo e sintesi

Da quanto illustrato in precedenza emerge l'esigenza di disporre di soluzioni che, pur conservando i vantaggi delle implementazioni descritte, permettano di evitare i relativi svantaggi offrendo, ad esempio, la possibilità di utilizzare un unico accoppiatore ottico nella comunicazione unidirezionale (ad es. dal lato secondario verso il lato primario) con l’ulteriore possibilità di utilizzare accoppiatori ottici di tipo standard (dunque non specificatamente progettati per operare ad alta velocità) e/o di utilizzare una trasmissione digitale sia per dati quasi-statici, sia per segnali rapidi (ad esempio il segnale di feedback a larga banda); il tutto evitando di sovraccaricare il o i microcontrollori con routine di codifica/decodifica rapida ed evitando altresì di dover disporre nei microcontrollori di specifici blocchi con funzione di periferica (ad esempio dispositivi UART o temporizzatori particolari).

Una o più forme di attuazione si prefiggono lo scopo di dare una risposta a tale esigenza.

Una o più forme di attuazione permettono di soddisfare tale esigenza grazie ad un procedimento avente le caratteristiche richiamate in modo specifico nelle rivendicazioni che seguono.

Una o più forme di attuazione possono riferirsi ad un corrispondente dispositivo.

Le rivendicazioni formano parte integrante dell'insegnamento tecnico qui somministrato in relazione all’invenzione.

Una o più forme di attuazione possono prevedere l'impiego di una particolare tecnica di modulazione per pilotare un accoppiatore ottico.

Una o più forme di attuazione possono prevedere l'impiego di un circuito elettronico in grado di "velocizzare" l'uscita dell'accoppiatore ottico consentendo all'accoppiatore ottico di raggiungere una velocità di trasmissione dei dati (data rate) in grado di sostenere il processo di modulazione.

Una o più forme di attuazione possono permettere di conseguire uno o più dei seguenti vantaggi:

- grazie al ricorso ad una particolare tecnica di modulazione e, eventualmente, all'impiego di un circuito che "velocizza" il funzionamento del dispositivo, è possibile utilizzare un singolo accoppiatore ottico standard (dunque non di tipo veloce) per trasmettere su uno stesso canale tanto un segnale di retroazione di natura analogica quanto un’informazione di tipo numerico (dati); - la trasmissione dati digitale di tipo PWM (Pulse Width Modulation) è intrinsecamente immune al rumore ed alla distorsione del segnale grazie alla sua natura “raziometrica”; risulta altresì possibile fare a meno di una sincronizzazione fra i clock dei microcontrollori posti in comunicazione fra loro;

- il circuito che velocizza le prestazioni del dispositivo permette di utilizzare l'intera larghezza di banda al piccolo segnale dell'accoppiatore standard come larghezza di banda digitale, permettendo così la trasmissione di un segnale modulato corrispondente;

- nel caso di topologie di alimentatore controllate in frequenza, ad esempio di tipo risonante, il segnale in frequenza proveniente dal lato secondario isolato può essere utilizzato per pilotare lo stadio di potenza, sia in modo diretto, sia tramite alcune semplici operazioni di manipolazione di frequenza (divisione/moltiplicazione o simili).

Breve descrizione delle figure

Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle figure annesse, in cui:

- la figura 1 è uno schema a blocchi di un dispositivo di alimentazione suscettibile di incorporare forme di attuazione,

- le figure 2 a 5 sono grafici temporali di segnali illustrativi di forme di attuazione, e

- la figura 6 è uno schema a blocchi che illustra in maggior dettaglio un circuito utilizzabile in forme di attuazione.

Descrizione particolareggiata

Nella seguente descrizione sono illustrati vari dettagli specifici finalizzati ad un’approfondita comprensione di vari esempi di attuazione. Una o più forme di attuazione possono essere realizzate senza uno o più dei dettagli specifici, o con altri metodi, componenti, materiali, etc. In altri casi, strutture, materiali o operazioni noti non sono mostrati o descritti in dettaglio per evitare di rendere oscuri i vari aspetti delle forme di attuazione. Il riferimento ad “una o più forme di attuazione” nell’ambito di questa descrizione sta ad indicare che una particolare configurazione, struttura o caratteristica descritta in relazione alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Quindi, il riferimento ad “una forma di attuazione”, eventualmente presente in diversi luoghi di questa descrizione non è necessariamente diretto alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in ogni modo adeguato in una o più forme di attuazione.

I riferimenti qui utilizzati sono soltanto per la comodità del lettore e non definiscono dunque l’ambito di tutela o la portata delle forme di attuazione.

Lo schema della figura 1 è un diagramma a blocchi esemplificativo di una possibile architettura di dispositivo di alimentazione utilizzabile per alimentare una sorgente d'illuminazione quale ad esempio una sorgente d'illuminazione a LED.

Tale sorgente di illuminazione, indicata con L, può comprendere una singola sorgente di radiazione luminosa ovvero più sorgenti di radiazione luminosa accoppiate fra loro, ad esempio secondo una configurazione a “stringa” di LED.

La rappresentazione con linea a tratti nello schema della figura 1 evidenziare il fatto che una o più forme di attuazione possono riferirsi in via principale al dispositivo di alimentazione 10, cui la sorgente di illuminazione L può essere accoppiata solo nella configurazione finale di impiego.

Nell'ambito del dispositivo di alimentazione 10 sono in generale distinguibili un lato primario 12 ed un lato secondario 14 separati da una barriera di isolamento c.d. “galvanico” implementata, nell'esempio di attuazione considerato, da un trasformatore 16 (di qui la connotazione dei lati 12 e 14 del dispositivo rispettivamente come lato primario e lato secondario, in quanto facenti capo rispettivamente all'avvolgimento primario ed all'avvolgimento secondario del trasformatore 16 stesso) e da un accoppiatore ottico 18 destinato a realizzare una trasmissione di segnali a partire dal lato secondario isolato 14 verso il lato primario 12 secondo le modalità meglio illustrate nel seguito.

Proseguendo nella illustrazione dello schema a blocchi esemplificativo della figura 1, il riferimento 20 indica un ingresso di potenza destinato ad alimentare l'avvolgimento primario del trasformatore 16 attraverso un circuito a commutazione o “switching” 22, comprendente ad esempio interruttori o switch elettronici, quali MOSFET, comandati alternativamente in accensione (“on”) e spegnimento (“off”).

L'avvolgimento secondario del trasformatore 16 alimenta un raddrizzatore 24 che a sua volta pilota la sorgente di illuminazione L, direttamente o, eventualmente, tramite uno stadio di pilotaggio 26.

Componenti ed elementi circuitali corrispondenti ai blocchi testé descritti sono noti nella tecnica in un'ampia gamma di possibili combinazione e/o varianti di implementazione; questo rende superfluo fornire una descrizione di maggior dettaglio in questa sede.

Lo stesso vale in sostanza anche per la possibile previsione, tanto sul lato primario 12, quanto sul lato secondario 14, di dispositivi o moduli di elaborazione 28, 30 destinati a svolgere una funzione di controllo, ad es. nell'ambito di un generale schema di retroazione o feedback. Ciò può avvenire secondo varie strategie di controllo di per sé note e quindi tali da non richiedere di essere descritte in dettaglio in questa sede. In una o più forme di attuazione, uno o più dei moduli qui rappresentati, ad es. i moduli 28, 34, 40 e 46 per il primario ed i moduli 32, 30, 38 e 42 per il secondario, qui rappresentati come blocchi distinti per chiarezza di illustrazione possono essere implementati come funzioni interne di un microcontrollore.

Per quanto qui interessa, può essere sufficiente richiamare il fatto che in una o più forme di attuazione il modulo di elaborazione 30 situato sul lato secondario 14 può ricevere, ad es. tramite un convertitore analogico/digitale (o un componente equivalente) 32 un segnale indicativo del livello del segnale di uscita inviato verso la sorgente d'illuminazione L.

Il punto di misura (o derivazione) di tale segnale di retroazione è qui esemplificato come collocato a valle del raddrizzatore 24, ma potrebbe essere collocato in posizioni diverse, tali da permettere di ottenere un segnale legato ad una grandezza dell’uscita, quale la corrente o la tensione.

Il segnale di retroazione raccolto dal modulo 30 è destinato ad essere inviato verso il lato primario 12, ad esempio verso il modulo 28 collocato sul lato primario 12. Questo al fine di consentire al modulo 28 di pilotare (ad es. tramite un modulo 34 ed un gruppo di pilotaggio o driver 36) il blocco switching 22 che produce il segnale applicato all'avvolgimento primario del trasformatore 16.

Ad es. il modulo 34 può intervenire sul blocco 22 controllando i tempi di “on” o “off” degli switch in esso compresi così da mantenere il livello di alimentazione della sorgente L a valori desiderati (eventualmente realizzando un'azione di controllo dell'intensità della radiazione luminosa emessa o “dimming”).

Ancora una volta ciò può avvenire secondo criteri di per sé noti, tali da non richiedere una specifica descrizione in questa sede.

Una o più forme di attuazione possono prevedere che la trasmissione di segnale dal lato secondario 14 verso il lato primario 12 (o eventualmente la trasmissione in verso opposto - che peraltro può non essere prevista ovvero essere attuata secondo criteri diversi, ad esempio tramite un canale asincrono a bassa velocità) comporti la trasmissione, dal lato secondario 14 verso il lato primario 12:

- di un segnale di retroazione o feedback “veloce”, ossia a larga banda, ad es. dal modulo 30 verso il modulo 28,

- di un segnale numerico, che convoglia dati indicativi di parametri “quasi statici” (ad es. parametri indicativi di punti di regolazione, temperature, stati di sistema, ecc.) dunque a lenta evoluzione temporale, ad es.

provenienti da un modulo 38 ed indirizzati ad un modulo di raccolta (ed eventuale segnalazione/elaborazione) 40.

In una o più forme di attuazione, tanto il segnale, di natura analogica, di retroazione veloce, ossia a larga banda, quanto il segnale “numerico” con i dati ossia le informazioni quasi statiche, possono essere forniti ad un modulatore 42 destinato a generare, secondo i criteri meglio illustrati nel seguito, un segnale composito di pilotaggio dell’accoppiatore ottico 18.

All'uscita dell'accoppiatore ottico 18, dunque sul lato primario 12, in una o più forme di attuazione può essere previsto (oltre ad un circuito acceleratore o “velocizzatore” 44 di cui meglio si dirà nel seguito e la cui la presenza è peraltro facoltativa) un demodulatore 46 destinato a demodulare il segnale composito proveniente dall’accoppiatore ottico 18 al fine di separare la componente veloce, a larga banda, destinata ad essere trasmessa verso il modulo di elaborazione 28, dai segnali “quasi statici” destinati ad essere inviati verso il modulo 40.

In una o più forme di attuazione il circuito modulatore 42 (e, in modo complementare, il circuito demodulatore 46) possono operare secondo i criteri rappresentati nelle figure 2 a 5.

Le figure in questione sono esemplificative di una o più forme di attuazione in cui è previsto che il modulatore 42 possa generare, in vista dell'invio verso l'accoppiatore ottico 18, un segnale con forma d'onda rettangolare comprendente una sequenza di intervalli (o periodi) di segnale in cui, in ciascun intervallo o periodo, il segnale assume:

- in una prima porzione dell’intervallo, un primo livello, ad es. un livello “basso”, e

- in una seconda porzione dell’intervallo, un secondo livello, ad es. un livello “alto”.

In una o più forme di attuazione, il modulatore 42 può essere in grado di pilotare (secondo criteri di per sé noti) due parametri del segnale con forma d'onda rettangolare, ossia:

- la frequenza, definibile ad es. come il reciproco del periodo del segnale, ossia dell’intervallo in cui il segnale assume dapprima il primo livello e poi il secondo livello, e

- il “duty-cycle”, definibile ad es. come rapporto tra la durata della porzione dell’intervallo di segnale in cui il segnale assume ad es. il livello “alto” e la durata complessiva dell’intervallo di segnale (periodo).

Le figure 2 a 5 esemplificano forme di attuazione in cui segnale può assumere prima il livello “basso” e poi il livello “alto”.

Questa rappresentazione ha carattere puramente esemplificativo: la sequenza potrebbe infatti prevedere prima il livello “alto” e poi livello “basso”, e/o l'impiego di segnali simmetrici o antipodali.

Ad esempio la figura 2 esemplifica la possibilità di far variare la frequenza del segnale ad onda rettangolare fra un valore di frequenza minimo Fmin(massima durata prevista dell’intervallo di segnale) ed un valore di frequenza massimo Fmax(durata minima del periodo).

In una o più forme di attuazione, è possibile far variare la frequenza del segnale ad onda rettangolare in un campo continuo di frequenze fra il valore minimo Fmined il valore massimo Fmax.

Ad es. ipotizzando che il valore minimo di frequenza Fminpossa corrispondere allo 0% ed il livello massimo Fmaxal 100% dell'intensità di un determinato segnale, il modulatore 42 può essere pilotato (secondo criteri noti) in maniera da far variare la frequenza in modo da farla corrispondere in modo “analogico” a qualunque valore compreso fra lo 0% di 100% identificato dei valori Fmine Fmaxdefiniti in precedenza.

Questa modalità di trasmissione (variazione della frequenza del segnale a forma d'onda rettangolare) può essere utilizzata per trasmettere il segnale a larga banda, ossia “veloce” di retroazione o feedback rilevato dal modulo 32. In una o più forme di attuazione è anche possibile fare a meno dei moduli 30 e/o 32, potendosi, almeno in linea di principio, fornire direttamente al corrispondente ingresso del modulatore 42 qualunque segnale di feedback prelevato sul lato secondario 14 del dispositivo 10.

La figura 3 illustra la possibilità di far variare, nell'ambito di ciascun intervallo di segnale del segnale ad onda rettangolare, il duty-cycle, ossia la durata del livello ad es. “alto” rispetto alla durata del livello ad es. “basso” o alla somma dei due.

La parte di sinistra della figura 3 esemplifica un segnale identificabile come un segnale con duty-cycle pari al 25% mentre la parte destra della stessa figura esemplifica un segnale identificabile come un segnale con duty-cycle pari al 75%.

Una o più forme di attuazione possono prevedere che alla scelta dell'uno o dell'altro valore di duty-cycle possa essere associata un’informazione numerica di tipo binario (ad esempio “0” per un duty-cycle pari al 25% e “1” nel caso di un duty-cycle pari al 75%).

Gli esperti del settore apprezzeranno che tale criterio di modulazione, sostanzialmente assimilabile ad una modulazione di larghezza d'impulso (Pulse Width Modulation o PWM), non è di per sé limitata alla trasmissione di un unico bit di informazione (con valore “0” o valore “1”) per intervallo di segnale.

Ad es. prevedendo quattro possibili valori di dutycycle è possibile pensare di associare a ciascuno di tali quattro valori di duty-cycle coppie di valori digitali “00”, “01”, “10” e “11”, il che permette di trasmettere due bit di informazione per intervallo di segnale.

Tutto questo nell'ambito di quello che può essere definito fondamentalmente un processo seriale asincrono, che può prestarsi ad es. alla trasmissione dei segnali “quasi statici” destinati a passare dal modulo 38 al modulo 40 della figura 1.

Così come si è visto, in una o più forme di attuazione, è possibile far variare la frequenza del segnale ad onda rettangolare fra due valori limite predefiniti facendo in modo che la frequenza più bassa corrisponda al valore minimo del segnale di retroazione mentre il valore di frequenza più elevata corrisponde al valore massimo del segnale di feedback.

Trattandosi fondamentalmente di una modulazione di frequenza, la trasmissione risulta intrinsecamente robusta al disturbo e immune alle fluttuazione di ampiezza del segnale stesso, per esempio legate alla variazione nel tempo del CTR. Inoltre, la possibilità di variare con continuità la frequenza si presta ottimamente alla trasmissione di un segnale di origine analogica. Quando tale segnale rappresenti un segnale d’errore proveniente dall’elaborazione di un feed-back, non vi è necessità che la frequenza dei clock dei due microcontrollori sia in rapporto noto a priori, potendo il regolatore aggiustare detto segnale fino ad annullare l’errore, e compensando quindi tutta la catena di trasmissione . In una o più forme di attuazione, il riferimento per il conteggio della frequenza può essere preso in corrispondenza di un dato fronte di salita o di discesa, per cui la variazione del duty-cycle non ha di per sé alcuna influenza sulla trasmissione del segnale di feedback.

In una o più forme di attuazione, ciascun periodo o intervallo del segnale a forma d’onda rettangolare può contenere l'intera informazione relativa al segnale di feedback, il che significa che la velocità di trasmissione dei dati (data rate) può risultare variabile in funzione della frequenza stessa. In una o più forme di attuazione, la frequenza minima può essere pertanto scelta in modo da soddisfare i requisiti di larghezza di banda minima, mentre per quanto riguarda l'accoppiatore ottico 18 un aspetto di rilievo può essere quello per cui l’individuazione del fronte preso come riferimento per la determinazione del periodo sia ripetibile, ovvero stabile al variare dei parametri al contorno e della modulazione PWM sovrapposta.

In una o più forme di attuazione, il segnale modulato in frequenza può provenire dal lato secondario 14 come parte di una funzione di regolazione ad anello ed essere utilizzato direttamente per regolare il punto di lavoro nel caso di alcune topologie con controllo di frequenza, ad esempio dispositivi alimentatori di tipo risonante. In tale evenienza, il blocco 34 può essere soppresso ed il 28 ridotto a una mera scalatura, o moltiplicazione della frequenza.

In una o più forme di attuazione, il modulatore 42 può quindi realizzare una sorta di sovrapposizione delle due modulazioni (in frequenza e di duty-cycle) esemplificate nelle figure 2 e 3, dando origine a segnali così come esemplificati nelle figure 4 e 5 dove, a parità di informazione numerica trasmessa (dal modulo 38 al modulo 40 con riferimento all'esempio della figura 1), ad es. così come rappresentata dalla sequenza 1001101 riprodotta nella parte bassa della figura in questione, è possibile generare segnali che presentano una frequenza variabile così da esprimere la variazione (rapida) del segnale di feedback.

Al riguardo si possono altresì notare alcuni aspetti di un certo interesse.

Pur essendo possibile utilizzare alfabeti di cardinalità più elevata, un semplice alfabeto “0” e “1” risulta soddisfacente per un'ampia gamma di possibili esigenze di trasmissione di segnali quasi-statici. In questo caso, nel demodulatore 46 si può ricorrere ad una singola soglia di lettura in termini di duty-cycle per il riconoscimento dei simboli.

Ad esempio, supponendo di fissare la soglia al 50%, se l'impulso ricevuto presenta un duty-cycle nel campo da 0 a 50% questo può essere decodificato come “0” ed essere in caso diverso (duty-cycle maggiore della soglia) decodificato come simbolo “1”.

Questa soluzione è rappresentata nella figura 3 dove appunto vengono illustrati impulsi con duty-cycle pari a 25% e 75%.

Come già si è detto, è anche possibile codificare più di un bit di informazione per intervallo di segnale, ad esempio in funzione del rapporto segnale/rumore del segnale ricostruito e della distorsione introdotta dall'accoppiatore ottico 18 e dall’elettronica associata.

In precedenza si è fatto riferimento alla possibilità di codificare quattro simboli (“00”, “01”, “10” e “11”). Fissando invece, ad es. due soglie di duty-cycle, ad esempio al 33% e al 66%, è possibile trasmettere tre valori diversi per ciascun intervallo di segnale.

In una o più forme di attuazione, utilizzando un alfabeto binario, ad es. “0” e “1”, è possibile implementare una comunicazione asincrona quasi-standard, associando i simboli “mark” e “space” ai due valori binari dell'alfabeto. Questo rende possibile un’implementazione tramite una normale periferica UART insieme ad un temporizzatore PWM.

In una o più forme di attuazione, la trasmissione dei dati avviene secondo uno schema di trasmissione molto robusto, soprattutto quando si utilizzi un numero ristretto di simboli.

In una o più forme di attuazione, il canale fisico implementato dall'accoppiatore ottico 18 può assicurare una buona ripetibilità dei fronti di segnale ed una ridotta distorsione della modulazione PWM per le varie frequenze imposte dalla modulazione rapida ad esempio dell'azione di feedback.

In una o più forme di attuazione, nella ricostruzione del segnale “numerico” è possibile utilizzare un principio discriminatore (ad esempio soglia del 50%), per cui eventuali distorsioni di duty-cycle vengono comunque tollerate, garantendo “fasce di appartenenza” dei simboli dell’alfabeto sufficientemente larghe.

In questo modo, in una o più forme di attuazione, ad esempio utilizzando un alfabeto binario, ad es. “0” e “1”, è possibile realizzare uno schema di trasmissione intrinsecamente robusto anche in presenza di una distorsione degli impulsi abbastanza elevata.

Nondimeno, in una o più forme di attuazione il segnale “analogico”, non viene ricostruito sopprimendo un errore dovuto a distorsione, ma è misurato direttamente su uno dei due fronti, essendo previsto che il fronte stesso abbia una buona ripetibilità (cioè forma e ritardo) al variare del duty-cycle e di altri fattori perturbanti.

La velocità di trasmissione in termini di data rate può risultare dipendente dalla modulazione di frequenza sovraimposta, in quanto si trasmette ad esempio un simbolo per periodo o intervallo di segnale. In una o più forme di attuazione il processo di modulazione può infatti generare una forma d’onda rettangolare con frequenza e duty-cycle che variano così come appunto esemplificato nella figura 5, ove i numeri indicati a titolo di esempio sono inversamente proporzionali alla durata dell’intervallo di segnale (periodo) relativo.

Una o più forme di attuazione possono scegliere la modulazione di frequenza per il segnale analogico e la modulazione PWM per il segnale digitale. La scelta complementare non è peraltro esclusa dal novero delle forme di attuazione.

In una o più forme di attuazione, il canale fisico (in via primaria, l'accoppiatore ottico 18) può dimostrare un comportamento non ideale in quanto i componenti compresi nel canale di comunicazione possono tendere a distorcere il segnale spostando i fronti di salita e di discesa in funzione delle condizioni di lavoro. Questo fenomeno può essere visto come una sorta di modulazione incrociata dei due segnali per cui uno dei segnali può essere visto come alterato dall'altro. Si è osservato che è più facile conservare la frequenza variando il duty-cycle rispetto alla soluzione opposta, in particolare quando si utilizzi il circuito di condizionamento di segnale 44 di cui meglio si dirà nel seguito.

In una o più forme di attuazione, la ricostruzione del segnale PWM a livello del demodulatore 46 può essere basata su una quantizzazione discreta, per cui, utilizzando campi ampi di riconoscimento del simbolo, è possibile esplicare un efficace effetto di reiezione della modulazione incrociata.

Ancora, il duty-cycle è per natura stessa della sua definizione un rapporto di due misure temporali tale da essere indipendente dalla misura in termini assoluti del periodo o intervallo di segnale; la relativa comunicazione asincrona può pertanto sussistere senza che vi sia un rapporto noto a priori tra le due basi temporali del trasmettitore e del ricevitore (moduli 42 e 49).

In una o più forme di attuazione, l’azione di regolazione attuata a partire dal segnale di feedback ricavato sul lato secondario isolato 14 (tramite il convertitore 32 ed il modulo di elaborazione 30, nell'esempio rappresentato nella figura 1) può essere realizzata con un segnale rettangolare (si vedano le figure 2 a 5) con frequenze Fmin,Fmaxcon valori fino ad alcune decine di kHz.

Accoppiatori ottici 18 con uscita a transistori a bassa velocità di impiego corrente, fatti funzionare in saturazione, possono avere difficoltà a raggiungere tali valori di velocità dei dati (data-rate). Questa situazione può essere affrontata utilizzando come accoppiatore ottico un dispositivo specifico per alta velocità, ossia nel campo di frequenze sopra indicato.

Una o più forme di attuazione possono affrontare l'aspetto legato alla velocità di funzionamento suscettibile di presentarsi nel caso di accoppiatori ottici standard operanti in modo di saturazione (con tempi di commutazione dell'ordine di 3-10 microsecondi) tramite un circuito di condizionamento di segnale (“velocizzatore”) 44 suscettibile di essere interposto fra l’uscita dell'accoppiatore ottico 18 e il demodulatore 46.

La figura 6 è uno schema circuitale relativo ad un possibile esempio di attuazione di un tale circuito 44.

In una o più forme di attuazione, tale circuito può sfruttare la larghezza di banda ai piccoli segnali dell’accoppiatore ottico (suscettibile di essere piuttosto estesa) così da realizzare nel complesso un modulo in grado di funzionare in modo da garantire una banda passante sufficientemente ampia da poter trattare in modo adeguato i segnali digitali trasmessi nel contesto cui fa riferimento la figura 1.

In una o più forme di attuazione, il circuito 44 può essere collegato al lato di uscita dell'accoppiatore ottico 18 (ossia, nell'esempio qui illustrato, collocato sul lato primario 12 del dispositivo di alimentazione 10).

Nell’esempio di attuazione illustrato, il circuito 44 comprende un numero di componenti ridotto con la capacità di superare le limitazioni legate al funzionamento in saturazione e di ristabilire una forma d'onda rettangolare in un campo al di sopra dei 100 kHz di frequenza (valore indicativo della larghezza di banda per piccoli segnali conseguibile anche con un accoppiatore ottico di tipo standard).

In una o più forme di attuazione, il circuito 44 può essere visto essenzialmente come uno specchio di corrente equalizzato in frequenza in grado di:

- contrastare la saturazione del transistore di uscita dell'accoppiatore ottico 18,

- operare come amplificatore di corrente con un'uscita che realizza una funzione di squadratura della tensione, - operare come equalizzatore di frequenza che ristabilisce in modo adeguato il segnale di ingresso dell'accoppiatore.

Nell’esempio qui illustrato, la struttura a specchio di corrente è costruita intorno a due transistori (ad esempio bipolari-BJT) Q1 e Q2.

In una o più forme di attuazione, il transistore Q1 può essere collegato con la sua base ed il suo collettore all'uscita dell'accoppiatore ottico 18, ad esempio all'emettitore del transistore di uscita dell'accoppiatore ottico 18.

In una o più forme di attuazione, il transistore Q1 può fungere da carico attivo per il transistore di uscita dell'accoppiatore ottico 18, impedendo la sua saturazione ed imponendo una tensione pressoché fissa tra l'emettitore e il collettore dell'elemento ricevente. Tutto questo riducendo ampiamente l'effetto Miller forzando una tensione pressoché costante anche sulla giunzione collettore-base.

In una o più forme di attuazione, il valore minimo della tensione di polarizzazione primaria di figura 6 VP può essere circa pari alla somma della tensione di presaturazione e della tensione base-emettitore del transistore Q1, con l’aggiunta della caduta di tensione rilevata su un resistore Reinterposto fra l'emettitore del transistore Q1 e la massa, con un valore dell'ordine di alcune decine di millivolt. In una o più forme di attuazione, il limite superiore è determinato dalla dissipazione di potenza dell'accoppiatore ottico. Possibili valori possono essere 3,3 Volt, 5 Volt o 12 Volt.

In una o più forme di attuazione, l'uscita del transistore Q1 (ossia il collettore, nell'esempio qui illustrato) può essere collegata una rete RC passa-alto costituita da un condensatore Ceq e da un resistore Req e destinata a modificare la risposta in frequenza dell'amplificatore di uscita costituito dal transistore Q2. Questo in modo da equalizzare lo spettro così da restituire come risultato sull’uscita il segnale di ingresso dell'accoppiatore ottico 18.

Si apprezzerà altresì che il resistore Req può impedire al transistore Q2 di andare in saturazione profonda limitando la sua corrente statica di base.

In una o più forme di attuazione, la rete passa-alto Ceq, Req può quindi permettere di ottenere la velocità di dati richiesta, in via principale grazie all'effetto di drenaggio di carica determinato dal condensatore Ceq sul transistore Q2: l'impulso di corrente negativa iniettato è infatti in grado di spegnere il transistore Q2 molto rapidamente, ricuperando le saturazioni parziali in breve tempo.

In una o più forme di attuazione, all'uscita della rete passa-alto Ceq, Req (ad es. fra la base del transistore Q2 e la massa) può essere interposto un resistore RL destinato a fungere da carico minimo per il lato ricevitore dell'accoppiatore ottico, così da impedire alla corrente di fuga di accendere il transistore Q2 e aiutandone altresì lo spegnimento durante il normale funzionamento.

In una o più forme di attuazione, può essere previsto un resistore di pull-up Rpup facente capo alla tensione di polarizzazione primaria VP e collegato al collettore del transistore Q2 (suscettibile di costituire l'uscita del circuito 44, mentre l'emettitore dello stesso transistore Q2 può essere collegato a massa).

In una o più forme di attuazione, il segnale di uscita del circuito 44 si presenta come una copia ritardata del segnale di ingresso ricevuto dall'accoppiatore ottico 18. In una o più forme di attuazione il ritardo può essere dell'ordine di un microsecondo.

In una o più forme di attuazione, i transistori Q1 e Q2 possono essere scelti come coppa di componenti selezionati (matched pair) per ottimizzare le prestazioni dello specchio di corrente.

Gli esperti del settore apprezzeranno che il circuito rappresentato nella figura 6 ha carattere puramente esemplificativo.

Ad esempio, in una o più forme di attuazione, le polarità dei transistori Q1, Q2 potrebbero essere invertite, invertendo in modo corrispondente il collegamento all'uscita dell'accoppiatore ottico 18.

Per completezza d'illustrazione, lo schema della figura 6 esemplifica anche la presenza del modulatore 42, rappresentato in modo generico con il simbolo di un interruttore o switch, proprio per richiamare l’ampia gamma di soluzioni (di per se note) utilizzabili per implementarlo sulla base dei criteri qui descritti.

Sempre per completezza d'illustrazione lo schema della figura 6 esemplifica anche una tensione di polarizzazione secondaria VS che alimenta il lato di ingresso (LED) dell'accoppiatore ottico 18 tramite un resistore di polarizzazione Rd.

Naturalmente, fermo restando il principio dell'invenzione, i particolari di attuazione e le forme di attuazione potranno variare, anche in modo significativo, rispetto a quanto qui illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall'ambito di protezione. Tale ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Procedimento di funzionamento di un dispositivo di alimentazione elettrica (10) con un lato primario (12) ed un lato secondario (14), il procedimento comprendendo trasmettere tramite un accoppiatore ottico (18) disposto fra il lato primario (12) e il lato secondario (14): - un segnale di controllo a banda larga, e - un segnale di informazione numerico, il procedimento comprendendo trasmettere detto segnale di controllo e detto segnale di informazione su un segnale ad onda rettangolare modulato (42) in combinazione con modulazione di frequenza e modulazione di larghezza dell'impulso o PWM, in cui detto segnale di controllo e detto segnale di informazione sono il segnale modulante della modulazione di frequenza e della modulazione di larghezza di impulso di detto segnale ad onda rettangolare.
2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, in cui il segnale di controllo è il segnale modulante della modulazione di frequenza ed il segnale di informazione è il segnale modulante della modulazione di larghezza di impulso di detto segnale ad onda rettangolare.
3. Procedimento secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui il segnale ad onda rettangolare è un segnale a due livelli comprendente intervalli di segnale in cui il segnale assume un primo livello per una prima porzione dell'intervallo ed un secondo livello per una seconda porzione dell'intervallo e la modulazione di frequenza è attuata variando in funzione del segnale modulante la durata di detti intervalli di segnale.
4. Procedimento secondo la rivendicazione 3, comprendente variare detta frequenza fra una frequenza minima (Fmin) ed una frequenza massima (Fmax), preferibilmente in un campo continuo di frequenze fra detta frequenza minima (Fmin) e detta frequenza massima (Fmax).
5. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 4, in cui il segnale ad onda rettangolare è un segnale a due livelli comprendente intervalli di segnale in cui il segnale assume un primo livello per una prima porzione dell'intervallo ed un secondo livello per una seconda porzione dell'intervallo e la modulazione di larghezza di impulso è realizzata variando, in funzione del segnale modulante, la durata relativa di detta prima porzione e di detta seconda porzione dell’intervallo di segnale.
6. Procedimento secondo la rivendicazione 5, in cui detta modulazione di larghezza dell'impulso comprende utilizzare: - due valori diversi per detta durata relativa di detta prima porzione e di detta seconda porzione, per cui si trasmette un bit di informazione per ciascun intervallo di segnale, o - più di due valori diversi per detta durata relativa di detta prima porzione e di detta seconda porzione, per cui si trasmette più di un bit di informazione per ciascun intervallo di segnale.
7. Procedimento secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, presentante almeno una delle seguenti caratteristiche: - il segnale di controllo è un segnale di retroazione dal lato secondario (14) verso il lato primario (12) del dispositivo di alimentazione (10), - il segnale di informazione è rappresentativo di parametri di funzionamento quasi-statici del dispositivo di alimentazione (10), - il dispositivo di alimentazione (10) è un dispositivo di alimentazione elettrica per sorgenti di illuminazione allo stato solido, preferibilmente sorgenti di illuminazione a LED.
8. Dispositivo di alimentazione elettrica con un lato primario (12), un lato secondario (14) ed un accoppiatore ottico (18) disposto fra il lato primario (12) ed il lato secondario (14), in cui il dispositivo comprende una coppia modulatore (42)/demodulatore (44) configurata per trasmettere e ricevere detto segnale ad onda rettangolare modulato in combinazione con modulazione di frequenza e modulazione di larghezza dell'impulso con il procedimento secondo una delle rivendicazioni 1 a 7.
9. Dispositivo di alimentazione secondo la rivendicazione 8, comprendente un circuito di condizionamento di segnale (44) accoppiato all'uscita dell'accoppiatore ottico (18) e comprendente uno specchio di corrente con un primo transistore (Q1) ed un secondo transistore (Q2), in cui: - il primo transistore (Q1) è un carico attivo per l'uscita dell'accoppiatore ottico (18) che impedisce la saturazione dello stesso, - il secondo transistore (Q2) fornisce un’uscita del circuito di condizionamento di segnale (44) che riproduce l'uscita dell'accoppiatore ottico (18), - fra il primo transistore (Q1) e il secondo transistore (Q2) dello specchio di corrente è disposto un equalizzatore passa-alto (Ceq, Req).