[go: up one dir, main page]

DE19955673A1 - Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter - Google Patents

Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter

Info

Publication number
DE19955673A1
DE19955673A1 DE19955673A DE19955673A DE19955673A1 DE 19955673 A1 DE19955673 A1 DE 19955673A1 DE 19955673 A DE19955673 A DE 19955673A DE 19955673 A DE19955673 A DE 19955673A DE 19955673 A1 DE19955673 A1 DE 19955673A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
switching
power supply
supply unit
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE19955673A
Other languages
English (en)
Inventor
Bernhard Wagner
Olaf Maertens
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Original Assignee
Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Corporate Intellectual Property GmbH filed Critical Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Priority to DE19955673A priority Critical patent/DE19955673A1/de
Priority to US09/889,467 priority patent/US6477062B1/en
Priority to JP2001537860A priority patent/JP4653370B2/ja
Priority to EP00993127A priority patent/EP1169772B1/de
Priority to DE60011416T priority patent/DE60011416T2/de
Priority to PCT/EP2000/011404 priority patent/WO2001037416A2/en
Publication of DE19955673A1 publication Critical patent/DE19955673A1/de
Priority to US10/246,193 priority patent/US6594160B2/en
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/10—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Es wird eine Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter beschrieben, der mit einem Resonanzkreis (L, C) zusammenwirkt und zur Einstellung der Ausgangsleistung mit einer Steuereinheit (6) ansteuerbar ist. Die Versorgungseinheit zeichnet sich insbesondere dadurch aus, daß sie durch eine erste und eine zweite Schalteinheit (S1, S4; S2, S3) gebildet ist, mit denen in einem ersten Schaltzustand eine Spannung mit einer ersten Polarität und in einem zweiten Schaltzustand eine Spannung mit einer zweiten Polarität an den Resonanzkreis (L, C) anlegbar ist, wobei die Schaltzustände durch die Steuereinheit (6) in der Weise schaltbar sind, daß in einer ersten Betriebsart für geringe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Dauer der Schaltzustände bei einer im wesentlichen konstanten Schaltfrequenz fs, die mindestens um einen vorbestimmten Faktor kleiner ist als die Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises, und in einer zweiten Betriebsart für hohe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Schaltfrequenz im Bereich der Resonanzfrequenz einstellbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter, der mit einem Resonanzkreis zusammenwirkt und zur Einstellung der Ausgangsleistung mit einer Steuereinheit ansteuerbar ist, insbesondere für einen Röntgengenerator.
Eine Leistungsversorgungseinheit dieser Art ist aus der DE 197 24 931 bekannt und umfaßt einen an eine Gleichspannungsquelle angeschlossenen Wechselrichter aus einem ersten und einem zweiten Zweig mit jeweils zwei Halbleiterschaltern, wobei der Ausgang des Wechselrichters an einem durch einen Kondensator und die Streuinduktivität eines Transformators gebildeten Resonanzkreis anliegt. An die Sekundärwicklung des Transformators ist über eine Gleichrichteranordnung eine Röntgenröhre geschaltet. Diese Leistungsversorgungseinheit ist zwischen einer ersten Betriebsart mit einer hohen Kurzzeit- Leistung und einer zweiten Betriebsart mit einer niedrigen Dauerleistung umschaltbar, wobei die Leistungsabgabe mit einer durch Schalten der Halbleiterschalter erzeugten, am Ausgang des Wechselrichters anliegenden, pulsbreitenmodulierten Spannung gesteuert wird. Zur Erhöhung der Dauerleistung in der zweiten Betriebsart ist den beiden Wechselrichterzweigen ein dritter Zweig (Hilfszweig) parallelgeschaltet, der in dieser Betriebsart anstelle des ersten Zweiges aktiviert wird, um eine zusätzliche Induktivität und eine zusätzliche Kapazität in den Primärkreis des Transformators zu schalten. Dadurch wird die Verlustleistung in den Halbleiterschaltern des Wechselrichters und im Transformator reduziert.
Auch wenn eine Leistungssteuerung durch Pulsbreitenmodulation der an den Resonanzkreis angelegten Spannung schaltungstechnisch relativ einfach zu realisieren ist und bei kleinen Ausgangsleistungen praktisch nur Abschaltverluste verursacht werden, hat dieses Verfahren auch bestimmte Nachteile. Bei hohen Ausgangsleistungen werden nämlich entsprechend hohe Ein- und Ausschaltverluste erzeugt. Außerdem nimmt mit zunehmender Pulsbreite, das Ausgangsspannung zu.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Leistungsversorgungseinheit der eingangs genannten Art zu schaffen, deren Betriebszustände über einen relativ weiten Leistungsbereich insbesondere im Hinblick auf die Schaltverluste und die Welligkeit der Ausgangsspannung weiter verbessert sind.
Gelöst wird diese Aufgabe mit einer Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 1, die sich dadurch auszeichnet, daß der Wechselrichter durch eine erste und eine zweite Schalteinheit gebildet ist, mit denen in einem ersten Schaltzustand eine Spannung mit einer ersten Polarität und in einem zweiten Schaltzustand eine Spannung mit einer zweiten Polarität an den Resonanzkreis anlegbar ist, wobei die Schaltzustände durch die Steuereinheit in der Weise schaltbar sind, daß in einer ersten Betriebsart für geringe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Dauer der Schaltzustände bei einer im wesentlichen konstanten Schaltfrequenz fs, die mindestens um einen vorbestimmten Faktor kleiner ist, als die Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises, und in einer zweiten Betriebsart für hohe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Schaltfrequenz im Bereich der Resonanzfrequenz einstellbar ist.
Ein wesentlicher, der Erfindung zugrunde liegender Gedanke besteht somit darin, die Eigenschaften einer Leistungsversorgungseinheit der genannten Art durch Aktivierung verschiedener Betriebsarten in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung zu optimieren.
Die Unteransprüche haben vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung zum Inhalt.
Die Auslegung gemäß Anspruch 2 weist dabei einen Wechselrichter in Form einer Halbbrücke (zwei Halbleiterschalter) auf, während gemäß Anspruch 4 eine Vollbrückenschaltung (vier Halbleiterschalter) vorgesehen ist.
Durch Einschaltung eines Freilaufes als dritter Schaltzustand gemäß Anspruch 5 werden die Scheitelwerte der Resonanzstromamplituden gesenkt, die Verluste weiter vermindert und die Schaltleistungen halbiert. Außerdem ergibt sich durch den unidirektionalen Leistungsfluß eine Entlastung der Resonanzkreiskapazität C.
Zur Erzielung optimaler Eigenschaften der Leistungsversorgungseinheit ist der Faktor, um den die Schaltfrequenz fs in der ersten Betriebsart kleiner ist als die Resonanzfrequenz, gemäß Anspruch 6 vorzugsweise 0,5, während gemäß Anspruch 7 in der zweiten Betriebsart die Schaltfrequenz fs im Bereich von 0,5.fres | fs < fres veränderbar ist.
Bei der Ausführung gemäß Anspruch 8 ist schließlich eine dritte Betriebsart vorgesehen, die insbesondere für einen mittleren Bereich der Ausgangsleistung sinnvoll anzuwenden ist.
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von zwei bevorzugten Ausführungsformen anhand der Zeichnung. Es zeigt:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der ersten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 2 typische Strom- und Spannungsverläufe während einer ersten Betriebsart ohne Freilauf;
Fig. 3 typische Strom- und Spannungsverläufe während der ersten Betriebsart mit Freilauf;
Fig. 4 typische Strom- und Spannungsverläufe während einer zweiten Betriebsart;
Fig. 5 typische Strom- und Spannungsverläufe während einer dritten Betriebsart ohne Freilauf;
Fig. 6 typische Strom- und Spannungsverläufe während der dritten Betriebsart mit Freilauf;
Fig. 7 ein erstes Prinzipschaltbild der zweiten Ausführungsform der Erfindung; und
Fig. 8 ein zweites Prinzipschaltbild der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
Die im folgenden beschriebenen Ausführungsformen finden bevorzugt zur Leistungsversorgung von Röntgenröhren Anwendung. Hierfür und für andere ähnliche Anwendungen beträgt die Zwischenkreisspannung UDC einige 100 V und insbesondere 750 V. Sinnvolle Werte für die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises liegen bei maximal etwa 200 bis 300 kHz, wobei Ströme von bis zu einigen 100 A fließen können. Am Lastwiderstand RL können damit Spannungen von einigen 10 kV bis über einige 100 kV bei Ausgangsströmen von etwa 0 bis über 1 A erzeugt werden.
Die erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsversorgungseinheit umfaßt gemäß Fig. 1 eine Gleichspannungsquelle 10 (Zwischenkreisspannng UDC), an der ein erster Zweig 1 und parallel dazu ein zweiter Zweig 2 eines Wechselrichters anliegt. Der erste Zweig 1 weist einen ersten und einen zweiten Halbleiterschalter (z. B. Schalttransistoren) S1, S2 auf, die in Reihe geschaltet sind. Antiparallel (d. h. mit zu diesen umgekehrter Durchlaßrichtung) zu dem ersten und dem zweiten Halbleiterschalter ist jeweils eine erste bzw. eine zweite Freilaufdiode D1, D2 geschaltet. In entsprechender Weise ist der zweite Zweig 2 durch einen dritten und einen vierten Halbleiterschalter (z. B. ebenfalls Schalttransistoren) S3, S4 gebildet, die in Reihe geschaltet sind. Antiparallel zu dem dritten und vierten Halbleiterschalter liegt jeweils eine dritte bzw. eine vierte Freilaufdiode D3, D4. Der Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleiterschalter S1, S2 stellt einen ersten Ausgangsanschluß P1 des Wechselrichters dar, während an der Verbindung zwischen dem dritten und dem vierten Halbleiterschalter S3, S4 ein zweiter Ausgangsanschluß P2 des Wechselrichters abgezweigt wird.
Die Ausgangsanschlüsse P1, P2 des Wechselrichters sind mit einen Serienresonanzkreis verbunden, der durch eine Induktivität L sowie eine dazu in Reihe geschaltete Kapazität C gebildet ist. In Reihe zwischen diesen beiden Elementen liegt ein Brückengleichrichter Gl, dessen Ausgang über einen Glättungskondensator CL mit einer Last RL verbunden ist.
Mit einer vorzugsweise programmierbaren Steuereinheit 6 werden für jedes Schalterpaar S1/S4 und S2/S3 Schaltsignale erzeugt, mit denen diese Paare abwechselnd in den leitenden bzw. sperrenden Zustand gesteuert werden, so daß an dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluß P1, P2 des Wechselrichters jeweils Rechteckspannungen mit wechselnder Polarität anliegen, die eine (Resonanz-)Tankspannung Utank für den Resonanzkreis bilden. Dieses Pulsmuster kann durch die Steuereinheit durch Schließen einzelner Schalter auch so erzeugt werden, daß ein Freilauf an den Resonanzkreis geschaltet wird. Hierzu wird zum Beispiel der erste Schalter S1 während der Leitphase der dritten Diode D3, der dritte Schalter S3 während der Leitphase der ersten Diode D1, der vierte Schalter S4 während der Leitphase der zweiten Diode D2 oder der zweite Schalter S2 während der Leitphase der vierten Diode D4, oder der erste und dritte Schalter S1/S3 oder der zweite und vierte Schalter S2/S4 leitend geschaltet. In diesen Fällen setzt sich die Spannung an dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluß P1, P2 nur aus den Durchlaßspannungen einer Diode und eines (leitenden) Schalters bzw. zweier leitender Schalter zusammen und ist im allgemeinen sehr klein gegenüber der Zwischenkreisspannung UDC. Eine geeignete Steuereinheit ist zum Beispiel in der DE OS 197 24 931 (PHD97-073) offenbart.
Je nach gewählter Betriebsart und Höhe der Leistungsabgabe in der gewählten Betriebsart wird somit entweder die Pulsdauer oder die Frequenz dieser Tankspannung Utank verändert, oder es wird ein Freilauf geschaltet.
Durch die Veränderung der Tankspannung, die eine entsprechende Änderung des Resonanzstroms durch die Induktivität, den Gleichrichter sowie die Kapazität zur Folge hat, kann folglich an der Last RL eine gleichgerichtete Ausgangsspannung mit einstellbarer Höhe erzeugt werden, wobei der Ausgangsstrom entsprechend der Last im wesentlichen stufenlos von etwa Null bis zu einem Maximalwert eingestellt werden kann.
Im folgenden sollen nun anhand der Fig. 2 bis 6 die Funktionen der Schaltung und die typischen Verläufe der Tankspannung Utank und des Stroms Ires durch den Resonanzkreis in verschiedenen Betriebsarten, mit und ohne Freilauf, beschrieben werden.
Fig. 2 zeigt diese Verläufe für eine erste Betriebsart für geringe Ausgangsleistungen ohne Freilauf. Die Einstellung der Leistung erfolgt in dieser Betriebsart durch Pulsbreitenmodulation der Tankspannung, d. h. der Zeitdauer (erste Phase) T1, mit der jedes Schalterpaar S1/S4 bzw. S2/S3 leitend geschaltet wird. Die Schaltfrequenz fs (Häufigkeit der Schaltvorgänge) ist konstant und kleiner als die Hälfte der Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises.
Während der ersten Phase T1 sind der erste und der vierte Schalter S1, S4 leitend, wobei der zweite und der dritte Schalter S2, S3 sperren. Während dieser Phase baut sich in dem Resonanzkreis ein im wesentlichen sinusförmiger Strom Ires auf, bis der erste und der vierte Schalter S1, S4 wieder geöffnet, das heißt in den sperrenden Zustand geschaltet werden. Während der Strom Ires von dem abgeschalteten Schalter S1; S4 auf die antiparallele Diode D2; D3 des jeweils anderen Schalters S2, S3 in dem jeweils gleichen Zweig kommutiert, beginnt eine zweite Phase T2. Wenn der während dieser zweiten Phase T2 abfallende Strom Ires die Nulllinie erreicht, ist diese Phase beendet, und eine dritte Phase T3 beginnt. Während dieser Phase fließt der nun negative Strom Ires über die erste und vierte Diode D1, D4, die zu dem ersten bzw. vierten Schalter S1, S4 antiparallel geschaltet sind. Außerdem sind während dieser Phase alle Schalter offen. Die dritte Phase T3 endet, wenn der Strom wieder die Nulllinie erreicht. Wenn die Schaltfrequenz fs der Tankspannung kleiner ist als die Hälfte der Eigenresonanzfrequenz fres des Resonanzkreises, so folgt nun eine vierte Phase T4, in der kein Strom in dem Resonanzkreis fließt (Stromlücke, Lückbetrieb).
Anschließend wird dieser Ablauf durch Schließen des zweiten und dritten Schalters S2, S3 (Schalter S1 und S4 sind gesperrt) wiederholt, wobei die Spannungs- und Stromverläufe gemäß Fig. 2 gleiche Form mit umgekehrter Polarität aufweisen und wieder mit der ersten Phase T1 beginnen.
Diese erste Betriebsart ist nicht resonant, das heißt die Betriebsfrequenz (Schaltfrequenz fs), mit der die einzelnen Schalter S1/S4 und S2/S3 geschaltet werden, unterscheidet sich in der Weise (mindestens um den Faktor 0,5) von der Resonanzfrequenz fres, daß eine Eigendynamik durch die Eigenresonanz des Resonanzkreises nicht entstehen kann und sich somit auch keine Spannungs- und Stromüberhöhung ergibt.
Der maximale Abschaltstrom tritt an dem Maximum des Sinusstroms während der ersten Phase T1 auf und ist entsprechend der in dieser Betriebsart nur geringen übertragbaren Leistung entsprechend gering. Außerdem erfolgen die Schaltvorgänge in jedem Schalter mit der gewählten, geringen Betriebsfrequenz oder nur mit der Hälfte dieser Frequenz. Dies bedeutet, daß sich diese Betriebsart durch besonders geringe Schaltverluste auszeichnet. Ferner ist auch die Welligkeit der gleichgerichteten Ausgangsspannung in dieser Betriebsart gering, da bei konstanter Schaltfrequenz nur Strompulse mit geringer Amplitude übertragen werden.
Ein Nachteil von über die Pulsbreite gesteuerten Leistungsversorgungseinheiten besteht darin, daß eine Freiwerdezeit nach dem Abschalten einer der Schalterdiagonalen eingehalten werden muß, bevor die andere Schalterdiagonale eingeschaltet werden kann. Dieser Nachteil wirkt sich hier nicht aus, da in diesem Betriebsmodus nicht vorgesehen ist, die übertragene Leistung zu erhöhen, indem während der dritten Phase T3 die zweite Schalterdiagonale S2/S3 (Gegendiagonale) einschaltet. Bei maximaler Leistung in dieser Betriebsart können die Schalter zu einem beliebigen Zeitpunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Stromnulldurchgang sperrend geschaltet werden. Dabei entfällt dann ggf. die zweite Phase T2.
Fig. 3 zeigt die Spannungs- und Stromverläufe in dieser Betriebsart mit Freilauf. Der wesentliche Unterschied besteht darin, daß mit dem Ende der ersten Phase T1 oder zu Beginn der zweiten Phase T2 nur einer der beiden Schalter S1, S4 bzw. S2, S3 geöffnet wird, so daß in der zweiten Phase T2 an dem Resonanzkreis nun eine Reihenschaltung aus S1 und D3 oder aus S4 und D2 bzw. aus S3 und D1 oder aus S2 und D4 anliegt. Die sich ergebenden Vorteile wurden eingangs genannt.
Fig. 4 zeigt die Verläufe der Tankspannung Utank und des Stroms Ires durch den Resonanzkreis während einer zweiten Betriebsart für mittlere Ausgangsleistungen. Die Einstellung der Leistung erfolgt über die Veränderung der Schaltfrequenz, wobei jedoch folgende Bedingung gelten muß: fsmin | fs | 0,5.fres, d. h. die Schaltfrequenz fs bleibt im wesentlichen kleiner als die Hälfte der Eigenresonanzfrequenz fres des Resonanzkreises.
Der erste und vierte Schalter S1, S4 sind während der ersten Phase T1 geschlossen, die Schalter S2 und S3 sind offen. Der Strom Ires verläuft in dieser Phase im wesentlichen sinusförmig und wird nicht abgeschaltet. Während des Stromnulldurchgangs beginnt die zweite Phase T2, und der Strom kommutiert von den Schaltern S1, S4 auf deren antiparallele Dioden D1, D4, so daß der Strom während der zweiten Phase T2 mit einer gedämpften Sinusschwingung verläuft. Anschließend werden die Schalter S1, S4 geöffnet. Wenn der Strom wieder den Nulldurchgang erreicht, endet diese Phase, und die dritte Phase T3 beginnt, in der kein Strom Ires fließt (Stromlücke/Lückbetrieb).
Anschließend wird dieser Ablauf durch Schließen des zweiten und dritten Schalters S2, S3 (die Schalter S1/S4 sind offen) wiederholt, wobei die Spannungs- und Stromverläufe gemäß Fig. 3 gleiche Form mit umgekehrter Polarität aufweisen.
Auch in dieser zweiten Betriebsart bleibt die Schaltfrequenz fs wesentlich niedriger als die Resonanzfrequenz fres. Somit kann auch hier keine Eigendynamik durch die Eigenresonanz des Resonanzkreises und folglich auch keine Spannungs- und Stromüberhöhung entstehen. Da kein Abschaltvorgang vorhanden ist, entstehen keine Abschaltverluste. Der Einschaltvorgang ist stromlos, so daß auch keine Einschaltverluste auftreten.
In dieser Betriebsart ergibt sich die maximale Welligkeit der gleichgerichteten Ausgangsspannung bei minimaler Schaltfrequenz, da die Energie der Strompakete immer gleich ist. Die Welligkeit ist in dieser Betriebsart deshalb gering, weil diese ab einer minimalen Frequenz nicht weiter verringert wird, sondern ein Übergang in den pulsbreitenmodulierten Betrieb der ersten Betriebsart stattfindet.
Fig. 5 zeigt die Spannungs- und Stromverläufe bei einer dritten Betriebsart für große Ausgangsleistungen, und zwar ohne Freilauf.
Die Leistungsverstellung erfolgt auch hierbei über die Schaltfrequenz fs, die in folgendem Bereich liegt: 0,5.fres | fs < fres.
In einer ersten Phase T1 sind der erste und der vierte Schalter S1, S4 eingeschaltet (leitend). Der Strom Ires durch den Resonanzkreis verläuft dabei sinusförmig und wird nicht abgeschaltet. Während des Stromnulldurchgangs beginnt eine zweite Phase T2, in der der erste und der vierte Schalter S1, S4 stromlos geöffnet und eine Freiwerdezeit abgewartet wird. Der Strom Ires kommutiert von den Schaltern S1, S4 auf deren antiparallele Dioden D1, D4, wobei in dieser zweiten Phase T2 der Stromverlauf die Form einer gedämpften Sinusschwingung aufweist. Frühestens nach Ablauf der Freiwerdezeit, jedoch vor dem nächsten Strom-Nulldurchgang, werden die erste und die zweite Phase T1, T2 mit umgekehrter Spannungs- und Strompolarität wiederholt, das heißt der zweite und der dritte Schalter S2, S3 werden geschlossen, während die erste und die vierte Diode D1, D4 noch stromführend sind. Der Strom kommutiert daraufhin von diesen Dioden D1, D4 auf die nun geschlossenen Schalter S2, S3. Es handelt sich somit um einen nichtlückenden Betrieb.
Auch hier kann ein Freilauf eingeführt werden, indem gegen Ende der ersten Phase T1 oder zu Beginn der zweiten Phase T2 nur einer der während der ersten Phase T1 leitenden Schalter abgeschaltet wird. Auf diese Weise werden die Ausgangsanschlüsse P1 und P2 entweder über die positive oder über die negative Zwischenkreisschiene - bis auf den im Vergleich zur Zwischenkreisspannung geringen Spannungsabfall eines leitenden Schalters und einer leitenden Diode - leitend verbunden. Während die antiparallele Diode des zweiten, im gleichen Zweig befindlichen Schalters leitet, kann dieser Schalter bereits verlustlos eingeschaltet werden. Die entsprechenden Spannungs- und Stromverläufe sind in Fig. 6 dargestellt.
Die dritte Betriebsart ist resonant, das heißt die Schaltfrequenz fs, mit der die einzelnen Schalter geschaltet werden, unterscheidet sich so wenig von der Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises, daß eine Eigendynamik durch die Eigenresonanz des Kreises und somit eine Spannungs- und Stromüberhöhung entstehen kann.
Der maximale Einschaltstrom liegt in dem Maximum der Sinusschwingung der Diodenleitzeit und ist somit wesentlich geringer, als das Strommaximum während der Phase, in der die aktiven Schalter leitend sind.
In dieser dritten Betriebsart erhält man die maximale Welligkeit der gleichgerichteten Ausgangsspannung bei maximaler Schaltfrequenz, da hierbei aufgrund des Resonanzeffektes die größten Stromamplituden auftreten. Dabei wird der Vorteil genutzt, daß hinsichtlich der Welligkeit die größeren Stromamplituden teilweise durch die höhere Frequenz kompensiert werden.
Fig. 7 zeigt eine erste Schaltung einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. Der wesentliche Unterschied zu der ersten Ausführungsform besteht darin, daß hier eine Halbbrückenschaltung vorliegt, bei der anstelle des zweiten Wechselrichterzweiges 2 eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Kondensator C1, C2 vorgesehen ist.
Der erste Ausgangsanschluß P1 für den Resonanzkreis ist der Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleiterschalter S1, S2, während der zweite Ausgangsanschluß P2 der Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator C1, C2 ist. Die Halbleiterschalter S1, S2 werden wiederum durch die Steuereinheit 6 geschaltet.
Die Verläufe der Tankspannung Utank sowie des Stroms Ires durch den Resonanzkreis entsprechen den in den Fig. 2, 4 und 5 gezeigten Verläufen, so daß in den folgenden Erläuterungen auf diese Figuren Bezug genommen werden kann. Darüberhinaus sollen im wesentlichen nur die Unterschiede zu der ersten Ausführungsform beschrieben werden. In der ersten Betriebsart für geringe Ausgangsleistungen (Fig. 2) erfolgt die Einstellung der Leistung wiederum durch Pulsbreitenmodulation der Tankspannung, d. h. der Zeitdauer (erste Phase) T1, mit der der Schalter S1 bzw. S2 leitend ist. Die Schaltfrequenz ist (konstant) kleiner als die Hälfte der Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises.
In der ersten Phase T1 ist somit der erste Schalter S1 leitend. In dieser Phase baut sich ein im wesentlichen sinusförmiger Strom auf, bis dieser Schalter S1 abgeschaltet, das heißt geöffnet wird und die zweite Phase T2 beginnt. In der zweiten Phase kommutiert der Strom von dem geöffneten ersten Schalter S1 auf die antiparallele Diode D2 des zweiten Schalters S2. Der Strom verringert sich während dieser Phase T2, bis er die Nulllinie erreicht und die dritte Phase T3 beginnt. In dieser Phase ist die zu dem ersten Schalter S1 antiparallel geschaltete Diode D1 leitfähig, während beide Schalter gesperrt sind. Die dritte Phase T3 endet, wenn der Strom wieder den Nulldurchgang erreicht. Da die Schaltfrequenz fs kleiner als die Hälfte der Resonanzfrequenz fres des Schwingkreises ist, schließt sich daran die vierte Phase T4 an, während der kein Strom durch den Resonanzkreis fließt (Stromlücke­ /Lückbetrieb).
Dieser Ablauf wird anschließend durch Schließen des zweiten Schalters S2 (der erste Schalter S1 ist geöffnet) mit umgekehrten Strom- und Spannungsverläufen gemäß der Darstellung in Fig. 2 wiederholt.
In dieser ersten Betriebsart ergeben sich wieder die gleichen Vorteile, wie bei der ersten Ausführungsform. Insbesondere entfällt auch hier die Freiwerdezeit, da in der zweiten Halbschwingung (dritte Phase T3) nicht der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird, sondern ausschließlich die zu dem ersten Schalter S1 antiparallele Diode D1 stromführend ist. In der zweiten Betriebsart für mittlere Ausgangsleistungen erfolgt die Einstellung der Leistung wieder über die Veränderung der Schaltfrequenz, wobei jedoch folgende Bedingung gelten muß: fsmin | fs | 0,5.fres. Die sich ergebenden Spannungs- und Stromverläufe sind in Fig. 4 gezeigt.
In der ersten Phase T1 ist der erste Schalter S1 leitend. Der Strom Ires verläuft im wesentlichen sinusförmig und wird nicht abgeschaltet. Während des Stromnulldurchgangs beginnt die zweite Phase T2, und der Strom Ires kommutiert von dem leitenden Schalter S1 auf dessen antiparallele Diode D1. Während dieser Phase verläuft der Strom in Form einer gedämpften Sinusschwingung, wobei beide Schalter S1, S2 gesperrt sind. In der dritten Phase T3 fließt schließlich kein Strom durch den Resonanzkreis.
Auch in dieser zweiten Betriebsart ergeben sich wieder die gleichen Vorteile, wie bei der ersten Ausführungsform.
Schließlich sei noch die dritte Betriebsart für große Ausgangsleistungen erwähnt, für die die in Fig. 5 dargestellten Spannungs- und Stromverläufe gelten. Die Leistungseinstellung erfolgt auch hierbei wieder über die Schaltfrequenz, die in dem Bereich 0,5.fres | fs < fres verändert werden kann.
In der ersten Phase T1 ist der erste Schalter S1 eingeschaltet. Der Strom Ires verläuft wieder im wesentlichen sinusförmig und wird nicht abgeschaltet. Während des Stromnulldurchgangs beginnt die zweite Phase T2, und der Strom kommutiert von dem eingeschalteten ersten Schalter S1 auf dessen antiparallele Diode D1. Nach dem Stromnulldurchgang wird der (aktive) erste Schalter S1 stromlos geöffnet, und der Strom Ires verläuft in Form einer gedämpften Sinusschwingung. Nach dem Ablauf einer Freiwerdezeit wird der zweite Schalter S2 geschlossen, während die erste Diode D1 noch stromführend ist. Der Strom kommutiert dann von der ersten Diode D1 auf den zweiten Schalter S2, womit wieder die erste Phase T1 mit Strom- und Spannungsverläufen mit umgekehrter Polarität wie beim Schließen des ersten Schalters S1 beginnt (nichtlückender Betrieb).
Auch für diese dritte Betriebsart gelten wieder die gleichen Eigenschaften und Vorteile, wie sie im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform für diese Betriebsart beschrieben wurden.
Fig. 8 zeigt beispielhaft als zweite Schaltung eine weitere Realisierungsmöglichkeit der zweiten Ausführungsform der Erfindung. Die Schaltung umfaßt parallel zu der Gleichspannungsquelle 10 als einzigen Zweig 1 eines Wechselrichters eine Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Halbleiterschalters S1, S2, die durch die Steuereinheit 6 gesteuert werden und denen jeweils eine Freilaufdiode D1, D2 antiparallel geschaltet ist. Die Reihenschaltung aus dem ersten und zweiten Kondensator C1, C2 entfällt somit. Im übrigen entspricht diese Schaltung der in Fig. 7 gezeigten ersten Schaltung der zweiten Ausführungsform, wobei der Resonanzkreis beispielsweise parallel zu dem zweiten Halbleiterschalter S2 geschaltet ist.
Im übrigen entspricht diese zweite Schaltung der ersten Schaltung gemäß Fig. 7, wobei die Halbleiterschalter S1, S2 wiederum durch die Steuereinheit 6 gemäß den Erläuterungen im Zusammenhang mit Fig. 7 geschaltet werden.
Abschließend soll noch erwähnt werden, daß im Gegensatz zu der Darstellung in den Fig. 1, 7 und 8 auch eine Potentialtrennung zur Last RL vorgenommen werden, indem zum Beispiel dem Gleichrichter Gl ein Transformator vorgeschaltet wird, dessen Primärwicklungs-Induktivität dann Bestandteil der Induktivität des Resonanzkreises wird.

Claims (8)

1. Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter, der mit einem Resonanzkreis zusammenwirkt und zur Einstellung der Ausgangsleistung mit einer Steuereinheit ansteuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter durch eine erste und eine zweite Schalteinheit (S1, S4; S2, S3; S1, S2) gebildet ist, mit denen in einem ersten Schaltzustand eine Spannung mit einer ersten Polarität und in einem zweiten Schaltzustand eine Spannung mit einer zweiten Polarität an den Resonanzkreis (L, C) anlegbar ist, wobei die Schaltzustände durch die Steuereinheit (6) in der Weise schaltbar sind, daß in einer ersten Betriebsart für geringe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Dauer der Schaltzustände bei einer im wesentlichen konstanten Schaltfrequenz fs, die mindestens um einen vorbestimmten Faktor kleiner ist, als die Resonanzfrequenz fres des Resonanzkreises, und in einer zweiten Betriebsart für hohe Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Schaltfrequenz im Bereich der Resonanzfrequenz einstellbar ist.
2. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinheiten jeweils durch einen durch die Steuereinheit (6) schaltbaren Halbleiterschalter (S1, S2) mit jeweils einer antiparallel geschalteten Diode (D1, D2) gebildet sind und in Reihe geschaltet an einer Gleichspannungsquelle (10) anliegen, wobei der Resonanzkreis ein Serienresonanzkreis ist und parallel zu einer der Schalteinheiten liegt.
3. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der Gleichspannungsquelle (10) eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Kondensator (C1, C2) liegt, wobei der Resonanzkreis mit einem Anschluß zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleiterschalter (S1, S2) und mit dem anderen Anschluß zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator (C1, C2) anliegt.
4. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter einen ersten und einen zweiten Wechselrichterzweig (1, 2) aufweist, die parallel an einer Gleichspannungsquelle (10) anliegen, wobei jeder Wechselrichterzweig durch eine Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten bzw. eines dritten und eines vierten Halbleiterschalters (S1, S2; S3, S4) mit jeweils einer antiparallel geschalteten Diode (D1, D2; D3, D4) gebildet ist und wobei die erste Schalteinheit durch den ersten und den vierten und die zweite Schalteinheit durch den zweiten und den dritten Halbleiterschalter gebildet ist und der Resonanzkreis ein Serienresonanzkreis ist, der mit einem Anschluß zwischen dem ersten und dem zweiten und mit dem anderen Anschluß zwischen dem dritten und dem vierten Halbleiterschalter anliegt.
5. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Steuereinheit (6) ein dritter Schaltzustand für einen Freilauf des Resonanzkreises in der Weise schaltbar ist, daß an dem Resonanzkreis eine Reihenschaltung aus einem der Halbleiterschalter (S1, S2; S3, S4) und einer in einer leitenden Phase befindlichen Diode (D1, D2; D3, D4) anliegt.
6. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor, um den die Schaltfrequenz fs in der ersten Betriebsart kleiner ist als die Resonanzfrequenz, 0,5 beträgt.
7. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Betriebsart die Schaltfrequenz fs im Bereich von 0,5.fres | fs < fres veränderbar ist.
8. Leistungsversorgungseinheit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Schaltzustand durch die Steuereinheit in der Weise schaltbar ist, daß in einer dritten Betriebsart für mittlere Ausgangsleistungen die Ausgangsleistung durch Veränderung der Schaltfrequenz im Bereich von fsmin | fs | 0,5.fres veränderbar ist, wobei fsmin eine vorbestimmte minimale Schaltfrequenz ist.
DE19955673A 1999-11-19 1999-11-19 Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter Withdrawn DE19955673A1 (de)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19955673A DE19955673A1 (de) 1999-11-19 1999-11-19 Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter
US09/889,467 US6477062B1 (en) 1999-11-19 2000-11-15 Power supply unit including an inverter
JP2001537860A JP4653370B2 (ja) 1999-11-19 2000-11-15 インバータを具えた電源装置
EP00993127A EP1169772B1 (de) 1999-11-19 2000-11-15 Einen wechselrichter einschliessende leistungsversorgungseinheit
DE60011416T DE60011416T2 (de) 1999-11-19 2000-11-15 Einen wechselrichter einschliessende leistungsversorgungseinheit
PCT/EP2000/011404 WO2001037416A2 (en) 1999-11-19 2000-11-15 Power supply unit including an inverter
US10/246,193 US6594160B2 (en) 1999-11-19 2002-09-18 Power supply unit including an inverter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19955673A DE19955673A1 (de) 1999-11-19 1999-11-19 Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE19955673A1 true DE19955673A1 (de) 2001-05-23

Family

ID=7929606

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19955673A Withdrawn DE19955673A1 (de) 1999-11-19 1999-11-19 Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter
DE60011416T Expired - Lifetime DE60011416T2 (de) 1999-11-19 2000-11-15 Einen wechselrichter einschliessende leistungsversorgungseinheit

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60011416T Expired - Lifetime DE60011416T2 (de) 1999-11-19 2000-11-15 Einen wechselrichter einschliessende leistungsversorgungseinheit

Country Status (5)

Country Link
US (2) US6477062B1 (de)
EP (1) EP1169772B1 (de)
JP (1) JP4653370B2 (de)
DE (2) DE19955673A1 (de)
WO (1) WO2001037416A2 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011122103A1 (de) * 2011-12-22 2013-06-27 Paul Vahle Gmbh & Co. Kg Steuereinrichtung für einen mit einem resonanten Lastnetzwerk belasteten Wechselrichter

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10159897A1 (de) * 2001-12-06 2003-06-26 Philips Intellectual Property Spannungsversorgung für Röntgengenerator
EP1588476B1 (de) 2003-01-16 2010-12-15 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Digitale zustandssteuerung für einen hochspannungsgenerator mitdem modenmischmodulationsverfahren
WO2005112238A2 (en) * 2004-05-18 2005-11-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Standby operation of a resonant power convertor
WO2006079985A2 (en) * 2005-01-28 2006-08-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Modular power supply for x-ray tubes and method thereof
US11817637B2 (en) 2006-11-18 2023-11-14 Rfmicron, Inc. Radio frequency identification (RFID) moisture tag(s) and sensors with extended sensing via capillaries
US10164611B2 (en) 2006-11-18 2018-12-25 Rfmicron, Inc. Method and apparatus for sensing environmental conditions
US10715209B2 (en) 2006-11-18 2020-07-14 RF Micron, Inc. Computing device for processing environmental sensed conditions
US12073272B2 (en) 2006-11-18 2024-08-27 Rfmicron, Inc. Generating a response by a radio frequency identification (RFID) tag within a field strength shell of interest
US10149177B2 (en) 2006-11-18 2018-12-04 Rfmicron, Inc. Wireless sensor including an RF signal circuit
TWI340528B (en) * 2007-04-03 2011-04-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system and controlling method thereof having relatively better efficiency
CN101882875B (zh) * 2010-04-13 2013-02-27 矽创电子股份有限公司 可调整切换频率的电源供应装置
CN102237805A (zh) * 2010-04-22 2011-11-09 上海碧埃荻电子科技有限公司 便携式医用x射线机高频高压发生装置
US8861681B2 (en) * 2010-12-17 2014-10-14 General Electric Company Method and system for active resonant voltage switching
FR3014262A1 (fr) * 2013-12-03 2015-06-05 Renault Sa Procede et systeme de commande d'un chargeur bidirectionnel pour vehicule automobile.
RU2565588C1 (ru) * 2014-08-12 2015-10-20 Общество с ограниченной ответственностью "Резонвер" Способ регулирования выходного тока резонансного источника питания сварочной дуги
US10746682B2 (en) 2014-10-08 2020-08-18 Rfmicron, Inc. Wireless sensor with multiple sensing options
US10262829B2 (en) * 2015-12-14 2019-04-16 General Electric Company Protection circuit assembly and method for high voltage systems
GB2564873A (en) * 2017-07-25 2019-01-30 Quepal Ltd A resonant drive device
US11509229B2 (en) 2020-08-08 2022-11-22 Patrick Carden Resonant core power supply
JP7042959B1 (ja) 2021-10-27 2022-03-28 株式会社オリジン 医療用ｘ線電源装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4024453A (en) * 1976-08-26 1977-05-17 General Motors Corporation Inverter for supplying a regulated voltage
DE3462739D1 (en) * 1983-05-16 1987-04-23 Gen Electric Load voltage control for resonant inverter circuits
US4541041A (en) * 1983-08-22 1985-09-10 General Electric Company Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter
JPH0697839B2 (ja) * 1985-05-10 1994-11-30 日本電信電話株式会社 直列共振コンバ−タ
US4679129A (en) * 1985-05-10 1987-07-07 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Series resonant converter
JPH07118915B2 (ja) * 1987-01-30 1995-12-18 株式会社日立メデイコ 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JPH072016B2 (ja) * 1990-02-26 1995-01-11 オリジン電気株式会社 直列共振形コンバータ
US5285372A (en) * 1991-10-23 1994-02-08 Henkel Corporation Power supply for an ozone generator with a bridge inverter
US5694007A (en) * 1995-04-19 1997-12-02 Systems And Services International, Inc. Discharge lamp lighting system for avoiding high in-rush current
EP0782209A1 (de) * 1995-12-29 1997-07-02 FINMECCANICA S.p.A. AZIENDA ANSALDO Versorgungsanordnung mit Brennstoffzellen und Pufferbatterie für energieautonome Fahrzeug mit elektrischem Antrieb
JP3825870B2 (ja) * 1997-03-31 2006-09-27 株式会社ダイヘン ア−ク加工用電源装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011122103A1 (de) * 2011-12-22 2013-06-27 Paul Vahle Gmbh & Co. Kg Steuereinrichtung für einen mit einem resonanten Lastnetzwerk belasteten Wechselrichter
CN104011989A (zh) * 2011-12-22 2014-08-27 保罗·瓦尔有限公司和两合公司 用于负荷有谐振负载网络的逆变器的控制装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2001037416A2 (en) 2001-05-25
US6477062B1 (en) 2002-11-05
JP2003514504A (ja) 2003-04-15
US6594160B2 (en) 2003-07-15
DE60011416D1 (de) 2004-07-15
JP4653370B2 (ja) 2011-03-16
DE60011416T2 (de) 2005-06-09
EP1169772A2 (de) 2002-01-09
US20030021135A1 (en) 2003-01-30
WO2001037416A3 (en) 2001-11-01
EP1169772B1 (de) 2004-06-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60011416T2 (de) Einen wechselrichter einschliessende leistungsversorgungseinheit
DE3789691T2 (de) Schwingende Gleichrichterschaltung.
DE4234725B4 (de) Gleichspannungswandler
DE4328748B4 (de) Wechselrichtereinheit
DE69117008T2 (de) Wechselrichteranordnung
EP0382110B1 (de) Ausgangssteuerkreis für Inverter sowie Hochfrequenz-Stromquelle zur Gleichstromversorgung einer Schweissstation
EP0884830B1 (de) Leistungsversorgungseinheit mit einem pulsdauermodulierten Wechselrichter, insbesondere für einen Röntgengenerator
DE4442105A1 (de) Schaltspannungsbegrenzer für eine Solarpanelgruppe
DE2917926A1 (de) Gegentakt-schaltleistungsverstaerker
DE69118501T2 (de) Wechselrichteranordnung
DE69125280T2 (de) Verlustarmer Schwingkreis für Kapazitäts-Treiber
DE1291412B (de) Hochfrequenzgenerator
DE4332714A1 (de) Resonanzkreis
DE2650002A1 (de) Wechselrichter
DE2546826A1 (de) Steuerschalter fuer inverter
DE2524642A1 (de) Treiberanordnung fuer einen schalttransistor
EP0330987B1 (de) Eintakt-Durchflussumrichter mit einem Transformator und mit einer Abmagnetisierungsvorrichtung
DE69706397T2 (de) Versorgungsschaltung für Entladungslampen mit symmetrischer Resonanzschaltung
EP0740494A2 (de) Schaltungsanordnung zum Impulsbetrieb von Entladungslampen
DE4205599B4 (de) Halbbrücken-Wechselrichter oder eine von einem Vollbrücken-Wechselrichter durch Halbierungsberechnung abgeleitete Schaltungsanordnung in Form eines Halbbrücken-Wechselrichters sowie Verfahren zu deren Steuerung
DE19812069B4 (de) Leistungsverstärker und Verfahren zum Erzeugen von Steuersignalen für einen Leistungsverstärker
DE3686889T2 (de) Selbstschwingender hochfrequenzenergieumformer.
DE3504803A1 (de) Gegentaktgenerator
EP0596152B1 (de) Wechselspannungs-Vorschaltgerät für elektrische Entladungslampen
DE1802901A1 (de) Rueckgekoppelter Halbleiter-Gegentaktoszillator

Legal Events

Date Code Title Description
8127 New person/name/address of the applicant

Owner name: PHILIPS INTELLECTUAL PROPERTY & STANDARDS GMBH, 20

8139 Disposal/non-payment of the annual fee