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EP1119904A1 - Schaltungsanordnung zur arbeitspunktstabilisierung eines transistors - Google Patents

Schaltungsanordnung zur arbeitspunktstabilisierung eines transistors

Info

Publication number
EP1119904A1
EP1119904A1 EP99953641A EP99953641A EP1119904A1 EP 1119904 A1 EP1119904 A1 EP 1119904A1 EP 99953641 A EP99953641 A EP 99953641A EP 99953641 A EP99953641 A EP 99953641A EP 1119904 A1 EP1119904 A1 EP 1119904A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor
base
collector
emitter
resistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP99953641A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Lothar Musiol
Klaus-Jürgen SCHÖPF
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1119904A1 publication Critical patent/EP1119904A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for stabilizing the operating point of a transistor.
  • Circuit arrangements of this type are known, for example, from E. Böhmer, Elements of Applied Electronics, 9th edition, Vieweg-Verlag, Braun- schweig, Germany 1994 and use parallel negative feedback or series negative feedback.
  • a resistor is connected in parallel to the collector-base section of the transistor to be controlled. For example, an increase in the working current due to temperature causes a lowering of the collector-emitter voltage and at the same time a lowering of the base current. This creates a negative feedback effect.
  • a resistor is connected in the emitter lead.
  • the base potential is set using a voltage divider.
  • the emitter potential is increased, as a result of which the base-emitter voltage and thus the base current are lowered again. This in turn results in a negative feedback effect.
  • Fluctuations in the supply voltage are unavoidable, particularly with battery-operated electronic devices.
  • battery operation is becoming increasingly important.
  • fluctuations in the supply voltage must therefore be taken more into account.
  • mobile electronic devices are generally subject to large fluctuations in the ambient temperature.
  • a circuit arrangement which enables an open-circuit current stabilization even at lower supply voltages. Accordingly, a current-determining mesh comprising a series connection of at least two diodes, a resistor and the emitter-base path of a further transistor is connected between the collector and the base of the transistor to be regulated in order to stabilize the operating current. For many applications, however, the voltage drop occurring with this circuit arrangement is also considered to be too high.
  • the object of the invention is therefore to provide a circuit arrangement which ensures the operating current of a transistor even at a low supply voltage.
  • a circuit arrangement according to the invention for stabilizing the operating point of a first transistor with emitter, base and collector, the emitter of which is connected to a first supply potential preferably comprises a second transistor with emitter, base and collector, the collector of which is based on the first transistor and the emitter of which is connected to the collector of the first transistor is coupled, a first resistor which is connected between a second supply potential on the one hand and the collector of the first transistor and the emitter of the second transistor on the other hand, a current limiting element which is connected between the base of the second transistor and the first supply potential , a third transistor with emitter, base and collector, the emitter of which is connected to the second supply potential and the collector of which is connected to the base of the second transistor, a second resistor which is connected between a reference potential and the base of the third n transistor is connected, and a third resistor, which is connected between the base and collector of the third transistor.
  • the third transistor in conjunction with the second and third resistor and the reference potential causes that the voltage can be set on the one hand and on the other hand can be set so that the voltage drop across the first resistor is as small as possible.
  • two diodes were used, then one of the diodes would compensate for the voltage drop across the base-emitter path of the second transistor and the further diode would then determine the voltage drop across the first resistor, namely the forward voltage of the further diode.
  • the voltage drop across the first resistor would accordingly be approximately 700 mV, while in the solution according to the invention the voltage drop across the first resistor can be set to 100 mV and below, for example. This results in savings of 0.6 V and more, which, for example with ordinary supply voltages of 2.7 V, means savings of at least more than 22%.
  • the base of the first transistor is coupled to the collector of the second transistor via a fourth transistor with emitter, base and collector such that the base of the fourth transistor is connected to the collector of the second transistor Emitter of the fourth transistor is connected to the base of the first transistor and the collector of the fourth transistor is connected to the second supply potential.
  • the dependence of the stabilized current on the current gain of the first transistor can be considerably reduced by an additional current amplifier formed by the fourth transistor.
  • the influence of the current amplification of the first transistor is significantly more disruptive than at a higher voltage drop across the first resistor.
  • this can also be the case, in particular, in the case of bipolar high-frequency transistors Area of application limited by finite current amplification
  • maximum collector current can be expanded because a higher base current is possible.
  • temperature characteristic of the entire arrangement can advantageously be greatly changed b s inverted.
  • the temperature characteristic can advantageously be adjusted by a further resistor so that temperature compensation occurs.
  • a fourth resistor is connected between the base and emitter of the fourth transistor.
  • the reference potential can be tapped off at the tap of a voltage divider with a fifth and sixth resistor, which is connected between the first supply potential and a third supply potential.
  • the third supply potential can be equal to the second supply potential or equal to the iter potential of the second transistor.
  • the current limiting element is formed by a resistor. This keeps the circuitry effort extremely low. Furthermore, a current source can alternatively be provided. This makes it possible to improve the voltage dependence of the current consumption of the circuit arrangement in relation to fluctuations in operating voltage.
  • Such a current source preferably contains a fifth transistor with an emitter, base and collector, the collector of which is connected to the first supply potential, a seventh resistor which is connected between the base of the second transistor and the emitter of the fifth transistor, and a sixth transistor with an emitter. ter, base and collector, whose emitter is connected to the second supply potential is connected and the collector of which is connected to the base of the fifth transistor, an eighth resistor connected between the collector of the sixth transistor and the first supply potential.
  • a ninth resistor connected between the emitter of the fifth transistor and the base of the sixth transistor and a tenth resistor connected between the base and emitter of the sixth resistor.
  • first or fourth transistors are preferably of a first conductivity type and second or third or fifth and sixth transistors are of a conductivity type.
  • the operating point of a high-frequency transistor namely the npn transistor T1
  • the emitter of the transistor T1 is connected to a reference potential 0.
  • the operating point is stabilized by means of a control circuit which is designed as an integrated circuit IC.
  • This control circuit contains a pnp transistor T2, the emitter of which is connected to the collector of the transistor T1 via a pin 2 of the integrated circuit IC.
  • a resistor R1 and a resistor R1 ' are connected in parallel.
  • the resistor R1 is implemented in the integrated circuit IC, while the resistor R1 'is connected externally to the resistor R1 via connections 1, 2. Connection 1 the integrated circuit IC also serves to supply the positive supply potential U for the integrated ones
  • the base of the transistor T2 is connected on the one hand via a current source to a terminal 4 of the integrated circuit IC to which the reference potential 0 is applied.
  • the base of the transistor T2 is connected to the collector of a pnp transistor T3, the emitter of which is connected to the terminal 1 of the integrated circuit and thus to the positive supply potential U.
  • a resistor R3 is connected between the base and collector of transistor T3.
  • the base of transistor T3 is also connected via a resistor R2 to the tap of a voltage divider.
  • the voltage divider consists of a resistor R5, which is connected between the tap and the terminal 4 of the integrated IC, and a resistor R6, which is connected between the tap and a supply potential V.
  • the supply potential V can be given, for example, by the positive supply potential U or by the potential at the emitter of the transistor T2.
  • the emitter potential of the transistor T2 is provided and therefore the resistor R6 is connected between the tap and the emitter of the transistor T2.
  • the current source contains a pnp transistor T5, the collector of which is connected to the reference potential 0. Furthermore, a resistor R7 is connected between the base of transistor T2 and the emitter of transistor T5. Another pnp transistor T6 is connected in such a way that its emitter is connected to supply potential U, its collector is connected to the base of transistor T5 and its base is connected on the one hand via a resistor. stood R9 with the emitter of the transistor T5 and the other is coupled via a resistor RIO with its own emitter. A resistor R8 is finally connected between the reference potential 0 and the base of the transistor T5 or the collector of the transistor T6.
  • the base of the transistor T1 is not controlled directly by the collector of the transistor T2, but with the interposition of a driver stage.
  • the driver stage consists of an NPN transistor T4, the base of which is connected to the collector of transistor T2, the emitter of which is connected via a terminal 3 of the integrated circuit IC to the base of transistor T1 and the collector of which is connected to terminal 1 of the integrated circuit IC and thus the posi - Tive supply potential U is connected.
  • a resistor R4 is connected between the base and the emitter of the transistor T4.
  • a resistor R11 can be connected between the collector of transistor T2 and terminal 4 of the integrated circuit IC to generate a defined load on the collector of transistor T2, and a switch S can be provided between terminal 4 of the integrated circuit IC and the reference potential is switched to 0.
  • the mode of operation of the circuit arrangement according to the invention is essentially based on the fact that the voltage drop across the resistor Rl or Rl 'is kept as small as possible by keeping the voltage applied between the base and emitter of the transistor T3 as low and adjustable as possible.
  • UBE2 or UBE3 stands for the base-emitter voltage of the transistor T2 or T3.
  • the voltage divider is on the one hand at the reference potential
  • 0 is connected and, on the other hand, is connected to the emitter of transistor T3 (not shown) in a simple solution, but is preferably coupled to the emitter of transistor T2, which improves the stabilization by means of this additional negative feedback by means of the resistor R1 or R1 '.
  • resistor Rl or resistor Rl 'or both resistors can be used in parallel. In principle, only one of the two resistors is required.
  • the internal resistor Rl can serve as a placeholder for testing purposes or, with a correspondingly low-resistance design, for integrated circuits without external resistor Rl '.
  • An emitter follower (transistor T6) fed from the operating voltage or any other type of driver circuit can easily be inserted at the open collector transistor T2 of the actual control circuit, since such driver circuits generally have an operating voltage of approximately 1.6 V (UBEl + UBE4 + UCE2s + Ul) are functional and below this voltage the rest of the circuitry is no longer functional.
  • UBE4 stands for the base-emitter voltage of transistor T4 and UCE2s for the collector-emitter saturation voltage of transistor T2.
  • An additional effect is that if a driver circuit is present, the working current increases with increasing temperature of the overall circuit, while the working current drops without a driver circuit.
  • An additional resistor R6 between the input and output of the driver stage brings about a compromise between these two opposing tendencies, that is to say temperature compensation.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines ersten Transistors mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter an ein erstes Versorgungspotential angeschlossen ist, mit einem zweiten Transistor mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors und dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors gekoppelt ist, einem ersten Widerstand, der zwischen ein zweites Versorgungspotential einerseits und den Kollektor des ersten Transistors und den Emitter des zweiten Transistors andererseits geschaltet ist, einem Strombegrenzungselement, das zwischen die Basis des zweiten Transistors und das erste Versorgungspotential geschaltet ist, einem dritten Transistor mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter mit dem zweiten Versorgungspotential und dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, einem zweiten Widerstand, der zwischen ein Referenzpotential und die Basis des dritten Transistors geschaltet ist, und einem dritten Widerstand, der zwischen Basis und Kollektor des dritten Transistors geschaltet ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines Transistors
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines Transistors. Derartige Schaltungsanordnungen sind beispielsweise aus E. Böhmer, Elemente der angewandten Elektronik, 9. Auflage, Vieweg-Verlag, Braun- schweig, Deutschland 1994 bekannt und bedienen sich der Parallelgegenkopplung bzw. der Reihengegenkopplung.
Bei der Parallelgegenkopplung wird parallel zur Kollektor- Basis-Strecke des zu regelnden Transistors ein Widerstand an- geschlossen. Eine beispielsweise temperaturbedingte Erhöhung des Arbeitsstromes bewirkt eine Absenkung der Kollektor- Emitter-Spannung und gleichzeitig eine Absenkung des Basisstromes. Dadurch wird ein Gegenkopplungseffekt erzeugt.
Bei der Reihengegenkopplung ist in die Emitterzuleitung ein Widerstand geschaltet. Das Basispotential wird über einen Spannungsteiler eingestellt. Im Falle einer temperaturbedingten Erhöhung des Arbeitsstromes wird das Emitterpotential angehoben, wodurch die Basis-Emitter-Spannung und damit wieder- um der Basisstrom abgesenkt wird. Dadurch ergibt sich wiederum ein Gegenkopplungseffekt.
Neben Temperaturschwankungen können auch Schwankungen der Versorgungsspannung und durch unvermeidbare Fertigungsstreu- ungen verursachte Abweichungen der Stromverstärkung des zu regelnden Transistors vom Nennwert einen Weglauf des Arbeitsstromes vom gewünschten Wert hervorrufen.
Besonders bei batteriebetriebenen elektronischen Geräten sind Schwankungen der Versorgungsspannung unvermeidbar. In Anbe- tracht der zunehmenden Verbreitung mobiler elektronischer Geräte wie beispielsweise Mobiltelefone oder Laptop-Computer gewinnt der Batteriebetrieb immer mehr an Bedeutung. Bei der Konzipierung von elektronischen Schaltungen müssen daher Schwankungen der Versorgungsspannung verstärkt berücksichtigt werden. Darüber hinaus sind im allgemeinen mobile elektronische Geräte großen Schwankungen der Umgebungstemperatur ausgesetzt.
Sowohl bei Schwankungen der Versorgungsspannung als auch bei Abweichungen der Stromverstärkung vom Nennwert gewährleistet die häufig eingesetzte Parallelgegenkopplung nur eine unzureichende Arbeitsstromstabilisierung. In beiden Fällen kommt es zu bedeutenden Änderungen des Arbeitsstromes.
Mit der Reihengegenkopplung läßt sich zwar eine bessere Arbeitsstromstabilisierung bei schwankender Versorgungsspannung bzw. bei Abweichung der Stromverstärkung vom Nennwert realisieren, sie besitzt jedoch den wesentlichen Nachteil, daß an dem in der Emitterzuleitung angeschlossenen Widerstand eine Spannung abfällt, die von der Versorgungsspannungsquelle zusätzlich geliefert werden muß. Hinsichtlich der bei elektronischen Geräten herrschenden Entwicklung hin zu immer niedrigeren Versorgungsspannungen ist dies aber nicht vorteilhaft.
In der Patentschrift DE 195 05 269 Cl ist eine Schaltungsanordnung bekannt, die eine Arbeitsstromstabilisierung auch bei geringeren Versorgungsspannungen ermöglicht. Demnach wird zur Stabilisierung des Arbeitsstrom.es zwischen den Kollektor und die Basis des zu regelnden Transistors eine strombestimmende Masche aus einer Reihenschaltung mindestens zweier Dioden, eines Widerstands und der Emitter-Basis-Strecke eines weiteren Transistors geschaltet. Für viele Anwendungen wird jedoch auch der bei dieser Schaltungsanordnung auftretende Span- nungsabfall als zu hoch angesehen. Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die den Arbeitsstrom eines Transistors auch bei niedriger Versorgungsspannung gewährleistet.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch 1. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines ersten Transistors mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter an ein erstes Versorgungspotential angeschlossen ist, umfaßt bevorzugt einen zweiten Transistor mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors und dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors gekoppelt ist, einen ersten Widerstand, der zwischen ein zweites Versorgungspotential einerseits und den Kollektor des ersten Tran- sistors und den Emitter des zweiten Transistors andererseits geschaltet ist, ein Strombegrenzungselement, das zwischen die Basis des zweiten Transistors und das erste Versorgungspotential geschaltet ist, einen dritten Transistor mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter mit dem zweiten Versorgungspotential und dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, einen zweiten Widerstand, der zwischen ein Referenzpotential und die Basis des dritten Transistors geschaltet ist, und einen dritten Widerstand, der zwischen Basis und Kollektor des dritten Transistors geschaltet ist.
Insbesondere der dritte Transistor in Verbindung mit zweitem und drittem Widerstand sowie dem Referenzpotential bewirkt, daß die Spannung zum einen eingestellt werden kann und zum anderen so eingestellt werden kann, daß der Spannungsabfall über dem ersten Widerstand möglichst gering ist. Wurden hingegen zwei Dioden verwendet werden, dann wurde eine der Dioden den Spannungsabfall über der Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors kompensieren und die weitere Diode wurde dann den Spannungsabfall über dem ersten Widerstand festlegen, nämlich auf die DurchlaßSpannung der weiteren Diode. Bei zwei Dioden wäre demnach der Spannungsabfall über dem ersten Widerstand ungefähr 700 mV, wahrend bei der erfmdungsgemaßen Losung der Spannungsabfall über dem ersten Widerstand beispielsweise auf 100 mV und darunter eingestellt werden kann. Dies bringt eine Ersparnis von 0,6 V und mehr, was beispielsweise bei üblichen Versorgungsspannungen von 2,7 V eine Er- sparnis von immerhin mehr als 22 % ausmacht.
In Weiterbildung der Erfindung kann vorgesehen werden, daß die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zwei- ten Transistors ber einen vierten Transistors mit Emitter, Basis und Kollektor gekoppelt ist derart, daß die Basis des vierten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors, der Emitter des vierten Transistors mit der Basis des ersten Transistors und der Kollektor des vierten Transistors mit dem zweiten Versorgungspotential verbunden ist.
Durch einen durch den vierten Transistors gebildeten zusätzlichen Stromverstärker kann die Abhängigkeit des stabilisierten Stroms von der Stromverstärkung des ersten Transistors erheblich reduziert werden. Bei der niedrigen Spannung über dem ersten Widerstand, welche zur Arbeitspunktemstellung ausgewertet wird, ist der Einfluß der Stromverstärkung des ersten Transistors deutlich störender als bei einem höheren Spannungsabfall über dem ersten Widerstand. Somit kann auch der insbesondere bei bipolaren Hochfrequenz-Transistoren durch endliche Stromverstärkung begrenzte Anwendungsbereich
(maximaler Kollektorstrom) erweitert werden, weil ein höherer Basisstrom möglich ist. Darüber hinaus kann die Temperaturcharakteristik der gesamten Anordnung vorteilhafterweise stark verändert b s invertiert werden.
Die Temperaturcharakteristik kann vorteilhafterweise durch einen weiteren Widerstand so eingestellt werden, daß eine Temperaturkompensation eintritt. Dazu wird ein vierter Wider- stand zwischen Basis und Emitter des vierten Transistors geschaltet .
Des weiteren kann bei der Schaltungsanordnung das Referenzpo- tential am Abgriff eines Spannungsteilers mit einem fünften und sechsten Widerstand abgenommen werden, der zwischen das erste Versorgungspotential und ein drittes Versorgungspoten- tial geschaltet ist. Das dritte Versorgungspotential kann dabei gleich dem zweiten Versorgungspotential sein oder gleich dem E itterpotential des zweiten Transistors.
Im einfachsten Fall wird das Strombegrenzungselement durch einen Widerstand gebildet. Damit wird der schaltungstechnische Aufwand äußerst gering gehalten. Des weiteren kann alternativ eine Stromquelle vorgesehen werden. Dadurch laßt sich die Spannungsabhangigkeit der Stromaufnahme der Schaltungsanordnung gegenüber Betriebsspannungsschwankungen verbessern .
Eine derartige Stromquelle enthalt bevorzugt einen fünften Transistor mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Kollektor an das erste Versorgungspotential angeschlossen ist, einen siebten Widerstand, der zwischen die Basis des zweiten Transistors und den Emitter des fünften Transistors geschaltet ist, einen sechsten Transistor mit Emit- ter, Basis und Kollektor, dessen Emitter an das zweite Ver- sorgungspotential angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der Basis des fünften Transistors verbunden ist, einen achten Widerstand, der zwischen den Kollektor des sechsten Transistors und das erste Versorgungspotential geschal-
einen neunten Widerstand, der zwischen den Emitter des fünften Transistors und die Basis des sechsten Transistors geschaltet ist und einen zehnten Widerstand, der zwischen Basis und Emitter des sechsten Widerstandes geschaltet ist.
Schließlich sind bei einer erfmdungsgemaßen Schaltungsanordnung bevorzugt erster bzw. vierter Transistor von einem ersten Leitungstyp und zweiter bzw. dritter bzw. f nfter und sechster Transistor von einem Leitungstyp.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand des der einzigen Figur der Zeichnung dargestellten Ausfuhrungsbeispiels naher erläutert .
Beim Ausfuhrungsbeispiel soll der Arbeitspunkt eines Hochfrequenztransistors, nämlich des npn-Transistors Tl eingestellt werden. Der Emitter des Transistors Tl ist dabei an ein Be- zugspotential 0 angeschlossen. Die Stabilisierung des Ar- beitspunktes erfolgt mittels einer Ansteuerschaltung, die als integrierter Schaltkreis IC ausgeführt ist. Diese Ansteuerschaltung enthalt einen pnp-Transistor T2, dessen Emitter mit dem Kollektor des Transistors Tl über einen Anschlußstift 2 der integrierten Schaltung IC verbunden ist. Zwischen dem Kollektor des Transistors Tl bzw. dem Emitter des Transistors T2 und einem positiven Versorgungspotential U ist ein Widerstand Rl und dazu parallel ein Widerstand Rl ' geschaltet. Der Widerstand Rl ist dabei m der integrierten Schaltung IC realisiert, wahrend der Widerstand Rl ' extern über Anschlüsse 1, 2 dem Widerstand Rl parallel geschaltet ist. Der Anschluß 1 der integrierten Schaltung IC dient dabei auch zur Zuführung des positiven Versorgungspotentials U für die integrierten
Schaltung IC. Durch den externen Widerstand Rl ' läßt sich nachträglich und kundenspezifisch die Arbeitspunktemstellung ändern und damit optimieren.
Die Basis des Transistors T2 ist zum einen über eine Stromquelle mit einem Anschluß 4 der integrierten Schaltung IC verbunden, an dem das Bezugspotential 0 angelegt ist. Zum an- deren ist die Basis des Transistors T2 mit dem Kollektor eines pnp-Transistors T3 verbunden, dessen Emitter mit dem Anschluß 1 der integrierten Schaltung und damit mit dem positiven Versorgungspotential U verschaltet ist. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors T3 ist ein Widerstand R3 ge- schaltet. Die Basis des Transistors T3 ist darüber hinaus über einen Widerstand R2 an den Abgriff eines Spannungsteilers angeschlossen. Der Spannungsteiler besteht aus einem Widerstand R5, der zwischen den Abgriff und den Anschluß 4 der integrierten IC geschaltet ist, und einen Widerstand R6, der zwischen den Abgriff und ein Versorgungspotential V geschaltet ist. Das Versorgungspotential V kann dabei beispielsweise durch das positive Versorgungspotential U gegeben sein oder durch das Potential am Emitter des Transistors T2. Beim Ausführungsbeispiel ist das Emitterpotential des Transistors T2 vorgesehen und deshalb ist der Widerstand R6 zwischen den Abgriff und den Emitter des Transistors T2 geschaltet.
Die Stromquelle enthält beim Ausführungsbeispiel einen pnp- Transistor T5, dessen Kollektor an das Bezugspotential 0 an- geschlossen ist. Weiterhin ist ein Widerstand R7 zwischen die Basis des Transistors T2 und den Emitter des Transistors T5 geschaltet. Ein weiterer pnp-Transistor T6 ist derart verschaltet, daß sein Emitter an das Versorgungspotential U angeschlossen ist, sein Kollektor mit der Basis des Transistors T5 verbunden ist und seine Basis zum einen über einen Wider- stand R9 mit dem Emitter des Transistors T5 und zum anderen über einen Widerstand RIO mit seinem eigenen Emitter gekoppelt ist. Ein Widerstand R8 ist schließlich zwischen das Bezugspotential 0 und die Basis des Transistors T5 bzw. den Kollektor des Transistors T6 geschaltet.
Die Erfindung weiterbildend erfolgt die Ansteuerung der Basis des Transistors Tl nicht direkt durch den Kollektor des Transistors T2, sondern unter Zwischenschaltung einer Treiberstu- fe. Die Treiberstufe besteht aus einem npn-Transistor T4, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors T2, dessen Emitter über einen Anschluß 3 der integrierten Schaltung IC mit der Basis des Transistors Tl und dessen Kollektor mit dem Anschluß 1 der integrierten Schaltung IC und damit dem posi- tiven Versorgungspotential U verbunden ist. Des weiteren ist bei der Treiberstufe zur Temperaturkompensation ein Widerstand R4 zwischen die Basis und den Emitter des Transistors T4 geschaltet.
Schließlich kann ein Widerstand Rll zwischen den Kollektor des Transistors T2 und den Anschluß 4 der integrierten Schaltung IC geschaltet werden, um eine definierte Last am Kollektor des Transistors T2 zu erzeugen, und ein Schalter S vorgesehen werden, der zwischen den Anschluß 4 der integrierten Schaltung IC und das Bezugspotential 0 geschaltet ist.
Die Funktionsweise der erfmdungsgemaßen Schaltungsanordnung beruht im wesentlichen darauf, daß der Spannungsabfall über dem Widerstand Rl bzw. Rl ' möglichst gering gehalten wird, m dem die zwischen Basis und Emitter des Transistors T3 angelegte Spannung möglichst gering und einstellbar gehalten wird. Der so eingestellte Spannungsabfall (U2) über dem Widerstand R2 entspricht etwa der Spannung (Ul) über dem Widerstand Rl, da Ul + UBE2 = U2 + UBE3. Dabei steht UBE2 bzw. UBE3 für die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T2 bzw. T3. Der Spannungsteiler ist einerseits an das Bezugspotential
0 angeschlossen und andererseits bei einer einfachen Losung mit dem Emitter des Transistors T3 verbunden (nicht gezeigt) , wird aber bevorzugt mit dem Emitter des Transistors T2 gekop- pelt, was die Stabilisierung durch diese zusätzliche Gegenkopplung mittels des Widerstands Rl bzw. Rl ' verbessert.
Je nach Anwendungsfall kann nur der Widerstand Rl oder der Widerstand Rl ' oder aber auch beide Widerstände parallel ver- wendet werden. Prinzipiell ist nur einer der beiden Widerstände erforderlich. So kann beispielsweise der interne Widerstand Rl als Platzhalter für Prufzwecke oder bei entsprechend niederohmiger Auslegung für integrierte Schaltungen ohne externen Widerstand Rl ' dienen.
Wird dem Spannungsteiler am Abgriff ein betriebsspannungsab- hangiger geringer Strom zugesetzt, so werden Referenzpotential an der Basis des Transistors T3 und somit stabilisierter Strom bei Betriebserhohung zurückgefahren. Dieser Effekt wird bei geeigneter Dimensionierung dazu benutzt, den sonst bei
Betriebsspannungserhohungen wegen der Unzulänglichkeiten der Stabilisierungswirkung auftretenden Stromanstieg zu kompensieren.
Am offenen Kollektor Transistor T2 der eigentlichen Regelschaltung kann ohne weiteres ein aus der Betriebsspannung gespeister Emitterfolger (Transistor T6) oder jegliche andere Art von Treiberschaltung eingefügt werden, da derartige Treiberschaltungen der Regel oberhalb einer Betriebsspannung von ca. 1,6 V (UBEl + UBE4 + UCE2s + Ul ) funktionsfähig sind und unterhalb dieser Spannung auch die restliche Schaltung nicht mehr funktionsbereit ist. Dabei steht UBE4 für die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T4 und UCE2s für die Kollektor-Emitter-Sattigungsspannung des Transistors T2. Durch die genannte Maßnahme werden Ruckwirkungen des geregel- ten Hochfrequenztransistors Tl auf die eigentliche Regelschaltung stark unterdrückt.
Ein zusätzlicher Effekt ist, daß bei Vorhandensein einer Treiberschaltung mit steigender Temperatur der Gesamtschaltung der Arbeitsstrom steigt, während ohne Treiberschaltung der Arbeitsstrom fällt. Ein zusätzlicher Widerstand R6 zwischen Eingang und Ausgang der Treiberstufe bewirkt einen Kompromiß zwischen diesen beiden gegenläufigen Tendenzen, also eine Temperaturkompensation.
In die Basis des Transistors T2 muß ein negativer Strom eingespeist werden, was beispielsweise mittels eines Widerstandes erfolgen kann. Dieser Strom muß zusätzlich von der Ver- sorgung aufgebracht werden und darf insbesondere bei Nicht- vorhandensein einer Treiberstufe bei kleiner Betriebsspannung (ca. 2 V) nicht zu klein sein. Er vervielfacht sich mit steigender Betriebsspannung, da der Strom durch I = (U - Ul)/R bestimmt ist. Dabei ist R der Widerstand zwischen der Basis des Transistors T2 und dem Anschluß 4 der integrierten Schaltung IC. Setzt man anstelle des Widerstandes eine Stromquelle, so schafft man definierte Verhältnisse und reduziert auch von vornherein die Spannungsabhangigkeit der Stromstabilisierung des Transistors Tl.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines ersten Transistors (Tl) mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter an ein erstes Versorgungspotential (0) angeschlossen ist, mit einem zweiten Transistor (T2) mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors (Tl) und dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transi- stors (Tl) gekoppelt ist, einem ersten Widerstand (Rl), der zwischen ein zweites Versorgungspotential (U) einerseits und den Kollektor des ersten Transistors (Tl) und den Emitter des zweiten Transistors (T2) andererseits geschaltet ist, einem Strombegrenzungselement, das zwischen die Basis des zweiten Transistors (T2) und das erste Versorgungspotential (0) geschaltet ist, einem dritten Transistor (T3) mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter mit dem zweiten Versorgungspotential (U) und dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, einem zweiten Widerstand (R2), der zwischen ein Referenzpotential und die Basis des dritten Transistors (T3) geschaltet ist, und einem dritten Widerstand (R3), der zwischen Basis und Kollektor des dritten Transistors (T3) geschaltet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Basis des ersten Transistors (Tl) und der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mittels eines vierten Transistors (T4) mit Emitter, Basis und Kollektor gekoppelt ist derart, daß die Basis des vierten Transistors (T4) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T2), der Emitter des vierten Transistors (T4) mit der Basis des ersten Transistors (Tl) und der Kollektor des vierten Transistors (T4) mit dem zweiten Versorgungspotential (U) verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der ein vierter Widerstand (R4) zwischen Basis und Kollektor des vierten Transistors (T4) geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der das Referenzpotential am Abgriff eines einen fünften (R5) und sechsten (R6) Widerstand aufweisenden Spannungsteilers abgenommen wird, der zwischen das erste Versorgungspotential (0) und ein drittes Versorgungspotential (V, U) geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Strombegrenzungselement durch eine Stromquelle gebildet wird.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, bei der die Stromquelle enthält einen fünften Transistor (T5) mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Kollektor an das erste Versorgungspotential (0) angeschlossen ist, einen siebten Widerstand (R7), der zwischen die Basis des zweiten Transistors (T2) und den Emitter des fünften Transi- stors (T5) geschaltet ist, einen sechsten Transistor (T6) mit Emitter, Basis und Kollektor, dessen Emitter an das zweite Versorgungspotential (U) angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der Basis des fünften Transistors (T5) verbunden ist, einen achten Widerstand (R8), der zwischen den Kollektor des sechsten Transistors (T6) und das erste Versorgungspotential (0) geschaltet ist, einen neunten Widerstand (R9) , der zwischen den Emitter des fünften Transistors (T5) und die Basis des sechsten Tran- sistors geschaltet ist, und einen zehnten Widerstand (RIO) , der zwischen Basis und
Emitter des sechsten Transistors (T6) geschaltet ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der erster bzw. vierter Transistor von einem ersten Lei- tungstyp und zweiter bzw. dritter bzw. fünfter und sechster Transistor von einem zweiten Leitungstyp.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei der das dritte Versorgungspotential (V) gleich dem zweiten
Versorgungspotential (U) ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei der das dritte Versorgungspotential (V) gleich dem Potential am Emitter des zweiten Transistors (T2) ist.
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