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EP0596152B1 - Wechselspannungs-Vorschaltgerät für elektrische Entladungslampen - Google Patents

Wechselspannungs-Vorschaltgerät für elektrische Entladungslampen Download PDF

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Publication number
EP0596152B1
EP0596152B1 EP92119005A EP92119005A EP0596152B1 EP 0596152 B1 EP0596152 B1 EP 0596152B1 EP 92119005 A EP92119005 A EP 92119005A EP 92119005 A EP92119005 A EP 92119005A EP 0596152 B1 EP0596152 B1 EP 0596152B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
inductance
phase
alternative
cycle
lamp
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP92119005A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0596152A1 (de
Inventor
Ferdinand Dipl.-Ing. Mertens
Norbert Dipl.-Ing. Wittig
Fred Dr.-Ing. Hasemann
Karl Dipl.-Ing. Lehnhoff
Franz-Josef Dipl.-Ing. Pitter
Erhard Dipl.-Ing. Müsch
Peter Dipl.-Ing. Maurer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Trilux GmbH and Co KG
Original Assignee
Trilux Lenze GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Trilux Lenze GmbH and Co KG filed Critical Trilux Lenze GmbH and Co KG
Priority to AT92119005T priority Critical patent/ATE167352T1/de
Priority to DE59209374T priority patent/DE59209374D1/de
Priority to EP92119005A priority patent/EP0596152B1/de
Publication of EP0596152A1 publication Critical patent/EP0596152A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0596152B1 publication Critical patent/EP0596152B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
    • H05B41/2824—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using control circuits for the switching element

Definitions

  • the invention relates to an AC ballast for electric discharge lamps, and in particular for fluorescent lamps which have heated electrodes.
  • An AC ballast in the preamble of claim 1 type is known from DE 41 01 980 Al.
  • this known ballast becomes an inductor over a first electronic Switch charged and then this switch locked and the inductance is over a second electronic switch and the fluorescent lamp unload.
  • the fluorescent lamp is a third electronic Switch connected in parallel. If the amplitude the input AC voltage is greater than a predetermined one Threshold, the lamp is constantly locked third switch, that is operated without a short circuit. If the input voltage is below the limit the third electronic switch will alternate on and off. Through the input and Turn off the third switch with high frequency achieved that the lamp voltage even at small values of the input voltage assumes a value that is appropriate for the Maintenance of lamp operation is sufficient.
  • the height the resulting lamp voltage can be determined by a Change in duty cycle and / or frequency the actuation of the third switch in the desired one Dimensions are changed.
  • the ballast delivers a over a period of the input voltage largely constant lamp power.
  • suitable dimensioning of the circuit can be achieved be that the time course of the lamp power over a period of 360 ° of the input voltage has two adjacent maxima and in between goes to zero. On the one hand, this becomes a good efficiency and low harmonic generation causes.
  • the invention has for its object an AC ballast to create that simple Determination or change of the ripple caused enables.
  • the control unit specifies the cycle frequency, ie the cycle duration of the charging and discharging processes, or the maximum charging current of the inductance, as a function of the phase of the input voltage.
  • the control unit contains either a formula or curve or a table in which a cycle frequency or cycle duration, or the upper limit value of the charging current, of the relevant charging and discharging process is contained for each phase position of the input voltage.
  • the respective cycle is ended after the phase-dependent cycle duration.
  • the invention is based on the idea that the power P transmitted to the lamp during a cycle of charging and discharging is proportional to the frequency of the cycle in question and proportional to the square of the maximum charging current of the inductor.
  • the power P has the same time profile. Since the time course of the power is decisive for the ripple of the input current generated by the ballast, it is possible to influence the ripple in that the cycle frequency has a predetermined course with respect to the phase of the input voltage.
  • the cycle frequency is significantly higher than the frequency of the input voltage. If the frequency of the input voltage (mains voltage) is 50 Hz, the cycle frequency is preferably of the order of 30 kHz.
  • the cycle frequency can be varied over a period of the input voltage so that a curve arises from a fundamental oscillation (with the frequency of the input voltage) and numerous harmonics, the fundamental oscillation components of which correspond to the maximum permissible degree of deformation of the fundamental oscillation.
  • the upper limit of the charging current is changed as a function of the phase position of the input voltage, in such a way that the square of the maximum value of the charging current is varied in accordance with a predetermined curve shape which has the frequency of the input voltage.
  • the duration of the charge and discharge cycles, i.e. the cycle frequency f z , is constant.
  • the maximum allowable degree of deformation of the performance curve can be determined according to the VDE regulations, for example be a specific one for each harmonic order provide for the maximum fundamental component. To this It is possible that a performance curve is compiled with which the harmonic components of the Mains input current the permissible limit values exceed. This can take into account the wish be a compromise between an even temporal power distribution and the maximum allowable Harmonic content.
  • the ballast according to the invention sets the AC voltage coming into the network without being converted into a DC voltage in an AC supply for the Discharge lamp around.
  • This AC supply is high-frequency (e.g. 30 kHz)
  • the envelope curve corresponds to that Frequency of the input voltage (e.g. 50Hz).
  • the envelope of the alternating supply current has a temporal Between, a sine function and a Rectangular function.
  • the ballast according to the invention also offers the Possibility in the ignition phase to the usual To waive burst pulses from the control unit generated separately to ignite the fluorescent lamp. Rather, the ignition can be done with the same high frequency Impulses are carried out with those too later stationary lamp operation takes place. A separate Ignition phase that precedes the operating phase therefore not necessary.
  • the ballast according to the invention offers the possibility of one of the fluorescent lamps parallel connected further switch, by the control unit should be controlled to do without.
  • a resistance element in the ballast according to the invention be used, for example a PTC resistor, which becomes high-resistance after the preheating phase.
  • the input voltage U N which is the line voltage of 50 Hz, is present at the input.
  • This mains voltage is fed to the ballast via a filter and radio interference suppression circuit (not shown).
  • One pole of the input voltage U N is connected to the one main connection of the bidirectional electronic switch T1, the other main connection of which is connected to the inductance L.
  • the inductance L lies in a transverse branch of the circuit and connects the second main connection of the switch T1 via a measuring resistor R to the other pole of the input voltage U N.
  • the discharge lamp EL has at opposite ends an electrode E1 and E2 on.
  • the electrodes E1 and E2 are by a third bidirectional electronic switch T3 with each other connected.
  • the electronic switches T1, T2 and T3 are controlled by the control unit SE, which is a microprocessor.
  • This microprocessor is connected to the poles of the input voltage U N , so that it receives information about the time course of the input voltage and in particular about the respective phase position of the input voltage. It is also connected to the two ends of the measuring resistor R, so that it receives information about the current i flowing through the inductance L.
  • FIG. 2 shows the time course of the current i flowing through the inductance L in the operating phase.
  • the switches T1 and T2 are operated inversely to each other. If the switch T1 is conductive and the switch T2 is blocked, the inductance L charges, which is denoted by 10 in FIG. 2.
  • the current i increases linearly because there is practically no ohmic resistance in the series circuit which contains the electronic switch T1 and the inductance L.
  • the value of the measuring resistor R is very small.
  • the control unit SE determines the limit value i o in the control unit SE and the control unit then carries out the discharge phase of the inductance L, in which the switch T1 is blocked and the switch T2 is conductive.
  • the inductance L discharges, striving to maintain the current that has flowed in the charging phase.
  • the current now flows from the inductance L via the measuring resistor R, the discharge lamp EL and the conductive switch T2 back to the inductance L. Since the current flows through a consumer, namely the discharge lamp EL, it decreases in the manner of an e-function.
  • the discharge phase 11 is ended when the cycle time t z has reached a predetermined value, the size of which will be explained. After the first cycle time t z 1 has elapsed, the next cycle time t z 2 follows.
  • the charging time in which the inductance L is charged is t a 1 and the discharging time in which the inductance L is discharged via the discharge lamp EL is t e 1.
  • the charging time t a 2 is the charging time t a 2 and the final charging time t e 2.
  • the duration of the charging times t a 1 and t a 2 depends on the current level of the input voltage U N , that is, inter alia, also on the phase position of the input voltage. If the input voltage is large, the charging time, namely the time until the current i reaches the limit value i o , is small, and if the input voltage is small, the charging time is large. In any case, the charging phase continues until the current has reached the limit value i o , so that, regardless of the instantaneous level of the input voltage, the energy transferred into the inductance L is always the same. This energy is discharged in the subsequent discharge phase 11.
  • the charge / discharge cycles take place in the cycle time t z .
  • the cycle frequency f z is 1 / t z .
  • the lamp power P is proportional to the cycle frequency f z .
  • Fig. 3 the current i and the power P are above that Phase angle of the input voltage plotted.
  • the curve 20 gives the time profile of the power P in the case of an ohmic consumer.
  • the performance curve 20 corresponds to the square of the sine of the input voltage. With such a curve course none Harmonics generated. This course of the performance curve However, 20 has the disadvantage that the performance is temporal fluctuates greatly.
  • the fluorescent lamp is desirable to operate with constant power over time.
  • the power curve 22 which can be implemented with the circuit according to FIG. 1.
  • the mains input current contains harmonic components, the maximum value permissible according to DIN VDE 0838 being adopted for each harmonic order.
  • This standard provides the following maximum values for the fundamental oscillation components of the harmonics of the mains input current: Harmonic order n Maximum value stated in% of the basic oscillation current of the lamp 2nd 5 3rd 30 ⁇ 5 7 7 4th 9 3rd 11 ⁇ n ⁇ 39 2nd
  • the power curve 22 thus results with that shown temporal course.
  • the integral (i.e. the Area) of this power curve 22 is equal to that the power curve 20 and also equal to that the power curve 21. It can be seen that the essentially trapezoidal power curve 22 a compromise between the power curves 20 and 21 because it is flatter and wider than the power curve 20, on the other hand, however, contains fewer harmonic components than the performance curve 21.
  • the power curve 22 is in the present embodiment based on those shown in the table permissible input current harmonics determined has been, so to speak, like a Fourier synthesis.
  • the cycle frequency f z is selected so that its time profile corresponds to the time profile of the power curve 22.
  • Such a time course of the cycle frequency f z over the phase of the input voltage is stored in a memory of the control unit SE, for example in the form of a table. If a certain phase position of the input voltage is determined, the associated value of the cycle frequency is read from the memory. The duration of the respective cycle time t z results from the value of the cycle frequency. After the cycle time t z has elapsed, the respective cycle is ended and the next cycle begins with the associated new cycle duration.
  • the control unit SE contains in a table the different cycle frequencies or the cycle times (the reciprocal values of the cycle frequencies) as a function of the phase angles of the input voltage.
  • the discharge lamp EL is a fluorescent lamp with heatable electrodes E1 and E2. With such a fluorescent lamp, preheating must be carried out before ignition.
  • FIG. 4 shows a) the course of the current i in the preheating phase.
  • the limit value i o at which the charging phase of the inductance is ended, is reduced to the value i ov , which is lower than i o .
  • the representations b) and c) show the switching states of the electronic switches T1 and T2, which are controlled by the control unit SE as a function of the preheating limit value i ov being reached.
  • the frequency of the preheating periods is also varied in accordance with the power curve 22 in FIG. 3 as a function of the phase position of the input voltage.
  • Representation d) in Fig. 4 shows the switching state of the third electronic switch T3, which is conductive in the preheating phase.
  • the ignition phase is carried out.
  • the electronic switch T3 is permanently blocked in the ignition phase and the subsequent operating phase.
  • the normal limit value i o of the charging current is effective, which is also effective in the operating phase.
  • the cycle duration t z varies in accordance with the power curve 22 in FIG. 3.
  • an actuator SG is connected to the control unit SE, with which the dimming operation of the discharge lamp EL can be controlled.
  • the limit value i o of the current is reduced, so that the power supplied to the lamp is reduced.
  • FIG. 5 differs from that of FIG. 1 in that the inductance L consists of a transformer, the primary winding L1 is connected in series with the first electronic switch Tl and the measuring resistor R to the input voltage U N and the secondary winding L2 forms a closed circuit with the switch T2 and the discharge lamp EL.
  • the two circuits are thus galvanically decoupled from one another by the transformer.
  • the third switch T3 of FIG. 1 is replaced by a resistance element R v , which becomes high-resistance after the preheating phase has ended.
  • This resistance element R v is, for example, a PTC resistor which has a low resistance in the cold state during the preheating phase and which then becomes high resistance.
  • the resistance element R v can also be used in the circuit according to FIG. 1 in order to replace the third switch T3 there.
  • the two switches T1 and T2 are controlled in FIG. 5 in the same way as was explained with reference to FIG. 1.
  • the inductor L consists of two partial inductors L3 and L4.
  • the parallel inductor L3 is arranged in the same way as the inductor L in FIG. 1 and the series inductor L4 is arranged between the first electronic switch T1 and the second electronic switch T2.
  • Both partial inductors L3 and L4 are magnetically coupled to one another by a common core 25.
  • voltages U 1 and U 2 arise at the partial inductors L3 and L4, which add up to give the ignition voltage for the lamp.
  • the voltage occurring at switch T1 only has the maximum value of U N + U 1 .
  • the switch T1 therefore does not need to have such a high dielectric strength as in the exemplary embodiment in FIG. 1.
  • two first electronic switches T11 and T12 are provided, each of which is connected in series with a rectifier D1 or D2, the rectifiers D1 and D2 being polarized in opposite directions to one another.
  • the two series connections from the switch T11 and the rectifier D1 on the one hand and the switch T12 and the rectifier D2 on the other hand form a parallel connection.
  • the connection of the switch T11 to the rectifier D1 is connected via an inductor L5 and a measuring resistor R to the second pole of the input voltage U N.
  • the connection point between the switch T12 and the rectifier D2 is connected to the measuring resistor R via an inductor L6.
  • switch T11 controls the positive half-wave and switch T12 controls the negative half-wave of the input voltage, which is shown in FIG. 8.
  • the switches T11 and T12 are controlled by the control unit SE in the same manner as was explained with reference to FIG. 1, with the difference that the switch T11 is blocked during the negative half-wave of the input voltage and the switch T12 is blocked during the positive half-wave .
  • the one Rectifier circuit D1, D2, D3, D4 connected in series is.
  • the inductance L5 is connected to the cathodes Rectifiers D1 and D3 connected and the inductance L6 is connected to the anodes of rectifiers D2 and D4.
  • the charging current flows in the positive half-wave via switch T1 and rectifier D3 to inductance L5 and the discharge current flows from the inductor L5 by the lamp EL and the rectifier D1.
  • the negative half wave of the input voltage flows the charging current via the switch T1, the rectifier D4 and the inductance L6 and the discharge current overflow the lamp EL and the diode D2. In this case it is only there is a single electronic switch to be controlled.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Electroluminescent Light Sources (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein Wechselspannungs-vorschaltgerät für elektrische Entladungslampen, und insbesondere für Leuchtstofflampen, welche beheizbare Elektroden aufweisen.
Ein Wechselspannungs-vorschaltgerät der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art ist bekannt aus DE 41 01 980 Al. Bei diesem bekannten vorschaltgerät wird eine Induktivität über einen ersten elektronischen Schalter aufgeladen und anschließend wird dieser Schalter gesperrt und die Induktivität wird über einen zweiten elektronischen Schalter und die Leuchtstofflampe entladen. Der Leuchtstofflampe ist ein dritter elektronischer Schalter parallelgeschaltet. Wenn die Amplitude der Eingangswechselspannung größer ist als ein vorbestimmter Schwellwert, wird die Lampe ständig mit gesperrtem dritten Schalter, also ohne Kurzschluß, betrieben. Bei unterhalb des Grenzwertes liegender Eingangsspannung wird der dritte elektronische Schalter abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Durch das Ein- und Ausschalten des dritten Schalters mit Hochfrequenz wird erreicht, daß die Lampenspannung auch bei kleinen Werten der Eingangsspannung einen Wert annimmt, der für die Aufrechterhaltung des Lampenbetriebs ausreicht. Die Höhe der dabei entstehenden Lampenspannung kann durch eine Veränderung des Tastverhältnisses und/oder der Frequenz der Betätigung des dritten Schalters in dem jeweils gewünschten Maße verändert werden. Das Vorschaltgerät liefert über eine Periode der Eingangsspannung eine weitgehend konstante Lampenleistung. Je höher die Konstanz der Lampenleistung wird, umso größer wird die Welligkeit, die das Vorschaltgerät im Netzstrom hervorruft. Durch geeignete Bemessung der Schaltung kann erreicht werden, daß der zeitliche Verlauf der Lampenleistung über eine Periodendauer von 360° der Eingangsspannung zwei nebeneinanderliegende Maxima aufweist und dazwischen auf Null geht. Damit wird einerseits ein guter Wirkungsgrad und andererseits eine geringe Oberwellenerzeugung bewirkt. Ein Nachteil besteht jedoch darin, daß es schwierig ist, die Form der Leistungskurve zu verändern oder der erforderlichen maximalen Welligkeit so anzupassen, daß die behördlichen Vorschriften erfüllt werden, andererseits aber eine möglichst große und konstante Leistung übertragen wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Wechselspannungs-Vorschaltgerät zu schaffen, das eine einfache Bestimmung oder Veränderung der hervorgerufenen Welligkeit ermöglicht.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen.
Bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät gibt die Steuereinheit die Zyklusfrequenz, d.h. die Zyklusdauer der Lade- und Entladevorgänge, oder den maximalen Ladestrom der Induktivität, als Funktion der Phase der Eingangsspannung vor. Dies bedeutet, daß die Steuereinheit entweder eine Formel oder Kurve oder eine Tabelle enthält, in der für jede Phasenlage der Eingangsspannung eine Zyklus frequenz bzw. Zyklusdauer, oder der obere Grenzwert des Ladestroms, des betreffenden Lade- und Entladevorgangs enthalten ist. Der jeweilige Zyklus wird nach Ablauf der phasenabhängigen Zyklusdauer beendet. Die Erfindung geht von dem Gedanken aus, daß die während eines Zyklus aus Lade- und Entladevorgang zur Lampe übertragene Leistung P proportional zur Frequenz des betreffenden Zyklus und proportional zum Quadrat des maximalen Ladestroms der Induktivität ist. Die Lampenleistung P in einem sehr kurzen Phasenintervall beträgt P = L2 io 2 · fz, wobei L die Induktivität, io der obere Grenzwert des Lade- oder Entladestromes und fz die Zyklusfrequenz ist. Da L für das betreffende Vorschaltgerät eine Konstante ist, ist die Leistung P proportional der Zyklusfrequenz fz, wenn io konstant ist.
Wenn man nach der ersten Variante des Patentanspruchs 1 einen bestimmten zeitlichen Verlauf der Zyklusfrequenz vorgibt, hat die Leistung P denselben zeitlichen Verlauf. Da der zeitliche Verlauf der Leistung maßgebend für die von dem Vorschaltgerät erzeugte Welligkeit des Eingangs stromes ist, ist es möglich, die Welligkeit dadurch zu beeinflussen, daß die Zyklus frequenz einen vorbestimmten Verlauf in Bezug auf die Phase der Eingangsspannung hat. Dabei ist die Zyklus frequenz wesentlich höher als die Frequenz der Eingangsspannung. Wenn die Frequenz der Eingangsspannung (Netzspannung) 50 Hz beträgt, liegt die Zyklus frequenz vorzugsweise in der Größenordnung von 30 kHz. Während einer Periode der Eingangsspannung werden also zahlreiche Impulse (Zyklen) mit variierender Zyklusdauer tz durchgeführt, wobei die augenblickliche Zyklusfrequenz fz = 1/tz beträgt. Die Zyklusfrequenz kann über eine Periodendauer der Eingangsspannung so variiert werden, daß eine Kurve aus einer Grundschwingung (mit der Frequenz der Eingangsspannung) und zahlreichen Oberschwingungen entsteht, deren Grundschwingungsanteile dem maximal zulässigen Verformungsgrad der Grundschwingung entsprechen.
Nach der zweiten Variante des Patentanspruchs 1 wird der obere Grenzwert des Ladestroms als Funktion der Phasenlage der Eingangsspannung verändert, und zwar in der Weise, daß das Quadrat des Maximalwertes des Ladestroms entsprechend einer vorgegebenen Kurvenform, die die Frequenz der Eingangsspannung hat, variiert wird. Hierbei ist die Dauer der Ladeund Entladezyklen, also auch die Zyklusfrequenz fz, konstant.
Der maximal zulässige Verformungsgrad der Leistungskurve kann beispielsweise nach den VDE-Vorschriften bestimmt sein, die für jede Oberschwingungsordnung einen bestimmten maximalen Grundschwingungsanteil vorsehen. Auf diese Weise ist es möglich, daß eine Leistungskurve zusammengestellt wird, mit der die Oberschwingungsanteile des Netzeingangsstromes die zulässigen Grenzwerte nicht überschreiten. Damit kann dem Wunsch Rechnung getragen werden, einen Kompromiß zwischen einer gleichmäßigen zeitlichen Leistungsverteilung und dem maximal zulässigen Oberschwingungsgehalt zu entsprechen.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät setzt die aus dem Netz kommende Wechselspannung ohne Umformung in eine Gleichspannung in einen Versorgungswechselstrom für die Entladungslampe um. Dieser Versorgungswechselstrom ist hochfrequent (z.B. 30 kHz), die Hüllkurve entspricht der Frequenz der Eingangsspannung (z.B. 50Hz). Die Hüllkurve des Versorgungswechselstroms hat einen zeitlichen Verfauf, der zwischen einer Sinusfunktion und einer Rechteckfunktion liegt.
Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät bietet weiterhin die Möglichkeit, in der Zündphase auf die sonst üblichen Burst-Impulse zu verzichten, die von dem Steuergerät separat erzeugt werden, um die Leuchtstofflampe zu zünden. Das Zünden kann vielmehr mit den gleichen hochfrequenten Impulsen durchgeführt werden, mit denen auch der spätere stationäre Lampenbetrieb erfolgt. Eine separate Zündphase, die der Betriebsphase vorausgeht, ist demnach nicht erforderlich.
Schießlich bietet das erfindungsgemäße Vorschaltgerät die Möglichkeit, auf einen der Leuchtstofflampe parallelgeschalteten weiteren Schalter, der von der Steuereinheit gesteuert werden müßte, zu verzichten. Anstelle eines solchen Schalters, der die Dauer der Vorheizphase für die Elektroden der Entladungslampe bestimmt, kann bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät ein Widerstandselement verwendet werden, beispielsweise ein PTC-Widerstand, der nach Ablauf der Vorheisphase hochohmig wird.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1
eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform des Vorschaltgerätes,
Fig. 2
den zeitlichen Verlauf der aufeinanderfolgenden Zykluszeiten bei der Schaltung nach Fig. 1,
Fig. 3
eine graphische Darstellung verschiedener Verläufe von Leistung und Eingangsstrom über der Phasenlage der Eingangsspannung bei der Schaltung nach Fig. 1,
Fig. 4
Zeitdiagramme während der Vorheizphase, der Zündphase und der Betriebsphase,
Fig. 5
eine zweite Ausführungsform, bei der die Induktivität ein Transformator ist und der Lade- und Entladestromkreis voneinander galvanisch entkoppelt sind,
Fig. 6
eine dritte Ausführungsform, bei der die Induktivität in eine Parallelinduktivität und eine Serieninduktivität, die magnetisch miteinander gekoppelt sind, unterteilt ist,
Fig. 7
eine vierte Ausführungsform mit zwei ersten elektronischen Schaltern für jeweils eine Halbwelle der Eingangsspannung,
Fig. 8
ein Zeitdiagramm der Schaltung nach Fig. 7 und
Fig. 9
ein Ausführungsbeispiel ähnlich demjenigen von Fig. 8, jedoch mit nur einem einzigen ersten elektronischen Schalter.
Bei dem Vorschaltgerät nach Fig. 1 liegt am Eingang die Eingangsspannung UN, bei der es sich um die Netzspannung von 50 Hz handelt. Diese Netzspannung wird dem Vorschaltgerät über eine (nicht dargestellte) Filter- und Funkentstörschaltung zugeführt. Der eine Pol der Eingangsspannung UN ist mit dem einen Hauptanschluß des bidirektionalen elektronischen Schalters T1 verbunden, dessen anderer Hauptanschluß an die Induktivität L angeschlossen ist. Die Induktivität L liegt in einem Querzweig der Schaltung und verbindet den zweiten Hauptanschluß des Schalters T1 über einen Meßwiderstand R mit dem anderen Pol der Eingangsspannung UN.
Parallel zu der Reihenschaltung aus der Induktivität L und dem Meßwiderstand R liegt die Reihenschaltung aus dem zweiten bidirektionalen elektronischen Schalter T2 und der Entladungslampe EL. Die Entladungslampe EL weist an entgegengesetzten Enden jeweils eine Elektrode E1 und E2 auf. Die Elektroden E1 und E2 sind durch einen dritten bidirektionalen elektronischen Schalter T3 miteinander verbunden.
Die elektronischen Schalter T1,T2 und T3 werden von der Steuereinheit SE gesteuert, bei der es sich um einen Mikroprozessor handelt. Dieser Mikroprozessor ist mit den Polen der Eingangsspannung UN verbunden, so daß er eine Information über den zeitlichen Verlauf der Eingangsspannung und insbesondere über die jeweilige Phasenlage der Eingangsspannung erhält. Er ist ferner mit den beiden Enden des Meßwiderstandes R verbunden, so daß er eine Information über den durch die Induktivität L fließenden Strom i empfängt.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf des durch die Induktivität L fließenden Stroms i in der Betriebsphase. Die Schalter T1 und T2 sind invers zueinander betrieben. Wenn der Schalter T1 leitend und der Schalter T2 gesperrt ist, lädt sich die Induktivität L auf, was in Fig. 2 mit 10 bezeichnet ist. Der Strom i erhöht sich dabei linear, weil in der Reihenschaltung, die den elektronischen Schalter T1 und die Induktivität L enthält, praktisch kein ohmscher Widerstand enthalten ist. Der Wert des Meßwiderstands R ist sehr klein. Wenn der Strom i einen oberen Grenzwert io erreicht hat, ist die Aufladephase beendet. Das Erreichen des Grenzwertes io wird in der Steuereinheit SE festgestellt und die Steuereinheit führt daraufhin die Entladephase der Induktivität L durch, in der der Schalter T1 gesperrt und der Schalter T2 leitend ist. In dieser Entladephase entlädt sich die Induktivität L, wobei sie bestrebt ist, den Strom, der in der Aufladephase geflossen ist, weiter aufrechtzuerhalten. Der Strom fließt nunmehr von der Induktivität L über den Meßwiderstand R, die Entladungslampe EL und den leitenden Schalter T2 zurück zur Induktivität L. Da der Strom durch einen Verbraucher, nämlich die Entladungslampe EL, fließt, nimmt er nach Art einer e-Funktion ab. Die Entladephase 11 wird beendet, wenn die Zykluszeit tz einen vorgegebenen Wert erreicht hat, dessen Größe noch erläutert wird. Nach Ablauf der ersten Zykluszeit tz1 folgt die nächste Zykluszeit tz2.
In der ersten Zykluszeit tz1 beträgt die Aufladezeit, in der die Induktivität L geladen wird, ta1 und die Entladezeit, in der die Induktivität L über die Entladungslampe EL entladen wird, beträgt te1. In der darauffolgenden zweiten Zykluszeit tz2 beträgt die Aufladezeit ta2 und die Endladezeit te2. Die Dauer der Aufladezeiten ta1 und ta2 hängt von der momentanen Höhe der Eingangsspannung UN ab, also unter anderem auch von der Phasenlage der Eingangsspannung. Wenn die Eingangsspannung groß ist, ist die Aufladezeit, nämlich die Zeit bis der Strom i den Grenzwert io erreicht, klein, und wenn die Eingangsspannung klein ist, ist die Aufladezeit groß. In jedem Fall erfolgt die Aufladephase so lange, bis der Strom den Grenzwert io erreicht hat, so daß, unabhängig von der momentanen Höhe der Eingangsspannung, die in die Induktivität L übertragene Energie stets gleich ist. Diese Energie entlädt sich in der anschließenden Entladephase 11.
Die Lade-/Entladezyklen vollziehen sich jeweils in der Zykluszeit tz. Die Zyklusfrequenz fz ist 1/tz.
Die zur Lampe übertragene Leistung P ist P = L2 · io 2 · fz.
Da der Grenzwert io konstant ist und da für ein bestimmtes Vorschaltgerät auch die Induktivität L konstant ist, ist die Lampenleistung P proportional zur Zyklus frequenz fz.
In Fig. 3 sind der Strom i und die Leistung P über dem Phasenwinkel der Eingangsspannung aufgetragen. Die Kurve 20 gibt den zeitlichen Verlauf der Leistung P im Falle eines ohmschen Verbrauchers an. Die Leistungskurve 20 entspricht dem Quadrat des Sinus der Eingangsspannung. Bei einem derartigen Kurvenverlauf werden keinerlei Oberschwingungen erzeugt. Dieser Verlauf der Leistungskurve 20 hat jedoch den Nachteil, daß die Leistung zeitlich stark schwankt. Erwünscht ist es, die Leuchtstofflampe mit zeitlich möglichst konstanter Leistung zu betreiben.
Einen Lampenbetrieb mit konstanter Leistung gibt die Leistungskurve 21 an. Bei Realisierung dieser Leistungskurve, bei der die Leistung nur im Bereich von 0° bzw. 180° bzw. 360° bzw. 0° kurzzeitig einbricht und im übrigen einen konstanten Wert hat, würden große Oberschwingungsanteile entstehen, wodurch Störungen in das Versorgungsnetz eingekoppelt würden.
Einen Kompromiß zwischen den Leistungskurven 20 und 21 bildet die Leistungskurve 22, die mit der Schaltung nach Fig. 1 realisierbar ist. Bei dieser Leistungskurve 22 enthält der Netz-Eingangsstrom Oberschwingungsanteile, wobei für jede Oberschwingungsordnung der nach DIN VDE 0838 zuiässige Höchstwert eingenommen wurde. Diese Norm sieht für die Grundschwingungsanteile der Oberschwingungen des Netz-Eingangsstroms folgende Maximalwerte vor:
Oberschwingungsordnung
n		 Maximalwert angegeben in % des Grundschwingungsstromes der Leuchte
2 5
3 30λ
5 7
7 4
9 3
11 ≤ n ≤ 39 2
Bei Ausnutzung dieser maximal zulässigen Verzerrungen ergibt sich also die Leistungskurve 22 mit dem dargestellten zeitlichen Verlauf. Das Integral (d.h. der Flächeninhalt) dieser Leistungskurve 22 ist gleich demjenigen der Leistungskurve 20 und auch gleich demjenigen der Leistungskurve 21. Man erkennt, daß die im wesentlichen trapezförmige Leistungskurve 22 einen Kompromiß zwischen den Leistungskurven 20 und 21 darstellt, weil sie flacher und breiter ist als die Leistungskurve 20, andererseits jedoch weniger Oberwellenanteile enthält als die Leistungskurve 21.
In Fig. 3 ist ferner auch die Stromkurve 23 dargestellt, also der zeitliche Verlauf des Stroms i am Eingang des Vorschaltgeräts bei Anwendung der Leistungskurve 22.
Die Leistungskurve 22 ist bei dem vcrliegenden Ausführungsbeispiel anhand der in der Tabelle dargestellten höchstzulässigen Eingangsstrom-Oberschwingungen ermittelt worden, also gewissermaßen nach Art einer Fourier-Synthese.
Nach Auswahl der geeigneten Leistungskurve wird die Zyklus frequenz fz so gewählt, daß ihr zeitlicher Verlauf dem zeitlichen Verlauf der Leistungskurve 22 entspricht. In einem Speicher der Steuereinheit SE ist ein derartiger zeitlicher Verlauf der Zyklus frequenz fz über der Phase der Eingangsspannung gespeichert, beispielsweise in Form einer Tabelle. Wenn eine bestimmte Phasenlage der Eingangsspannung festgestellt wird, wird aus dem Speicher der zugehörige Wert der Zyklus frequenz ausgelesen. Aus dem Wert der Zyklusfrequenz ergibt sich die Dauer der jeweiligen Zykluszeit tz. Nach Ablauf der Zykluszeit tz wird der jeweilige Zyklus beendet und der nächstfolgende Zyklus mit der zugehörigen neuen Zyklusdauer begonnen. Die Steuereinheit SE enthält in einer Tabelle die verschiedenen Zyklusfrequenzen oder die Zyklusdauern (die reziproken Werte der Zyklusfrequenzen) in Abhängigkeit von den Phasenwinkeln der Eingangsspannung.
Die bisherige Beschreibung beschränkte sich auf die Betriebsphase. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Entladungslampe EL eine Leuchtstofflampe mit beheizbaren Elektroden E1 und E2. Bei einer derartigen Leuchtstofflampe muß vor dem Zünden eine Vorheizung erfolgen. Fig. 4 zeigt in der Darstellung a) den Verlauf des Stroms i in der Vorheizphase. In der Vorheizphase ist der Grenzwert io, bei dem die Aufladephase der Induktivität beendet wird, auf den Wert iov verringert, der niedriger ist als io. Die Darstellungen b) und c) zeigen die Schaltzustände der elektronischen Schalter T1 und T2, die von der Steuereinheit SE in Abhängigkeit von dem Erreichen des Vorheiz-Grenzwertes iov gesteuert werden. Die Frequenz der Vorheizperioden wird ebenfalls entsprechend der Leistungskurve 22 in Fig. 3 in Abhängigkeit von der Phasenlage der Eingangsspannung variiert. Darstellung d) in Fig. 4 zeigt den Schaltzustand des dritten elektronischen Schalters T3, der in der Vorheizphase leitend ist. Nach Beendigung der Vorheizphase, die eine vorbestimmte Dauer hat, wird die Zündphase durchgeführt. In der Zündphase und der anschließenden Betriebsphase ist der elektronische Schalter T3 dauernd gesperrt. In der Zündphase ist der normale Grenzwert io des Aufladestroms wirksam, der auch in der Betriebsphase wirksam ist. Die Zyklusdauer tz variiert entsprechend der Leistungskurve 22 in Fig. 3. In der Zündphase entstehen, während der Schalter T1 gesperrt und der Schalter T2 leitend ist, an der Entladungslampe EL Spannungsimpulse UL, die in der Darstellung e) von Fig. 4 abgebildet sind. Diese Spannungsimpulse, deren mittlere Frequenz bei etwa 30 kHz liegt, bewirken das Zünden der Entladungslampe. Nach dem Zünden entsteht die Betriebsphase, in der die Steuerung der Schalter T1 und T2 in gleicher Weise erfolgt wie in der Zündphase. Die Lampenspannung UL hat in der Betriebsphase den in Darstellung e) von Fig. 4 gezeigten Verlauf. Der Zeitmaßstab ist in Darstellung e) in der Betriebsphase größer als in der Vorheizphase und der Zündphase. Die Lampenspannung UL variiert mit der 50 Hz-Frequenz der Eingangsspannung und setzt sich aus zahlreichen hochfrequenten Impulsen einer mittleren Impulsfrequenz von 30 kHz zusammen.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist an die Steuereinheit SE ein Stellglied SG angeschlossen, mit dem der Dimmbetrieb der Entladungslampe EL gesteuert werden kann. Beim Dimmbetrieb wird der Grenzwert io des Stromes verringert, so daß die der Lampe zugeführte Leistung verringert wird.
Das Ausführungsbeispiel von Fig. 5 unterscheidet sich von demjenigen der Fig. 1 dadurch, daß die Induktivität L aus einem Transformator besteht, dessen Primärwicklung Ll in Reihe mit dem ersten elektronischen Schalter Tl und dem Meßwiderstand R an die Eingangsspannung UN angeschlossen ist und dessen Sekundärwicklung L2 mit dem Schalter T2 und der Entladungslampe EL einen geschlossenen Stromkreis bildet. Die beiden Stromkreise sind somit durch den Transformator galvanisch voneinander entkoppelt. Ferner ist der dritte Schalter T3 von Fig. 1 durch ein Widerstandselement Rv ersetzt, das nach Beendigung der Vorheizphase durch Erwärmung hochohmig wird. Dieses Widerstandselement Rv ist beispielsweise ein PTC-Widerstand, der während der Vorheizphase im kalten Zustand niederohmig ist und der danach hochohmig wird. Auf diese Weise ist ein elektronischer Schalter, der von der Steuereinheit gesteuert werden müßte, entbehrlich. Das Widerstandselement Rv kann auch bei der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden, um dort den dritten Schalter T3 zu ersetzen. Die Steuerung der beiden Schalter T1 und T2 erfolgt in Fig. 5 in gleicher Weise wie dies anhand von Fig. 1 erläutert wurde.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 6 besteht die Induktivität L aus zwei Teil-Induktivitäten L3 und L4. Die Parallelinduktivität L3 ist in gleicher Weise angeordnet wie die Induktivität L in Fig. 1 und die Serieninduktivität L4 ist zwischen dem ersten elektronischen Schalter T1 und dem zweiten elektronischen Schalter T2 angeordnet. Beide Teilinduktivitäten L3 und L4 sind durch einen gemeinsamen Kern 25 magnetisch miteinander gekoppelt. In der Entladungsphase entstehen an den Teilinduktivitäten L3 und L4 die Spannungen U1 und U2, die sich addieren, um die Zündspannung für die Lampe zu ergeben. Andererseits hat die am Schalter T1 auftretende Spannung nur den Maximalwert von UN + U1. Der Schalter T1 braucht also nicht eine so hohe Spannungsfestigkeit zu haben wie bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 7 sind zwei erste elektronische Schalter T11 und T12 vorgesehen, von denen jeder mit einem Gleichrichter D1 bzw. D2 in Reihe geschaltet ist, wobei die Gleichrichter D1 und D2 einander entgegengesetzt gepolt sind. Die beiden Reihenschaltungen aus dem Schalter T11 und dem Gleichrichter D1 einerseits und dem Schalter T12 und dem Gleichrichter D2 andererseits bilden eine Parallelschaltung. Die Verbindung des Schalters T11 mit dem Gleichrichter D1 ist über eine Induktivität L5 und einen Meßwiderstand R mit dem zweiten Pol der Eingangsspannung UN verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Schalter T12 und dem Gleichrichter D2 ist über eine Induktivität L6 mit dem Meßwiderstand R verbunden. Bei diesem Ausführungsbeispiel steuert der Schalter T11 die positive Halbwelle und der Schalter T12 die negative Halbwelle der Eingangsspannung, was in Fig. 8 dargestellt ist. Die Schalter T11 und T12 werden von der Steuereinheit SE in gleicher Weise gesteuert wie dies anhand von Fig. 1 erläutert wurde, mit dem Unterschied, daß der Schalter T11 während der negativen Halbwelle der Eingangsspannung gesperrt wird und der Schalter T12 während der positiven Halbwelle gesperrt wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 9 ist nur ein einziger erster Schalter T1 vorhanden, der mit einer Gleichrichterschaltung D1,D2,D3,D4 in Reihe geschaltet ist. Die Induktivität L5 ist mit den Kathoden der Gleichrichter D1 und D3 verbunden und die Induktivität L6 ist mit den Anoden der Gleichrichter D2 und D4 verbunden. In der positiven Halbwelle fließt der Ladestrom über den Schalter T1 und den Gleichrichter D3 zur Induktivität L5 und der Entladestrom fließt von der Induktivität L5 durch die Lampe EL und den Gleichrichter D1. In der negativen Halbwelle der Eingangsspannung fließt der Ladestrom über den Schalter T1, den Gleichrichter D4 und die Induktivität L6 und der Entladestrom fließt über die Lampe EL und die Diode D2. In diesem Fall ist nur ein einziger zu steuernder elektronischer Schalter vorhanden.

Claims (12)

  1. Wechselspannungs-Vorschaltgerät für elektrische Entladungslampen, mit einer Induktivität (L), einem ersten elektronischen Schalter (T1) zum Laden der Induktivität durch Anschließen der Induktivität (L) an die Eingangsspannung (UN), einem zu dem ersten elektronischen Schalter (T1) invers betriebenen zweiten elektronischen Schalter (T2) oder Gleichrichter (D1,D2) zum Entladen der Induktivität (L) über die Entladungslampe (EL), und einer Steuereinheit (SE), die den Lade- und Entladezyklus der Induktivität (L) steuert,
    dadurch gekennzeichnet
    daß die Steuereinheit (SE) die Zyklusfrequenz (fz) der Lade- und Entladezyklen oder einen oberen Grenzwert (io) für die Höhe des Ladestroms (i) der Induktivität (L) als Funktion der Phase der Eingangsspannung (UN) vorgibt und den jeweiligen Zyklus nach Ablauf der phasenabhängigen Zyklusdauer (tz) beendet oder nach Erreichen des phasenabhängigen oberen Grenzwertes (io) des Ladestroms das Entladen beginnt und den jeweiligen Zyklus nach Ablauf einer konstanten Zyklusdauer (tz) beendet.
  2. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (SE) ein dem Ladestrom der Induktivität (L) entsprechendes Signal empfängt und das Laden der Induktivität (L) beendet und das Entladen beginnt, wenn der Ladestrom (i) einen vorgegebenen oberen Grenzwert (io) erreicht.
  3. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zyklusfrequenz (fz), bzw. der obere Grenzwert (io) des Ladestroms (i), über einen Phasenwinkelbereich der Eingangsspannung von 180° im wesentlichen trapezförmigen Verlauf hat.
  4. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zyklusfrequenz (fz), bzw. der obere Grenzwert (io) des Ladestroms (i), über einen Phasenwinkelbereich der Eingangsspannung (UN) von 180° einer Kurve entspricht, die aus einer Grundschwingung und aus zahlreichen geradzahligen und ungeradzahligen Oberschwingungen, deren Grundschwingungsanteile dem maximal zulässigen Verformungsgrad der Grundschwingung entsprechen, besteht.
  5. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der obere Grenzwert (io) des Ladestroms (i) zum Dimmen veränderbar ist.
  6. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in einer Zündphase der erste elektronische Schalter (T1) in gleicher Weise gesteuert ist wie in der Betriebsphase, wobei die mit der Zyklusfrequenz (fz) an der Lampe (EL) erzeugten Impulse als Zünd-Impulse benutzt werden.
  7. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß in einer Vorheizphase bei miteinander verbundenen Lampenelektroden (E1,E2) der obere Grenzwert (io) des Ladestroms gegenüber der Betriebsphase verringert ist.
  8. Wechselspannungs-vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L) aus einem Transformator besteht, der den ersten elektronischen Schalter (T1) enthaltenden Stromkreis von dem die Lampe (EL) enthaltenden Stromkreis galvanisch trennt.
  9. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L) aus einer zur Lampe (EL) parallelgeschalteten Parallelinduktivität (L3) und aus einer zwischen den ersten elektronischen Schalter (T1) und die Lampe (EL) geschalteten Serieninduktivität (L4) besteht, die beide einen gemeinsamen Kern (25) haben.
  10. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwei erste elektronische Schalter (T11,T12) vorgesehen sind, die mit Gleichrichtern (D1,D2) unterschiedlicher Polarität in Reihe geschaltet sind, und daß jeder erste elektronische Schalter (T11,T12) zusammen mit seinem Gleichrichter (D1,D2) an eine eigene Induktivität (L5,L6) angeschlossen ist.
  11. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein einziger erster elektronischer Schalter (T1) vorgesehen ist, der mit zwei Gleichrichterzweigen aus gegenpolig in Reihe geschalteten Gleichrichtern (D3,D1;D4,D2) in Reihe geschaltet ist, und daß jeder Gleichrichterzweig an eine eigene Induktivität (L5,L6) angeschlossen ist.
  12. Wechselspannungs-Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 12 dadurch gekennzeichnet, daß der Lampe (EL) ein Widerstandselement (Rv) parallelgeschaltet ist, das nach Beendigung der Vorheizphase durch Erwärmung hochohmig wird.
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