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EP2420107B1 - Leistungsregelung von led, mittels mittelwert des led-stroms und bidirektionaler zähler - Google Patents

Leistungsregelung von led, mittels mittelwert des led-stroms und bidirektionaler zähler Download PDF

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Publication number
EP2420107B1
EP2420107B1 EP10711663.4A EP10711663A EP2420107B1 EP 2420107 B1 EP2420107 B1 EP 2420107B1 EP 10711663 A EP10711663 A EP 10711663A EP 2420107 B1 EP2420107 B1 EP 2420107B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
led
switch
current
value
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Revoked
Application number
EP10711663.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP2420107A1 (de
Inventor
Eduardo Pereira
Michael Zimmermann
Alexander Barth
Markus Mayrhofer
Günter MARENT
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tridonic GmbH and Co KG
Tridonic AG
Original Assignee
Tridonic GmbH and Co KG
Tridonic AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=42226646&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=EP2420107(B1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Priority claimed from DE102009017139A external-priority patent/DE102009017139A1/de
Application filed by Tridonic GmbH and Co KG, Tridonic AG filed Critical Tridonic GmbH and Co KG
Priority to PL10711663T priority Critical patent/PL2420107T3/pl
Publication of EP2420107A1 publication Critical patent/EP2420107A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP2420107B1 publication Critical patent/EP2420107B1/de
Revoked legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/10—Controlling the intensity of the light
    • H05B45/14—Controlling the intensity of the light using electrical feedback from LEDs or from LED modules
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
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    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating light emitting diodes (LED), in particular of inorganic light emitting diodes or organic light emitting diodes, which is used in electronic ballasts for corresponding light emitting diodes.
  • LED light emitting diodes
  • the invention also relates to a lighting system.
  • the US 2006/0238174 A1 describes a switching regulator for an LED.
  • the switching regulator comprises a transistor. Once this is turned on, a current flows through a coil. The transistor is turned off when the coil current reaches a desired maximum value. The maximum value is determined by comparing a monitoring voltage at a terminal of the coil with a reference. The transistor is turned on when it is determined that the coil current has reached zero.
  • the switch-off time of the switch is determined by the fact that the LED current reaches a fixed predetermined Ausschaltschwellenwert. This leads to inaccuracies, since the negative current flow range can vary immediately after switching on the switch, which makes the power control inaccurate.
  • boost converter boost converter
  • buck converter also called step-down converter
  • buck-boost converter buck-boost converter
  • a first aspect of the invention relates to a method for regulating, in particular for controlling the power of an LED in a converter with a switch.
  • the converter is formed by an active clocked switch and passive energy storage elements with, for example, an inductor.
  • a converter can be a buck converter, buck-boost converter or flyback converter (isolated flyback converter).
  • the LED is connected in the output circuit.
  • An inductance is magnetized if the switch is actively clocked and a current flow takes place via the closed switch and the inductance.
  • the feedback variable used for the control is a measured actual value representative of the mean value of the LED current, which is compared with a reference value as setpoint.
  • the duty cycle of the current switch-on of the active clocked switch and / or a subsequent switch-on can be set.
  • the duty cycle of the active clocked switch can be changed only every n-th switch-on, where n is greater than or equal to 2.
  • the duty cycle of the active clocked switch can be changed, for example, over the time of switching off the active clocked switch as a control variable.
  • the duty cycle can be adjusted by adaptively specifying a turn-off level of a measured, representative of the LED current size, is switched off when the switch-off level of the active-clocked switch.
  • the level of the DC bus voltage supplying the converter can be used as an alternative or in addition to the clocking of the actively-clocked switch.
  • the bus voltage can be generated by means of an active PFC circuit, wherein the level of the generated bus voltage is carried out by changing the timing of a switch of the PFC circuit.
  • a sample of the LED current may be obtained, preferably measured at half the Einschatzeitdauer the active clocked switch.
  • the actual value representative of the mean value of the LED current can be determined by a continuous measurement of the LED current (or a variable representative thereof).
  • the continuously measured LED current may be compared to a reference value, and the actual value representative of the mean value may be the duty cycle of the comparison value over the on period of the active switch.
  • the duty cycle can be determined using a bidirectional digital counter.
  • the reference value may depend on a predetermined dimming value and / or the measured LED voltage.
  • a dimming of the LED (s) can be done by PWM, wherein the LED current preferably in Continous Conduction Mode in the ON time of a PWM pulse is generated.
  • the invention also relates to an integrated circuit, in particular ASIC or microcontroller or hybrid thereof, which is designed to carry out a method as stated above.
  • the invention relates to an operating device for an LED, comprising such an integrated circuit.
  • a circuit for power control of an LED which has a converter with a switch, wherein the LED in the output circuit can be connected.
  • a control unit activates the switch, whereby the switch takes over the current flow and magnetizes the inductance, whereby the LED is supplied with a high-frequency voltage.
  • the control unit is fed back a measured actual value representative of the mean value of the LED current, which is compared with a reference value.
  • control unit can set the duty cycle of the current switch-on operation of the actively switched switch and / or a subsequent switch-on operation.
  • the control unit can change the duty cycle of the active clocked switch only every n-th switch-on, where n is greater than or equal to 2.
  • the control unit may change the duty cycle of the active clocked switch over the time of switching off the active clocked switch as a control variable.
  • the control unit can adjust the duty cycle by adaptively specifying a turn-off level of a measured, representative of the LED current magnitude, the control unit turns off when reaching the turn-off, the active clocked switch.
  • control unit can also drive a DC link circuit and receive feedback signals from the DC link circuit, the DC link voltage generating the DC bus voltage supplying the converter.
  • the control unit can use as a control variable of the power control, alternatively or in addition to the timing of the active clocked switch, the level of the DC bus voltage supplying the converter.
  • an active PFC circuit may be provided, wherein the control unit carries out the level of the generated bus voltage by changing the timing of a switch of the PFC circuit.
  • the control unit may be fed back as a measured actual value representative of the mean value of the LED current, a sample of the LED current, preferably measured at half the on-time of the active clocked switch.
  • the control unit can continuously measure the LED current (or a variable representative thereof) for determining the actual value representative of the mean value of the LED current.
  • the control circuit may comprise a comparator which compares the continuously measured LED current with a reference value, and the control circuit uses the duty cycle of the comparator output signal as the actual value representative of the mean value.
  • the output of the comparator may be fed to a bidirectional digital counter of the control circuit.
  • the control circuit may set the reference value depending on an externally or internally predetermined dimming value and / or the measured and the control circuit supplied LED voltage.
  • Fig. 1 shows an electronic ballast for operating LED.
  • Fig. 1 shows a converter for operating at least one LED and a power factor correction circuit, wherein both circuits are controlled by a control unit IC.
  • the electronic ballast On the input side, the electronic ballast has a mains voltage supplied - not shown rectifier - to which the active power factor correction circuit adjoins, which acts as a boost converter.
  • the PFC circuit essentially has a coil L6 which is magnetized when the switch (transistor) S6 is closed in accordance with a drive command S6D from the integrated circuit IC.
  • the bus voltage Uout at this pin can be measured at the pin ST2 when the switch S6 is open, on the other hand, the time of demagnetization of the coil L6 can also be determined.
  • Fig. 1 On the output side, this includes in Fig. 1 shown electronic Ballast a converter with a switch S1 and an inductor L1. A description of the other elements will be given below.
  • the converter has a further switch S1 and is designed as a buck converter.
  • the current through the switch S1 can be supplied to the control circuit IC by means of a measuring resistor (shunt) R1 at a pin CS.
  • a control signal for the switch S1 is outputted by the control circuit IC.
  • the reclosing of the actively-clocked switch S1 can be determined by monitoring the branch current iL1 flowing through the inductance L1. For example, it can be monitored whether the branch current iL1 flowing through the inductance L1 has fallen back to zero or whether the inductance L1 has been demagnetized (Critical Conduction Mode). This can be done by means of a secondary winding at the inductance L1 or by means of monitoring the voltage across the switch S1. In Continuous Conduction Mode it is monitored whether one of the branch currents has reached a lower switch-on threshold (greater than zero). In the Discontinous Conduction Mode, it is monitored whether the branch current has already been at zero for a predetermined period of time before switching on. In this discontinuous conduction mode, the off time period T off is included to calculate the average time value of the current.
  • the switching on of the switch S1 before the complete demagnetization of the inductance L1 can be advantageous, especially if no or only a very small capacitor C1 is present. In this case, so-called non-gap current operation can be achieved.
  • the control circuit IC drives the converter and can continue to perform the PFC control.
  • the control unit can adjust the level of the output voltage by clocking the switch S6 and preferably digitally control it by means of the returned bus voltage.
  • the LED voltage V LED can be evaluated, for example, as a parameter for the control of the LED operation or for error detection.
  • the turn-off time period T off of the switch S1 can be included in order to calculate the time-average value of the current through the LED.
  • the switch-off period T off can be determined, for example, by monitoring the voltage across the switch S1. In this case, it can be recognized over which period of time there is a demagnetization of the inductance L1 (which is the case) Switch off period T off corresponds).
  • the switch-off time T off can also be determined or detected, for example, by an evaluation of the drive signal for the switch S1.
  • a capacitor C1 is connected in parallel with the LED as a filter or smoothing capacitor in parallel. This can smooth the LED voltage during operation and maintain the LED voltage during demagnetization of the inductance L1.
  • the current determined via the shunt R1 does not exactly correspond to the current flowing through the LED, but additionally also contains a current component flowing through the capacitor C1.
  • This total current can also be used for the power control according to the invention, since the current through the shunt R1 again represents a measure of the actual power in the output circuit, if it is assumed that the bus voltage Uout is constant (eg due to the regulation of the PFC) or due a measurement is known. This total current is therefore referred to below as LED current.
  • a low-impedance shunt R1 is interposed, which, however, serves only for the measurement of currents and has no measurable influence on the voltages in the circuit.
  • a brightness change (dimming) of the LED is preferably achieved by a pulsed operation (periods with nearly constant LED current are interrupted by periods without current flow, PWM).
  • PWM pulsed operation
  • the inventive method in particular when using a non-lapping current operation, which performed in the turn-on periods of a PWM operation becomes.
  • Fig. 2 shows a converter for operating at least one LED, which circuit is controlled by a control unit IC.
  • the converter may be preceded by a circuit for power factor correction.
  • the converter has a further switch S1 and is designed as a buck-boost converter.
  • the current through the switch S1 can be supplied to the control circuit IC by means of a measuring resistor (shunt) R1 at a pin CS.
  • a control signal for the switch S1 is outputted by the control circuit IC.
  • the switch S1 When the switch S1 is closed, the current flows through an inductance L1 and rises substantially linearly with the magnetization of the inductance L1.
  • the LEDs are powered by capacitor C1 during this phase.
  • the switch S1 When the switch S1 is switched off, the energy of the inductance L1 is reduced substantially linearly by a current flow through the LEDs and the freewheeling diode D1 until the switch S1 is finally switched on again.
  • the secondary winding L2 on the inductance L1 can be determined at a measuring point and pin A2, the time in which the magnetization of the inductor L1 is substantially degraded and thus the current through the freewheeling path (diode D1, LED path, inductance L1) not more is driven on.
  • the reclosing of the actively-clocked switch S1 can be determined by monitoring the branch current iL1 flowing through the inductance L1. For example, it can be monitored whether the branch current iL1 flowing through the inductance L1 has fallen back to zero or whether the inductance L1 has been demagnetized. This can be done by means of a secondary winding at the inductance L1 or by means of monitoring the voltage across the switch S1. But it can also be a reconnection due to the expiration of a certain period of direct current measurement in the path of the LED.
  • the control circuit IC drives the converter and can continue to perform the PFC control.
  • a capacitor C1 is connected in parallel with the LED as a filter or smoothing capacitor in parallel. This can smooth the LED voltage during operation and maintain the LED voltage during the magnetization or even during the demagnetization of the inductance L1.
  • a low-impedance shunt R1 is interposed, which, however, serves only for the measurement of currents and has no measurable influence on the voltages in the circuit.
  • FIG. 3 Signal curves are shown during the switching on and off of the switch S1.
  • the switch S1 is actively clocked and switched on between the times T 31 and T 32 (time duration t ON ).
  • the linearly increasing LED current I LED can only be detected during the time period t ON at the shunt R1, during which the switch S1 is switched on.
  • the LED current through the shunt R1 can not be detected.
  • the turn-on time of the high-frequency clocked switch S1 can be set by monitoring the branch current iL1 flowing through the inductance L1. For example, it can be monitored whether the branch current iL1 flowing through the inductance L1 has fallen back to zero or whether the inductance L1 has been demagnetized. This can be done by means of a secondary winding to the inductor L2 or by means of monitoring the voltage across the switch S1.
  • the turn-off timing of the high-frequency clocked switch S1 is thereby set when the LED current reaches a predetermined threshold Ipeak.
  • Ipeak a predetermined threshold
  • the switch-off instant of the actively-timed switch (in the example of FIG. 2 Switch S1) designed adaptive, so that as a result, the turn-on time t ON is variable.
  • This can be achieved, for example, by adapting the turn-off threshold for the LED current and / or adaptively adjusting the turn-on time duration of the actively-timed switch.
  • the adaptation takes place on the basis of a feedback signal which is representative of the mean value of the LED current (averaging over one or more switch-on durations of the actively-timed switch). By controlling the average of the LED current, the lamp power control is much more accurate.
  • the mean value of the LED current can be detected by a sample is detected and evaluated at the time t on / 2, ie half of the ON time t ON of the active clocked switch. If this is higher than the setpoint mean value, the switch-on time period or the switch-off current threshold can be reduced, in the current order, in a subsequent switch-on operation of the actively-timed switch.
  • This reference value I avg_soll thus provides the desired mean value for the LED current and may, for example, depend on an external or internal dimming value specification and / or the magnitude of the LED voltage.
  • This reference value I avg_soll is a measure of the nominal power.
  • the purpose of the control is that the duty cycle of the output of the comparator K1 during a turn-on period t ON of the active clocked switch is 50%.
  • the output signal of the comparator is supplied to a digital up / down counter COUNTER, which is clocked by a timer of the control unit (clock signal CNT_CLK).
  • the COUNTER counter counts in one direction as long as the LED current I LED is below the reference value I avg_setpoint and in the opposite direction as soon as the LED current I LED exceeds the reference value I avg_soll exceeds.
  • the duty cycle of the comparison signal supplied to the counter COUNTER will be 50% and thus at the end of a switch-on period the counter reading will correspond exactly to its initial level.
  • the manipulated variable (s) can be changed in the current switch-on process, in each subsequent switch-on process or in every n-th switch-on process, where n is an integer greater than or equal to 2.
  • the output signal of the further comparator K2 controls the switching off gate_off of the switch.
  • the converter for the LED may, for example, also be a boost converter or a flyback converter.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Led Devices (AREA)

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtdioden (LED), insbesondere von anorganischen Leuchtdioden oder auch organischen Leuchtdioden, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Leuchtdioden zum Einsatz kommt.
  • Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Beleuchtungssystem.
  • Die US 2006/0238174 A1 beschreibt einen Schaltregler für eine LED. Der Schaltregler umfasst einen Transistor. Sobald dieser eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch eine Spule. Der Transistor wird ausgeschaltet, wenn der Spulenstrom einen gewünschten Maximalwert erreicht. Der Maximalwert wird durch einen Vergleich einer Überwachungsspannung an einer Klemme der Spule mit einer Referenz ermittelt. Der Transistor wird eingeschaltet, wenn ermittelt wird, dass der Spulenstrom den Wert Null erreicht hat.
  • Bei dem Stand der Technik wird der Ausschaltzeitpunkt des Schalters dadurch bestimmt, dass der LED-Strom einen fest vorgegeben Ausschaltschwellenwert erreicht. Dabei kommt es zu Ungenauigkeiten, da der negative Stromflussbereich unmittelbar nach dem Einschalten des Schalters variieren kann, was die Leistungsregelung ungenau macht.
  • Die Aufgabe der Erfindung ist nunmehr, die Leistungsregelung einer LED in einem Konverter wie beispielsweise einem Boost-Konverter (Hochsetzsteller), Buck-Konverter (auch Tiefsetzsteller genannt) oder Buck-Boost Konverter (Sperrwandler oder auch Inverter genannt) genauer zu machen.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.
  • Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung, insbesondere zur Leistungsregelung einer LED in einem Konverter mit einem Schalter.
  • Die Erfindung lässt sich dabei gleichermassen anwenden auf:
    • den sog. Boarderline-Mode oder Critical Conduction Mode (Grenzmodus), bei dem der Entmagnetisierungsstrom auf Null abfällt bzw. die Nulllinie kreuzt, was unverzüglich das Einschalten des Schalters und somit das Wiederansteigen des Stroms auslöst,
    • den Continous Conduction Mode (nichtlückender Strombetrieb), bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erfolgt, bevor der Strom auf Null abgefallen ist, und
    • den Discontinous Conduction Mode (lückender Strombetrieb), bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erst wieder erfolgt, nachdem der Strom während einer Zeitdauer grösser als Null auf dem Nullpegel verharrt hat.
  • Der Konverter wird durch einen aktiv getakteten Schalter und passive Energiespeicherelemente mit beispielsweise einer Induktivität gebildet. Beispielsweise kann es sich bei einem solchen Konverter um einen Buck-Konverter, Buck-Boost Konverter oder Flyback-Konverter (isolierter Sperrwandler) handeln.
  • Die LED ist dabei in dem Ausgangkreis verschaltet. Es wird eine Induktivität aufmagnetisiert, wenn der Schalter aktiv getaktet wird und über den geschlossenen Schalter und die Induktivität ein Stromfluß erfolgt. Als Rückführgrösse für die Regelung wird ein für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert verwendet, der mit einem Referenzwert als Sollwert verglichen wird.
  • Abhängig von einer Differenz zwischen dem Istwert und dem Sollwert kann das Tastverhältnis des aktuellen Einschaltvorgangs des aktiv getakteten Schalters und/oder eines folgenden Einschaltvorgangs eingestellt werden.
  • Dabei kann das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters nur bei jedem n-ten Einschaltvorgang verändert werden, wobei n grösser oder gleich 2 ist.
  • Das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters kann bspw. über den Zeitpunkt des Ausschaltens des aktiv getakteten Schalters als Steuergrösse verändert werden.
  • Das Tastverhältnis kann durch adaptive Vorgabe eines Ausschaltpegels einer gemessenen, für den LED-Strom repräsentativen Grösse eingestellt werden, wobei bei Erreichen des Ausschaltpegels der aktiv getaktete Schalter ausgeschaltet wird.
  • Als Steuergrösse der Leistungsregelung kann alternativ oder zusätzlich zu der Taktung des aktiv getakteten Schalters der Pegel der den Konverter versorgenden DC-Busspannung verwendet werden.
  • Die Busspannung kann mittels einer aktiven PFC-Schaltung erzeugt werden, wobei der Pegel der erzeugten Busspannung durch Veränderung der Taktung eines Schalters der PFC-Schaltung ausgeführt wird.
  • Als für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert kann ein Abtastwert des LED-Stroms werden, vorzugsweise gemessen bei der Hälfte der Einschatzeitdauer des aktiv getakteten Schalters.
  • Der für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentative Istwert kann durch eine kontinuierliche Messung des LED-Stroms (oder einer dafür repräsentativen Grösse) ermittelt werden.
  • Der kontinuierlich gemessene LED-Strom kann mit einem Referenzwert verglichen werden und der für den Mittelwert repräsentative Istwert kann das Tastverhältnis des Vergleichswerts über die Einschaltzeitdauer des aktiv geschalteten Schalters sein.
  • Das Tastverhältnis kann anhand eines bidirektionalen digitalen Zählers ermittelt werden.
  • Der Referenzwert kann von einem vorgegebenen Dimmwert und/oder der gemessenen LED-Spannung abhängen.
  • Der LED-Strom kann durch einen der folgenden Betriebsmodi (bzgl. der Taktung des Schalters, insbesondere seines Wiedereinschaltens) erzeugt werden:
    • dem sog. Boarderline-Mode oder Critical Conduction Mode bei dem der Entmagnetisierungsstrom auf Null abfällt bzw. die Nulllinie kreuzt, was unverzüglich das Einschalten des Schalters und somit das Wiederansteigen des Stroms auslöst,
    • dem Continous Conduction Mode, bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erfolgt, bevor der Strom auf Null abgefallen ist, oder
    • dem Discontinous Conduction Mode, bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erst wieder erfolgt, nachdem der Strom während einer Zeitdauer grösser als Null auf dem Nullpegel verbleibt.
  • Ein Dimmen der LED(s) kann durch PWM erfolgen, wobei der LED-Strom vorzugsweise im Continous Conduction Mode in den Einschaltzeitdauern eines PWM-Impulses erzeugt wird.
  • Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Integrierte Schaltung, insbesondere ASIC oder Mikrokontroller bzw. Hybrid davon, die zur Durchführung eines Verfahrens wie oben ausgeführt ausgelegt ist.
  • Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf ein Betriebsgerät für eine LED, aufweisend eine derartige integrierte Schaltung.
  • Erfindungsgemäss ist auch eine Schaltung zur Leistungsregelung einer LED vorgesehen, die einen Konverter mit einem Schalter aufweist, wobei die LED in dem Ausgangkreis verschaltbar ist. Eine Steuereinheit aktiviert den Schalter, wodurch der Schalter den Stromfluß übernimmt und die Induktivität aufmagnetisiert, wodurch die LED mit einer hochfrequenten Spannung versorgt ist. Der Steuereinheit wird ein für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert zurückgeführt, der mit einem Referenzwert verglichen wird.
  • Die Steuereinheit kann abhängig von einer Differenz zwischen dem Istwert und dem Sollwert das Tastverhältnis des aktuellen Einschaltvorgangs des aktiv getakteten Schalters und/oder eines folgenden Einschaltvorgangs einstellen.
  • Die Steuereinheit kann das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters nur bei jedem n-ten Einschaltvorgang verändern, wobei n grösser oder gleich 2 ist.
  • Die Steuereinheit kann das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters über den Zeitpunkt des Ausschaltens des aktiv getakteten Schalters als Steuergrösse verändern.
  • Die Steuereinheit kann das Tastverhältnis durch adaptive Vorgabe eines Ausschaltpegels einer gemessenen, für den LED-Strom repräsentativen Grösse einstellen, wobei die Steuereinheit bei Erreichen des Ausschaltpegels der aktiv getaktete Schalter ausschaltet.
  • Die Steuereinheit kann neben der Regelung des Betriebs der LED auch eine Zwischenkreisschaltung ansteuern und von der Zwischenkreisschaltung Rückführsignale erhalten, wobei die Zwischenkreisspannung die den Konverter versorgende DC-Busspannung erzeugt.
  • Die Steuereinheit kann als Steuergrösse der Leistungsregelung alternativ oder zusätzlich zu der Taktung des aktiv getakteten Schalters den Pegel der den Konverter versorgenden DC-Busspannung verwenden.
  • Zur Erzeugung der Busspannung kann eine aktive PFC-Schaltung vorgesehen sein, wobei die Steuereinheit den Pegel der erzeugten Busspannung durch Veränderung der Taktung eines Schalters der PFC-Schaltung ausführt.
  • Der Steuereinheit kann als ein für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert ein Abtastwert des LED-Stroms, vorzugsweise gemessen bei der Hälfte der Einschaltzeitdauer des aktiv getakteten Schalters, zurückgeführt sein.
  • Die Steuereinheit kann zur Ermittelung des für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativen Istwerts kontinuierlich den LED-Strom (oder eine dafür repräsentative Grösse) messen.
  • Die Steuerschaltung kann einen Komparator aufweisen, der den kontinuierlich gemessenen LED-Strom mit einem Referenzwert vergleicht und die Steuerschaltung als für den Mittelwert repräsentativen Istwert das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Komparators verwendet.
  • Das Ausgangssignal des Komparators kann einem bidirektionalen digitalen Zähler der Steuerschaltung zugeführt sein.
  • Die Steuerschaltung kann den Referenzwert abhängig von einem extern oder intern vorgegebenen Dimmwert und/oder der gemessenen und der Steuerschaltung zugeführten LED-Spannung einstellen.
  • Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.
    • Fig. 1 zeigt ein erfindungsgemäßes Betriebsgerät für in einem Buck-Konverter verschaltete LED,
    • Figur 2 zeigt im Detail eine erfindungsgemäße Schaltung für in einem Buck-Boost-Konverter verschaltete LED sowie die daran abgreifbaren Messignale,
    • Figur 3 zeigt den Verlauf von Ansteuersignalen von einem Schalter der Halbbrücke sowie der Mittenpunktspannung UL3 und des LED-Stroms ILED,
    • Figur 4 zeigt den Aufbau einer Regelung des LED-Stroms,
    • Figur 5 zeigt den zeitlichen Verlauf von Signalen der Regelung von Figur 4,
  • Fig. 1 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben von LED.
  • Fig. 1 zeigt einen Konverter zum Betreiben mindestens einer LED und eine Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur, wobei beide Schaltungen durch eine Steuereinheit IC gesteuert wird.
  • Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät einen mit Netzspannung versorgten - nicht dargestellten Gleichrichter - auf, an den sich die aktive Leistungsfaktor-Korrekturschaltung anschliesst, die als Hochsetzsteller fungiert.
  • Die PFC-Schaltung weist im wesentlichen eine Spule L6 auf, die aufmagnetisiert wird, wenn der Schalter (Transistor) S6 auf einen Ansteuerbefehl S6D von der integrierten Schaltung IC aus vorgegeben geschlossen ist.
  • Wenn der Schalter S6 geöffnet wird, entlädt sich die Energie der aufmagnetisierten Spule L6 über ein Diode D9 zum Speicherkondensator C6, so dass sich an dem Kondensator C6 eine hochgesetzte Gleichspannung Uout (Busspannung Uout) einstellt, die einen dreieckförmigen Rippel mit der Frequenz der Taktung des Schalter S6 aufweist.
  • An dem Pin ST2 kann bei geöffnetem Schalter S6 einerseits die Busspannung Uout an diesem Pin gemessen werden, andererseits kann auch der Zeitpunkt der Entmagnetisierung der Spule L6 festgestellt werden.
  • Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 1 gezeigte elektronische Vorschaltgerät einen Konverter mit einem Schalter S1 und einer Induktivität L1. Eine Beschreibung der weiteren Elemente wird nachfolgend gegeben.
  • Der Konverter weist einen weiteren Schalter S1 auf und ist als Buck-Konverter ausgeführt. Der Strom durch den Schalter S1 kann mittels eines Messwiderstands (Shunt) R1 an einem Pin CS der Steuerschaltung IC zugeführt werden. An dem Pin S1D wird ein Steuersignal für den Schalter S1 durch die Steuerschaltung IC ausgegeben.
  • Bei geschlossenem Schalter S1 fließt der Strom durch die Leuchtdioden (LED) und eine Induktivität L1 und steigt näherungsweise linear mit der Magnetisierung der Induktivität L1 an. Bei ausgeschaltetem Schalter S1 baut sich die Energie der Induktivität L1 durch einen Stromfluss wiederum durch die LEDs und die Freilaufdiode D1 näherungsweise linear ab, bis der Schalter S1 schließlich wieder eingeschaltet wird. Mittels des Spannungsteilers R5, R6 kann an einem Messpunkt und Pin A2 der Zeitpunkt ermittelt werden, indem die Magnetisierung der Induktivität L1 im Wesentlichen abgebaut ist und somit der Strom durch den Freilaufpfad (Diode D1, LED-Strecke, L1) nicht mehr weitergetrieben wird.
  • Das Wiedereinschalten des aktiv getakteten Schalters S1 kann durch die Überwachung des durch die Induktivität L1 fließenden Zweigstroms iL1 festgelegt werden. Beispielsweise kann überwacht werden, ob der durch die Induktivität L1 fließende Zweigstrom iL1 wieder auf Null abgesunken bzw. ob die Induktivität L1 entmagnetisiert ist (Critical Conduction Mode). Dies kann mittels einer Sekundärwicklung an der Induktivität L1 oder auch mittels einer Überwachung der Spannung über dem Schalter S1 erfolgen. Im Continous Conduction Mode wird überwacht, ob eine der Zweigstrom eine untere Einschaltschwelle (grösser als Null) erreicht hat. Im Discontinous Conduction Mode wird überwacht, ob der Zweigstrom bereits eine vorbestimmte Zeitdauer auf Null war, bevor eingeschalten wird. In diesem Discontinous Conduction Mode wird zur Berechnung des zeitlich mittleren Werts des Stroms die Ausschaltzeitdauer Toff einbezogen.
  • Es kann aber auch ein Wiedereinschalten aufgrund des Ablaufs einer bestimmten Zeitspanne einer direkten Strommessung in dem Pfad der LED erfolgen. Es kann aber auch ein Wiedereinschalten aufgrund der Auswertung der Steilheit des Anstieges des erfassten LED-Stromes während der Einschaltphase des Schalters S1 und / oder der Dauer der Einschaltphase des Schalters S1 erfolgen. Es kann auch der aktuelle Stromwert unmittelbar oder kurz nach dem Wiedereinschalten des Schalters S1 ausgewertet werden, um davon abhängig die Dauer der Ausschaltphase und somit den nächsten Wiedereinschaltzeitpunkt festzulegen.
  • Da ein Betrieb der LED mit einem möglichst konstanten Strom erfolgen sollte, kann das Wiedereinschalten des Schalters S1 vor der vollständigen Entmagnetisierung der Induktivität L1 vorteilhaft sein, vor allem, wenn kein oder nur ein sehr kleiner Kondensator C1 vorhanden ist. In diesem Fall kann ein sogenannter nichtlückender Strombetrieb erreicht werden.
  • Die Steuerschaltung IC steuert den Konverter an und kann weiterhin die PFC-Regelung durchführen.
  • Der Steuereinheit können Rückführsignale aus dem Bereich der PFC-Zwischenkreisspannung zurückgeführt werden, wie bspw.:
    • die Eingangsspannung über einen Abgriff ST1,
    • der Strom durch die Induktivität L6 mittels eines Spannungsteilers ST2 (oder eine Überwachung der Spannung über der Induktivität L6), und
    • die Busspannung Uout über den Spannungsteiler ST2.
  • Die Steuereinheit kann den Pegel der Ausgangsspannung durch Taktung des Schalters S6 einstellen und mittels der zurückgeführten Busspannung vorzugsweise digital regeln.
  • Der Steuereinheit können Rückführsignale aus dem Bereich des die LED enthaltenden Lastkreises mit dem Konverter zurückgeführt werden:
    • die LED-Spannung VLED (beispielsweise ermittelt mittels eines Vergleiches der zurückgeführten Busspannung mit der Spannung am Spannungsteiler A2),
    • den LED-Strom ILED mittels des Shunts R1 (nur während des Einschaltens des aktiv getakteten Schalters S1), und
    • die Spannung über dem Schalter S1 mittels eines Abgriffs A2 (beispielsweise induktiv oder durch Abgriff über dem dem Schalter S1).
  • Die LED-Spannung VLED kann beispielsweise als Parameter für die Regelung des LED Betriebes oder auch zur Fehlererkennung ausgewertet werden.
  • Im Discontinous Conduction Mode kann wie bereits erwähnt zur Berechnung des zeitlich mittleren Werts des Stroms durch die LED die Ausschaltzeitdauer Toff des Schalters S1 einbezogen werden. Die Ausschaltzeitdauer Toff kann beispielsweise mittels der Überwachung der Spannung über dem Schalter S1 bestimmt werden. In diesem Fall kann erkannt werden, über welchen Zeitraum eine Entmagnetisierung der Induktivität L1 vorliegt (was der Ausschaltzeitdauer Toff entspricht). Die Ausschaltzeitdauer Toff kann aber beispielsweise auch durch eine Auswertung des Ansteuersignals für den Schalter S1 bestimmt bzw. erfasst werden.
  • Vorzugsweise ist parallel zur LED ein Kondensator C1 als Filter- oder Glättungskondensator parallel geschaltet. Dieser kann im Betrieb die LED-Spannung glätten und während der Entmagnetisierung der Induktivität L1 die LED-Spannung aufrecht erhalten. In diesem Fall entspricht der über den Shunt R1 ermittelte Strom nicht exakt dem durch die LED fliesenden Strom, sondern enthält zusätzlich auch einen über den Kondensator C1 fließenden Stromanteil. Auch dieser Gesamtstrom kann für die erfindungsgemäße Leistungsregelung genutzt werden, da der Strom durch den Shunt R1 wiederum ein Maß für die aktuelle Leistung im Ausgangskreis darstellt, wenn davon ausgegangen wird, dass die Busspannung Uout konstant ist (z.B. aufgrund der Regelung des PFC) oder aufgrund einer Messung bekannt ist. Auch dieser Gesamtstom wird deshalb im nachfolgenden als LED-Strom bezeichnet.
  • Zwischen dem Schalter S1 und dem negativen Pol der Gleichspannungsquelle ist ein niederohmiger Shunt R1 zwischengeschaltet, der jedoch nur zur Messung von Strömen dient und auf die Spannungen in der Schaltung keinen messbaren Einfluß hat.
  • Eine Helligkeitsänderung (Dimmen) der LED wird vorzugsweise durch einen gepulsten Betrieb (Perioden mit nahezu konstantem LED-Strom werden durch Perioden ohne Stromfluß unterbrochen, PWM) erreicht. Für diesen Betrieb eignet sich das erfindungsgemäße Verfahren, insbesondere bei Anwendung eines nichtlückenden Strombetriebs, der in den Einschalt-Zeitdauern eines PWM-Betriebs durchgeführt wird.
  • Dabei kann vorgesehen sein, dass bei einem Einschalten der LEDs der oder die ersten PWM-Impulse eines Impulszuges gezielt verlängert werden, damit ein üblicherweise parallel zu der LED-Strecke geschalteter Speicherkondensator schneller auf die Sollspannung aufgeladen wird.
  • Fig. 2 zeigt einen Konverter zum Betreiben mindestens einer LED, wobei diese Schaltung durch eine Steuereinheit IC gesteuert wird. Dem Konverter kann eine Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur vorgeschaltet sein.
  • Der Konverter weist einen weiteren Schalter S1 auf und ist als Buck-Boost-Konverter ausgeführt. Der Strom durch den Schalter S1 kann mittels eines Messwiderstands (Shunt) R1 an einem Pin CS der Steuerschaltung IC zugeführt werden. An dem Pin SR wird ein Steuersignal für den Schalter S1 durch die Steuerschaltung IC ausgegeben.
  • Bei geschlossenem Schalter S1 fließt der Strom durch eine Induktivität L1 und steigt im Wesentlichen linear mit der Magnetisierung der Induktivität L1 an. Die LED werden während dieser Phase von dem Kondensator C1 gespeist. Bei ausgeschaltetem Schalter S1 baut sich die Energie der Induktivität L1 durch einen Stromfluss durch die LEDs und die Freilaufdiode D1 im Wesentlichen linear ab, bis der Schalter S1 schließlich wieder eingeschaltet wird. Mittels der Sekundärwicklung L2 auf der Induktivität L1 kann an einem Messpunkt und Pin A2 der Zeitpunkt ermittelt werden, in dem die Magnetisierung der Induktivität L1 im Wesentlichen abgebaut ist und somit der Strom durch den Freilaufpfad (Diode D1, LED-Strecke, Induktivität L1) nicht mehr weitergetrieben wird.
  • Das Wiedereinschalten des aktiv getakteten Schalters S1 kann durch die Überwachung des durch die Induktivität L1 fließenden Zweigstroms iL1 festgelegt werden. Beispielsweise kann überwacht werden, ob der durch die Induktivität L1 fließende Zweigstrom iL1 wieder auf Null abgesunken bzw. ob die Induktivität L1 entmagnetisiert ist. Dies kann mittels einer Sekundärwicklung an der Induktivität L1 oder auch mittels einer Überwachung der Spannung über dem Schalter S1 erfolgen. Es kann aber auch ein Wiedereinschalten aufgrund des Ablaufs einer bestimmten Zeitspanne einer direkten Strommessung in dem Pfad der LED erfolgen. Es kann aber auch ein Wiedereinschalten aufgrund der Auswertung der Steilheit des Anstieges des erfassten LED-Stromes während der Einschaltphase des Schalters S1 und / oder der Dauer der Einschaltphase des Schalters S1 erfolgen. Es kann auch der aktuelle Stromwert unmittelbar oder kurz nach dem Wiedereinschalten des Schalters S1 ausgewertet werden, um davon abhängig die Dauer der Ausschaltphase und somit den nächsten Wiedereinschaltzeitpunkt festzulegen.
  • Die Steuerschaltung IC steuert den Konverter an und kann weiterhin die PFC-Regelung durchführen.
  • Der Steuereinheit können Rückführsignale aus dem Bereich des die LED enthaltenden Lastkreises mit dem Konverter zurückgeführt werden:
    • die LED-Spannung VLED mittels eines nicht dargestellten, parallel zur LED angeordneten Spannungsteilers,
    • den LED-Strom ILED (bspw. mittels Shunt R1), und
    • die Spannung über dem Schalter S1 mittels eines Abgriffs A2 (induktiv oder durch Abgriff über dem Schalter S1).
  • Vorzugsweise ist parallel zur LED ein Kondensator C1 als Filter- oder Glättungskondensator parallel geschaltet. Dieser kann im Betrieb die LED-Spannung glätten und während der Aufmagnetisierung oder auch während der Entmagnetisierung der Induktivität L1 die LED-Spannung aufrecht erhalten.
  • Zwischen dem Schalter S1 und dem negativen Pol der Gleichspannungsquelle ist ein niederohmiger Shunt R1 zwischengeschaltet, der jedoch nur zur Messung von Strömen dient und auf die Spannungen in der Schaltung keinen messbaren Einfluß hat.
  • In Figur 3 werden Signalverläufe während des Ein- und Ausschaltens des Schalters S1 dargestellt. Dabei ist wie ersichtlich der Schalter S1 aktiv getaktet und zwischen den Zeitpunkten T31 und T32 (Zeitdauer tON) eingeschaltet. Wie ersichtlich kann der linear ansteigende LED-Strom ILED nur während der Zeitdauer tON an dem Shunt R1 erfasst werden, während der der Schalter S1 eingeschaltet ist. In der Zeitdauer des Ausschaltens des Schalters S1, in der die Induktivität L1 den Strom durch die LED absinkend bis zum unteren Umkehrpunkt weitertreibt, kann der LED-Strom mittels des Shunts R1 dagegen nicht erfasst werden.
  • Der Einschaltzeitpunkt des hochfrequent getakteten Schalters S1 kann durch die Überwachung des durch die Induktivität L1 fließenden Zweigstroms iL1 festgelegt werden. Beispielsweise kann überwacht werden, ob der durch die Induktivität L1 fließende Zweigstrom iL1 wieder auf Null abgesunken bzw. ob die Induktivität L1 entmagnetisiert ist. Dies kann mittels einer Sekundärwicklung an der Induktivität L2 oder auch mittels einer Überwachung der Spannung über dem Schalter S1 erfolgen.
  • Bei dem Stand der Technik wird der Ausschaltzeitpunkt des hochfrequent getakteten Schalters S1 dadurch festgelegt, wenn der LED-Strom einen festgelegten Schwellenwert Ipeak erreicht. Dabei bleibt - wie bereits eingangs erläutert - etwaige Schwankungen des maximalen negativen Strompegels ΔI bei dem Umkehrpunkt T31 und dem unberücksichtigt, was diese Art der Leistungsregelung ungenau macht.
  • Gemäss der Erfindung wird nunmehr der Ausschaltzeitpunkt des aktiv getakteten Schalters (im Beispiel der Figur 2 Schalter S1) adaptiv gestaltet, so dass im Ergebnis die Einschaltzeitdauer tON variabel ist. Dies kann bspw. dadurch erzielt werden, indem die Ausschaltschwelle für den LED-Strom adaptiv gestaltet wird und/oder die Einschaltzeitdauer des aktiv getakteten Schalters adaptiv einstellbar ist.
  • Die Adaptierung erfolgt dabei anhand eines Rückführsignals, das für den Mittelwert des LED-Stroms (Mittelung über eine oder mehrere Einschaltzeitdauern des aktiv getakteten Schalters) repräsentativ ist. Durch Regelung auf den Mittelwert des LED-Stroms ist die Lampenleistungsregelung wesentlich genauer.
  • Der Mittelwert des LED-Stroms kann erfasst werden, indem zu dem Zeitpunkt ton/2, also zur Hälfte der Einschaltzeitdauer tON des aktiv getakteten Schalters ein Abtastwert erfasst und ausgewertet wird. Ist dieser höher als der Soll-Mittelwert, kann die Einschaltzeitdauer oder die Ausschaltstromschwelle verringert werde, und zwar im aktuellen order in einem folgenden Einschaltvorgang des aktiv getakteten Schalters.
  • (Im Discontinous Conduction Mode wird wie gesagt zur Berechnung des zeitlich mittleren Werts des Stroms die Ausschaltzeitdauer Toff einbezogen.)
  • Im Folgenden soll indessen ein Ausführungsbeispiel erläutert werden, bei dem der LED-Strom kontinuierlich erfasst und zu der Steuereinheit zurückgeführt wird.
  • Wie in Figur 4 gezeigt wird in der Steuereinheit der LED-Strom ILED durch einen Komparator K1 mit einem Referenzwert Iavg_soll verglichen. Dieser Referenzwert Iavg_soll gibt also den Soll-Mittelwert für den LED-Strom vor und kann bspw. von einer externen oder internen Dimmwertvorgabe und/oder der Höhe der LED-Spannung abhängen. Dieser Referenzwert Iavg_soll ist ein Mass für die Sollleistung.
  • Um eine konstante Lampenleistung zu erzielen, muss bei schwankender LED-Spannung VLED die Sollwertvorgabe für den Mittelwert des LED-Stroms invers nachgeführt werden, so dass sich ergebende Produkt aus LED-Strom und LED-Spannung konstant geregelt bleibt. Bei konstanter LED-Spannung entspricht natürlich eine Mittelstromregelung genau einer Lampenleistungsregelung.
  • Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es Ziel der Regelung, dass das Tastverhältnis des Ausgangs des Komparators K1 während einer Einschaltzeitdauer tON des aktiv getakteten Schalters 50% beträgt. In dem Ausführungsbeispiel wird dazu das Ausgangssignal des Komparators einem digitalen Up-/Down-Zähler COUNTER zugeführt, der von einem Zeitgeber der Steuereinheit getaktet ist (Taktsignal CNT_CLK). Wie in Figur 5 ersichtlich zählt der Zähler COUNTER in eine Richtung, solange der LED-Strom ILED unterhalb des Referenzwerts Iavg_soll liegt, und in die umgekehrte Richtung, sobald der LED-Strom ILED den Referenzwert Iavg_soll überschreitet. Wenn der Istwert des Mittelwerts des LED-Stroms ILED genau der Referenzwertvorgabe Iavg_soll entspricht, wird das Tastverhältnis des dem Zähler COUNTER zugeführten Vergleichssignals 50% sein und somit am Ende einer Einschaltzeitdauer der Zählerstand genau seinem Anfangsstand entsprechen.
  • Jedwege Abweichung wird indessen zu einer Abweichung ERROR des Zählerendsands von dessen Anfangsstand führen. Dieses Abweichungssignal ERROR wird einem vorzugsweise digitalen Regler REGULATOR zugeführt, der ebenfalls von einem Zeitgeber der Steuereinheit getaktet durch ein Signal reg_clk wird. Der Regler REGULATOR implementiert eine Regelstrategie (bspw. PI-Regler) und steuert abhängig vom dem Eingangssignal ERROR und der Regelstrategie eine die Leistung der LED beeinflussende Stellgrösse an. Diese Stellgrösse kann bspw. eines oder mehreres sein von:
    • Busspannung,
    • adaptive Ausschaltschwelle Ipeak, und/oder
    • adaptive Einschaltzeitdauer Ton.
  • Die Stellgrösse(n) kann im aktuellen Einschaltvorgang, in einem jeden folgenden Einschaltvorgang oder aber in jedem n-ten Einschaltvorgang verändert werden, wobei n eine ganze Zahl grösser oder gleich 2 ist.
  • Im Beispiel von Figur 4 und 5 wird entweder die Einschaltzeitdauer Ton verändert, oder aber der Regler REGULATOR verändert den Referenzwerts eines weiteren Komparators K2 der Steuereinheit, an dessen nichtinvertierten Eingang der LED-Strom ILED anliegt.
  • Das Ausgangssignal des weiteren Komparators K2 steuert das Ausschalten gate_off des Schalters.
  • Bei dem Konverter für die LED kann es sich beispielweise auch um einen Boost Konverter oder einen Flyback-Konverter handeln.

Claims (19)

  1. Verfahren zur Regelung einer LED mittels eines Konverters mit einem Schalter,
    wobei die LED in dem Ausgangkreis verschaltet ist und eine Induktivität (L1) aufmagnetisiert wird, wenn der Schalter (S1) aktiv getaktet wird,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    als Rückführgröße für die Regelung ein für den Mittelwert des LED-Stroms (ILED) repräsentativer gemessener Istwert verwendet wird, der mit einem Referenzwert (IAVG_SOLL) verglichen wird, wobei der für den Mittelwert des LED-Stroms (ILED) repräsentative Istwert durch eine kontinuierliche Messung des LED-Stroms (ILED) ermittelt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1,
    bei dem der aktiv getaktete Schalter (S1) zu einem Zeitpunkt eingeschaltet wird, wenn der indirekt oder direkt erfasste Strom auf Null abgeklungen ist, vorzugsweise seinen unteren Umkehrpunkt erreicht hat.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
    bei dem abhängig von einer Differenz zwischen dem Istwert und dem Sollwert das Tastverhältnis des aktuellen Einschaltvorgangs des aktiv getakteten Schalters und/oder eines folgenden Einschaltvorgangs eingestellt wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 3,
    bei dem das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters nur bei jedem n-ten Einschaltvorgang verändert wird, wobei n grösser öder gleich 2 ist.
  5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem das Tastverhältnis des aktiv getakteten Schalters über den Zeitpunkt des Ausschaltens des aktiv getakteten Schalters als Steuergröße verändert wird.
  6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem das Tastverhältnis durch adaptive Vorgabe eine Ausschaltpegels einer gemessenen für den LED-Strom repräsentativen Größen eingestellt wird, wobei bei Erreichen des Ausschaltpegels der aktiv getaktete Schalter ausgeschaltet wird.
  7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem als Steuergröße der Leistungsregelung alternativ oder zusätzlich zu der Taktung des aktiv getakteten Schalters der Pegel der den Konverter versorgenden DC-Busspannung verwendet wird.
  8. Verfahren nach Anspruch 7,
    bei dem die Busspannung mittels einer aktiven PFC-Schaltung erzeugt wird, wobei der Pegel der erzeugten Busspannung durch Veränderung der Taktung eines Schalters der PFC-Schaltung ausgeführt wird.
  9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem als ein für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert ein Abtastwert des LED-Stroms, vorzugsweise gemessen bei der Hälfte der Einschatzeitdauer des aktiv getakteten Schalters, verwendet wird.
  10. Verfahren nach Anspruch 9,
    bei dem der kontinuierlich gemessene LED-Strom mit einem Referenzwert verglichen wird und der für den Mittelwert repräsentative Istwert das Tastverhältnis des Vergleichswerts über die Einschaltzeitdauer des aktiv geschalteten Schalters ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 10,
    bei dem das Tastverhältnis anhand eines bidirektionalen digitalen Zählers ermittelt wird.
  12. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9,
    bei dem der Referenzwert von einem vorgegebenen Dimmwert und/oder der gemessenen LED-Spannung abhängt.
  13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem der LED-Strom durch eine der folgenden Betriebsmodi erzeugt wird:
    - dem sog. Boarderline-Mode oder Critical Conduction Mode bei dem der Entmagnetisierungsstrom auf Null abfällt bzw. die Nulllinie kreuzt, was unverzüglich das Einschalten des Schalters und somit das Wiederansteigen des Stroms auslöst,
    - dem Continous Conduction Mode, bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erfolgt, bevor der Strom auf Null abgefallen ist, oder
    - dem Discontinous Conduction Mode, bei dem das Wiedereinschalten des Schalters erst wieder erfolgt, nachdem der Strom während einer Zeitdauer grösser als Null auf dem Nullpegel verbleibt.
  14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    bei dem ein Dimmen der LED(s) durch PWM erfolgt, wobei der LED-Strom vorzugsweise im Continous Conduction Mode in den Einschaltzeitdauern eines PWM-Impulses erzeugt wird.
  15. Integrierte Schaltung, insbesondere ASIC, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgelegt ist.
  16. Schaltung, vorzugsweise digitale Schaltung, zur Leistungsregelung einer LED,
    aufweisend einen Konverter mit einem Schalter, wobei die LED in dem Ausgangskreis verschaltet wird, wobei eine Steuereinheit die Aufmagnetisierung einer Induktivität (L1) steuert, indem sie den Schalter (S1) aktiv taktet,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    der Steuereinheit ein für den Mittelwert des LED-Stroms repräsentativer gemessener Istwert zurückgeführt ist, der mit einem Referenzwert verglichen wird wobei der für den Mittelwert des LED-Stroms (ILED) repräsentative Istwert durch eine kontinuierliche Messung des LED-Stroms (ILED) ermittelt wird.
  17. Betriebsgerät für LED,
    aufweisend eine Schaltung nach einem der Ansprüche 15 oder 16.
  18. Leuchte, aufweisend eine LED und eine Betriebsgerät nach Anspruch 17.
  19. Beleuchtungssystem,
    aufweisend mehrere Leuchten, darunter wenigstens eine gemäß Anspruch 18, wobei die Leuchten vorzugsweise durch eine oder mehrere Busleitungen untereinander und/oder mit einer zentralen Steuereinheit verbunden sind.
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