FR2819064A1

FR2819064A1 - Regulateur de tension a stabilite amelioree

Info

Publication number: FR2819064A1
Application number: FR0017296A
Authority: FR
Inventors: Cecile Hamon; Christophe Bernard; Alexandre Pons
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2000-12-29
Filing date: 2000-12-29
Publication date: 2002-07-05
Anticipated expiration: 2020-12-29
Also published as: WO2002054167A1; FR2819064B1; US6946821B2; US20040051508A1

Abstract

L'invention concerne un régulateur de tension ayant une borne de sortie (2) propre à être reliée à une charge (R), comprenant un amplificateur opérationnel (4) dont l'entrée non inverseuse est reliée à un potentiel de référence (Vref), et dont l'entrée inverseuse est reliée à la borne de sortie (2), un amplificateur inverseur (6) dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel, une impédance capacitive reliée entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur inverseur, un commutateur de puissance (T1) commandé par la sortie de l'amplificateur inverseur, disposé de manière à relier la borne de sortie (2) à un premier potentiel d'alimentation (Vbat), ladite impédance capacitive comprenant une portion court-circuitable (C2) associée à des moyens (8, 10) de court-circuit actifs lorsque le courant traversant la charge est supérieur à un courant prédéterminé.

Description

1 1 RÉGULATEUR DE TENSION À STABILITÉ AMÉLIORÉE
La présente invention concerne le domaine des régulateurs de tension et en particulier celui des régulateurs à faible tension de déchet.

Un régulateur à faible tension de déchet (Low Drop Out) réalisé sous forme de circuit intégré peut être utilisé pour fournir un potentiel prédéterminé avec un faible bruit à un ensemble de circuits électroniques à partir d'un potentiel d'alimentation fourni par une pile rechargeable. Un tel potentiel d'alimentation décroît avec le temps, et est susceptible de comporter du bruit dû par exemple à l'action de radiations électromagnétiques voisines sur les liaisons pile/régulateur. Le régulateur est dit à faible tension de déchet car il permet de fournir un potentiel proche du potentiel d'alimentation.

La figure 1 représente schématiquement un régulateur à faible tension de déchet classique. Le régulateur comporte une borne de sortie 2 prévue pour être reliée à une charge R. La charge R, essentiellement résistive, représente l'impédance d'entrée de l'ensemble des circuits alimentés par le régulateur.

Par simplicité, on considère par la suite que la charge R est une résistance. Le régulateur comprend un amplificateur opérationnel 4 dont l'entrée non inverseuse E+ est reliée à un potentiel de référence positif Vref et dont l'entrée inverseuse E-est reliée

à la borne de sortie 2 par une boucle de contre réaction. Le potentiel Vref est produit de manière connue par une source de tension constante (non représentée) ayant une forte impédance de sortie. L'amplificateur opérationnel 4 est alimenté entre un potentiel d'alimentation Vbat positif fourni par la pile et un potentiel de masse GND. Un amplificateur inverseur 6 alimenté entre les potentiels Vbat et GND a une borne d'entrée reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 4. Un condensateur Cl et une résistance R1 sont reliés en série entre la borne d'entrée et la borne de sortie de l'amplificateur inverseur 6. Un transistor MOS de puissance Tl, à canal P, a son drain relié à la borne de sortie 2 et sa source reliée au potentiel Vbat. La grille du transistor Tl est reliée à la borne de sortie de l'amplificateur inverseur 6. Le transistor T1 est de type MOS, notamment pour minimiser, par rapport à l'emploi d'un transistor bipolaire, la différence entre le potentiel de sortie Vout de la borne 2 et le potentiel d'alimentation Vbat. Un condensateur de charge C est disposé entre la borne de sortie 2 et le potentiel GND.

Le régulateur maintient le potentiel de la borne de sortie 2 à une valeur égale au potentiel de référence Vref. Toute variation du potentiel Vbat se traduit par une variation du potentiel Vout, qui est transmise par la boucle de contre réac-

tion sur la borne E-. Lorsque le régulateur fonctionne correctement, la variation du potentiel de la borne E-entraîne le retour du potentiel Vout au potentiel Vref. Pour cela, il faut que le circuit régulateur, qui forme un système bouclé entre la borne E-et la borne 2 forme un système stable. La stabilité d'un système s'apprécie au regard du gain et du déphasage introduits par le système entre son entrée et sa sortie lorsque le système est en boucle ouverte. Pour que le système soit stable lorsqu'il est bouclé, le gain ne doit jamais être supérieur à 1 lorsque le déphasage devient inférieur à-180 (opposition de phase entre l'entrée et la sortie du système).

La figure 2 illustre, en fonction de la fréquence f, la variation du gain G et du déphasage (p du régulateur en boucle

ouverte entre la borne E-et la borne 2. Pour des fréquences f faibles, le gain G est égal au gain GO statique du régulateur en boucle ouverte. Les éléments qui composent le régulateur ont chacun un gain qui varie en fonction de la fréquence. La fréquence de coupure d'un élément dont le gain décroît lorsque la fréquence augmente correspondant à un"pôle"de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte. La fréquence de coupure d'un élément dont le gain croît lorsque la fréquence augmente correspond à un "zéro" de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte. Chaque pôle et chaque zéro de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte introduit respectivement une chute et une croissance de 20 dB par décade du gain G. En outre, chaque pôle et chaque zéro de la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte introduit respectivement une chute et une augmentation de 90 du déphasage (p. Par simplicité, on considère par la suite que la fonction de transfert du régulateur en boucle ouverte comprend seulement un pôle principal PO, deux pôles secondaires P1 et P2 et un zéro Zl. La valeur du pôle principal PO dépend notamment de l'inverse du produit des valeurs de la résistance de charge R et du condensateur C. La valeur du pôle secondaire PI dépend notamment de l'impédance d'entrée de l'amplificateur 6. La valeur du pôle secondaire P2 dépend notamment de la capacité de la grille du

transistor Tl. Les valeurs des pôles P1 et P2 dépendent également du gain de l'amplificateur 6 et de la valeur du condensateur Cl.

L'amplificateur inverseur 6 monté en parallèle avec une impédance capacitive forme un étage connu sous le nom de"étage de Miller".

Un tel étage a pour effet de diminuer la valeur du pôle secondaire P1 et d'accroître la valeur du pôle secondaire P2.

L'éloignement des pôles P1 et P2 augmente avec le gain de l'amplificateur 6 et la capacité du condensateur C3. La valeur du zéro Z1 dépend notamment du rapport existant entre les valeurs de la résistance R1 et du condensateur Cl. Le choix du gain de l'amplificateur 6, du condensateur Cl et de la résistance R1 permet d'ajuster les positions des pôles P1 et P2 et du zéro Zl

afin que, lorsque le déphasage (p devient égal à-180 , le gain G soit inférieur au gain unitaire (0 dB). En figure 2, le pôle PO est situé à une fréquence faible, le pôle P1 est situé à une fréquence plus élevée que le pôle PO et le pôle P2 est situé à une fréquence plus élevée que le pôle PI. Le zéro Z1, proche du pôle PI, est situé entre les pôles PI et P2. Pour une fréquence inférieure à la fréquence du pôle PO, le gain est égal au gain statique GO du régulateur en boucle ouverte. Entre les pôles PO et PI, le gain chute de 20 décibels par décade. Entre le pôle PI et le zéro Z1, le gain chute de 40 décibels par décade. Entre le zéro Zl et le pôle P2, le gain chute de 20 décibels par décade, et au-delà du pôle P2, le gain chute de 40 décibels par décade.

Le déphasage chute de 0 à-90 au niveau du pôle PO. Le déphasage décroît en dessous due-900 puis il revient à la valeur due-900 au niveau du pôle P1 et du zéro Zl. Le déphasage chute de-900 à-1800 au niveau du pôle P2.

Un inconvénient d'un tel régulateur est que la valeur de la résistance de charge R, qui représente les impédances d'entrée de circuits intégrés, décroît lorsque le courant de sortie traversant la charge R croît. Cette diminution de la résistance R se traduit par un décalage du pôle principal PO vers les hautes fréquences et un décalage vers la droite de la courbe de gain comme cela est illustré en pointillés par la courbe G 1.

Ceci peut entraîner que le gain G'a une valeur supérieure à 1 (0 dB) lorsque le déphasage'atteint la valeur -1800. Un régulateur classique stable pour un faible courant de sortie peut ainsi être instable pour un fort courant de sortie. Il est difficile de réaliser un régulateur stable sur toute la gamme des courants de sortie.

Un objet de la présente invention est de prévoir un régulateur de tension qui reste stable sur toute la gamme des courants de sortie.

Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un régulateur de tension ayant une borne de sortie propre à être reliée à une charge dont l'impédance décroît lorsque le courant

qui la traverse croît, comprenant un amplificateur opérationnel dont l'entrée non inverseuse est reliée à un potentiel de référence, et dont l'entrée inverseuse est reliée à la borne de sortie, un amplificateur inverseur dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel, une impédance capacitive reliée entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur inverseur, un commutateur de puissance commandé par la sortie de l'amplificateur inverseur, disposé de manière à relier la borne de sortie à un premier potentiel d'alimentation, et un condensateur de charge disposé entre la borne de sortie et un second potentiel d'alimentation, ladite impédance capacitive comprenant une portion court-circuitable associée à des moyens de court-circuit actifs lorsque le courant traversant la charge est supérieur à un courant prédéterminé.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'impédance capacitive comprend un premier condensateur relié en série avec une résistance et un second condensateur courtcircuitable.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, la capacité du second condensateur est inférieure à la capacité du premier condensateur.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens de court-circuit comprennent un premier transistor MOS à canal P dont le drain et la source sont reliés aux bornes de la portion d'impédance court-circuitable, une résistance de commande disposée entre le premier potentiel d'alimentation et la grille du premier transistor, une source de courant commandable disposée entre la grille du premier transistor et le second potentiel d'alimentation, et un moyen de commande de la source de courant pour fournir à la source de courant un signal de commande dépendant du courant traversant la charge.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, la source de courant comprend des deuxième et troisième transistors MOS à canal N dont les sources sont reliées au second potentiel d'alimentation et dont les grilles sont reliées entre elles,

le drain du deuxième transistor étant relié à la grille du premier transistor, le drain et la grille du troisième transistor étant reliés entre eux.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, le moyen de commande de la source de courant comprend un quatrième transistor MOS à canal P dont le drain est relié au drain du troisième transistor et dont la source est reliée au premier potentiel d'alimentation, la grille du quatrième transistor étant reliée à la grille du commutateur de puissance.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'amplificateur inverseur comprend un cinquième transistor MOS à canal N dont la source est reliée au second potentiel d'alimentation, dont la grille et le drain sont respectivement reliés à l'entrée et à la sortie de l'amplificateur inverseur, et un sixième transistor MOS à canal P, connecté en diode, dont le drain et la source sont respectivement reliés au drain du cinquième transistor et au premier potentiel d'alimentation.

Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, décrite précédemment, représente schématiquement un régulateur de tension classique ; la figure 2, décrite précédemment, illustre les variations, en fonction de la fréquence, du gain et du déphasage du régulateur de la figure 1 en boucle ouverte ; la figure 3 représente schématiquement un régulateur de tension selon la présente invention ; la figure 4 illustre schématiquement les variations, en fonction de la fréquence, du gain et du déphasage du régulateur de la figure 3 en boucle ouverte ; la figure 5 représente schématiquement un premier mode de réalisation du régulateur de tension de la figure 3 ; et

la figure 6 représente schématiquement un second mode de réalisation du régulateur de tension de la figure 3.

De mêmes références représentent de mêmes éléments aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments nécessaires à la compréhension de la présente invention ont été représentés aux différentes figures.

La figure 3 représente schématiquement un régulateur de tension selon la présente invention. Le régulateur comprend une borne de sortie 2 propre à être reliée à une charge R, un amplificateur opérationnel 4 dont l'entrée non inverseuse E+ est reliée à un potentiel Vref et dont l'entrée inverseuse E-est reliée à la borne 2. Un amplificateur inverseur 6 a sa borne d'entrée reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 4 et sa borne de sortie reliée à la grille d'un transistor Tl prévu pour relier la borne 2 au potentiel Vbat. Selon la présente

invention, le condensateur Cl de la figure 1 est remplacé par un condensateur C2 en série avec un condensateur C3. Un commutateur 8 est disposé de manière à court-circuiter le condensateur C2. Un moyen de commande 10 est prévu pour mesurer le courant traversant

le transistor T1 et pour fermer le commutateur 8 lorsque le courant traversant le transistor T1 dépasse un courant prédéterminé.

Le courant de sortie traversant la charge R est égal au courant traversant le transistor Tl. Lorsque le commutateur 8 est ouvert, la capacité de l'impédance reliée aux bornes de l'amplificateur 6 est égale à C2C3/ (C2+C3). Lorsque le commutateur 8 est fermé, le condensateur C2 est court-circuité et la capacité de l'impédance reliée aux bornes de l'amplificateur 6 est égale à C3. Ainsi, quand on ferme le commutateur 8, la capacité passe de la valeur C2C3/ (C2+C3) à une valeur C3 plus élevée. On choisira de préférence C2 et C3 pour que C2C3/ (C2+C3) soit sensiblement égal à la capacité Cl de la figure 1.

A titre d'exemple, le condensateur C3 peut avoir une capacité de 800 fF et le condensateur C2 peut avoir une capacité de 50 fF.

La figure 4 illustre les variations, en fonction de la fréquence f, du gain G et du déphasage (p du régulateur en boucle ouverte, pris entre les bornes E-et 2, dans un cas où le courant de sortie est inférieur au courant prédéterminé. Le courant traversant la charge est faible, la résistance de la charge a une valeur R élevée et le pôle primaire est situé à une fréquence PO basse. La capacité de l'impédance reliée aux bornes de l'amplificateur 6 est faible, sensiblement égale à C2. Les capacités des condensateurs C et C2, la résistance RI et le gain de l'amplificateur 6 sont choisis de manière que le régulateur soit stable.

Le pôle principal, les deux pôles secondaires et le zéro ont respectivement des valeurs PO, PI, P2 et Zl. Par simplicité, on a représenté ces pôles avec des valeurs sensiblement identiques à leurs valeurs de la figure 2.

La figure 4 illustre également le gain G'et le déphasage'du régulateur en boucle ouverte, pris entre les bornes Eet 2, dans un cas où le courant de sortie est supérieur au courant prédéterminé précédent. Le courant traversant la charge R est fort, la résistance de charge R a une valeur faible et le pôle primaire a une valeur PO'supérieure à la valeur PO précédente. La capacité de l'impédance reliée aux bornes de l'amplificateur 6 augmente pour devenir égale à C3. Comme on l'a vu en relation avec la figure 2, une forte valeur de la capacité de l'impédance disposée aux bornes de l'amplificateur 6 a pour effet d'éloigner les pôles secondaires Pl et P2. Le premier pôle secondaire a une valeur PI'inférieure à la valeur PI précédente et le deuxième pôle secondaire a une valeur P2'supérieure à la valeur P2 précédente. Le zéro a une valeur Zll dépendant de la valeur Pal', inférieure à la valeur Zl précédente. Les capacités des condensateurs C, C3 et C2, la résistance RI, le gain de l'amplificateur inverseur 6 et le courant prédéterminé à partir duquel C2 est court-circuité sont choisis de manière que le régulateur soit stable dans les deux cas représentés. Un régulateur selon la présente invention est ainsi stable pour un courant de sortie faible ou élevé.

La figure 5 représente schématiquement un premier mode de réalisation du régulateur de tension de la figure 3. Le commu- tateur 8 est un transistor MOS, à canal P, dont le drain et la source sont reliés aux bornes du condensateur C2. Le moyen de commande 10 comprend une résistance de commande R2 reliée entre le potentiel Vbat et la grille du transistor 8. Le moyen de commande 10 comprend en outre un transistor MOS T2, à canal P, dont la source est reliée au potentiel Vbat. La grille du transistor T2 est reliée à la grille du transistor Tl, de manière que le courant traversant le transistor T2 dépend du courant traversant le transistor Tl. Deux transistors MOS T3, T4, à canal N, ont leurs sources reliées au potentiel GND et leurs grilles reliées l'une à l'autre. Le drain du transistor T4 est relié au drain du transistor T2. Le drain du transistor T3 est relié à la grille du transistor 8.

Les transistors T3 et T4 forment un miroir de courant qui reproduit le courant traversant le transistor T2. Le courant qui traverse la résistance R2 dépend du courant qui traverse le transistor Tl, c'est-à-dire du courant de sortie. Lorsque le courant qui traverse la résistance de charge augmente, le courant qui traverse la résistance R2 augmente et la chute de potentiel aux bornes de cette résistance augmente. Les rapports des transistors Tl et T2, T3 et T4, ainsi que la résistance R2 déterminent le courant prédéterminé au delà duquel le transistor 8 est activé. La commutation du transistor 8 n'est pas instantanée.

Lorsque le transistor 8 est partiellement conducteur, on peut considérer si l'on néglige les composantes parasites que le transistor 8 se comporte comme une résistance variable dont la valeur Rvar évolue sensiblement entre 0 et l'infini. La capacité de l'impédance disposée entre les bornes de l'amplificateur 6 évolue continûment entre C3 et C2 lorsque Rvar évolue respectivement entre 0 et l'infini.

La figure 6 représente schématiquement un second mode de réalisation du régulateur de tension de la figure 3. L'amplificateur inverseur 6 est constitué d'un transistor MOS T5, à

canal N, dont le drain est relié à un moyen de polarisation 12. La source du transistor 5 est reliée au potentiel GND, la grille du transistor T5 est reliée à la borne d'entrée de l'amplificateur 6 et le drain du transistor T5 est relié à la borne de sortie de l'amplificateur 6. Le moyen de polarisation 12 est un transistor MOS à canal P dont le drain et la grille sont reliés au drain du transistor T5 et dont la source est reliée au potentiel Vbat. Comme en figure 5, le commutateur 8 est un transistor MOS à canal P. Le moyen de commande 10 comprend une résistance R2 reliée entre le potentiel Vbat et la grille du transistor 8 et un miroir de courant formé de deux transistors MOS T3, T4 à canal N prévu pour commander le courant qui traverse la résistance R2. Le drain du transistor T4 est relié au drain d'un transistor MOS T2, à canal P, dont la source est reliée au potentiel Vbat. La grille du transistor T2 est reliée à la grille du transistor Tl.

Les potentiels des grilles des transistors 12 et Tl sont identiques et le courant traversant le transistor 12 dépend du courant traversant le transistor Tl, c'est-à-dire du courant de sortie. Le courant qui traverse le transistor T5 est égal au courant qui traverse le transistor 12. Le gain du transistor MOS TS diminue lorsque le courant qui le traverse augmente. De cette manière, lorsque le courant de sortie augmente, le gain de l'amplificateur 6 diminue et les valeurs des pôles secondaires PI, P2 diminuent et augmentent respectivement. Un tel amplificateur 6 permet d'améliorer la stabilité du régulateur de tension, ce qui peut par exemple permettre d'utiliser un condensateur de charge C de faible taille peu encombrant mais peu avantageux pour la stabilité du régulateur. Le transistor T2 forme un miroir de courant avec le transistor 12, de manière que la chute de tension aux bornes de la résistance R2 évolue en fonction du courant de sortie d'une manière semblable au fonctionnement décrit en relation avec la figure 5.

La présente invention a pour des raisons de simplicité été décrite en relation avec une charge résistive R dont la valeur décroît lorsque le courant de sortie augmente. En prati-

que, la charge peut être une charge complexe. Dans ce cas, sa composante résistive décroît lorsque le courant de sortie aug- mente.

Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. A titre d'exemple, la présente invention a été décrite en relation avec un régulateur en boucle ouverte dont la fonction de transfert en boucle ouverte comporte un pôle principal, deux pôles secondaires et un zéro, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur en boucle ouverte ayant une fonction de transfert en boucle ouverte différente, par exemple ayant un plus grand nombre de pôles et de zéros.

La présente invention a été décrite en relation avec un étage de Miller qui comporte la connexion en série d'une impédance fixe, comprenant un condensateur C3 et une résistance RI reliés en série, et d'une impédance court-circuitable comprenant un condensateur C2. Cependant, l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un étage de Miller différent comportant une autre impédance fixe ou une autre impédance courtcircuitable. Par exemple, l'impédance fixe pourra comprendre ou non une résistance série. L'impédance court-circuitable pourra comprendre au lieu d'un condensateur, une résistance, ou une résistance et un condensateur reliés en série. Comme on l'a vu précédemment, une résistance aura une action sur la position du zéro Zl.

La présente invention a été décrite en relation avec un étage de Miller dont l'impédance capacitive et l'impédance courtcircuitable ont des valeurs prédéterminées, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à d'autres valeurs.

La présente invention a été décrite en relation avec une tension d'alimentation Vbat positive, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à une tension

d'alimentation Vbat négative, en intervertissant les types des transistors MOS décrits et la polarité du potentiel Vref.

La présente invention a été décrite en relation avec un régulateur de tension utilisant un transistor de puissance Tl, mais l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur de tension utilisant un autre type de commutateur de puissance à commande en tension.

La présente invention a été décrite en relation avec un régulateur dans lequel deux condensateurs C2 et C3 sont disposés en série aux bornes de l'amplificateur 6, et dans lequel le condensateur C2 est court-circuité si le courant de sortie dépasse un premier courant prédéterminé. Cependant, l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur ayant une plage de stabilité étendue, dans lequel deux condensateurs de valeurs décroissantes C2, C2'ou plus et C3 sont disposés en série aux bornes de l'amplificateur 6, et dans lequel chaque condensateur C2, C2'est court-circuité si le courant de sortie dépasse un courant prédéterminé propre à chaque condensateur C2, C2'.

La présente invention a pour des raisons de simplicité été décrite en relation avec un régulateur de tension utilisant une boucle de contre-réaction non résistive et fournissant une tension égale à une tension de référence Vref reçue. Toutefois, l'homme du métier adaptera sans difficultés la présente invention à un régulateur de tension dont la boucle de contre-réaction comprend un pont résistif, et qui fournit en sortie une tension différente de la tension Vref reçue.

Claims

REVENDICATIONS 1. Régulateur de tension ayant une borne de sortie (2) propre à être reliée à une charge (R) dont l'impédance décroît lorsque le courant qui la traverse croît, comprenant : un amplificateur opérationnel (4) dont l'entrée non inverseuse est reliée à un potentiel de référence (Vref), et dont l'entrée inverseuse est reliée à la borne de sortie (2), un amplificateur inverseur (6) dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel, une impédance capacitive (C3, RI, C2) reliée entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur inverseur, un commutateur de puissance (Tl) commandé par la sortie de l'amplificateur inverseur, disposé de manière à relier la borne de sortie (2) à un premier potentiel d'alimentation (Vbat), et un condensateur de charge (C) disposé entre la borne de sortie (2) et un second potentiel d'alimentation (GND), caractérisé en ce que ladite impédance capacitive comprend une portion court-circuitable (C2) associée à des moyens (8,10) de court-circuit actifs lorsque le courant traversant la charge est supérieur à un courant prédéterminé.
2. Régulateur de tension selon la revendication 1, dans lequel l'impédance capacitive comprend un premier condensateur (C3) relié en série avec une résistance (RI), et un second condensateur (C2) court-circuitable.
3. Régulateur de tension selon la revendication 2, dans lequel la capacité du second condensateur (C2) est inférieure à la capacité du premier condensateur (C3).
4. Régulateur de tension selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les moyens (8,10) de court-circuit comprennent : un premier transistor MOS (8) à canal P dont le drain et la source sont reliés aux bornes de la portion d'impédance court-circuitable (C2),

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une résistance de commande (R2) disposée entre le premier potentiel d'alimentation (Vbat) et la grille du premier transistor (8), une source de courant (T3, T4) commandable disposée entre la grille du premier transistor (8) et le second potentiel d'alimentation (GND), et un moyen de commande de la source de courant (T2) pour fournir à la source de courant un signal de commande dépendant du courant traversant la charge (R).
5. Régulateur de tension selon la revendication 4, dans lequel la source de courant comprend des deuxième et troisième transistors MOS (T3, T4) à canal N dont les sources sont reliées au second potentiel d'alimentation (GND) et dont les grilles sont reliées entre elles, le drain du deuxième transistor (T3) étant relié à la grille du premier transistor (8), le drain et la grille du troisième transistor (T4) étant reliés entre eux.
6. Régulateur de tension selon la revendication 5, dans lequel le moyen de commande de la source de courant comprend un quatrième transistor MOS (T2) à canal P dont le drain est relié au drain du troisième transistor (T4) et dont la source est reliée au premier potentiel d'alimentation (Vbat), la grille du quatrième transistor (T2) étant reliée à la grille du commutateur de puissance (Tl).
7. Régulateur de tension selon la revendication 5 ou 6, dans lequel l'amplificateur inverseur (6) comprend un cinquième transistor MOS (T5), à canal N, dont la source est reliée au second potentiel d'alimentation (GND), dont la grille et le drain sont respectivement reliés à l'entrée et à la sortie de l'amplificateur inverseur (6), et un sixième transistor MOS (12) à canal P, connecté en diode, dont le drain et la source sont respectivement reliés au drain du cinquième transistor (T5) et au premier potentiel d'alimentation (Vbat).