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EP0579015B1 - Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge - Google Patents

Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge Download PDF

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Publication number
EP0579015B1
EP0579015B1 EP93110177A EP93110177A EP0579015B1 EP 0579015 B1 EP0579015 B1 EP 0579015B1 EP 93110177 A EP93110177 A EP 93110177A EP 93110177 A EP93110177 A EP 93110177A EP 0579015 B1 EP0579015 B1 EP 0579015B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
pulse train
motor
changes
speed
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP93110177A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0579015A2 (de
EP0579015A3 (de
Inventor
Robert Griessbach
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bayerische Motoren Werke AG
Original Assignee
Bayerische Motoren Werke AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Bayerische Motoren Werke AG filed Critical Bayerische Motoren Werke AG
Publication of EP0579015A2 publication Critical patent/EP0579015A2/de
Publication of EP0579015A3 publication Critical patent/EP0579015A3/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0579015B1 publication Critical patent/EP0579015B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/10—Commutator motors, e.g. repulsion motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
    • H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
    • H02P3/08—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing a DC motor

Definitions

  • the invention relates to a switching arrangement according to the preamble of patent claim 1.
  • Such a switching arrangement is known from DD 254 254 A1.
  • a voltage-controlled filter a constantly optimal speed-proportional signal should be guaranteed.
  • the output voltage of an integrator is adjusted to the respective engine speed.
  • the integrator is controlled by a logic circuit that evaluates the output signals of the voltage-controlled filter.
  • various electronic components such as a filter element, comparators, a voltage-controlled bandstop filter and a differential amplifier, a filter adjustment is to be achieved by feedback of the filter control with the integrator.
  • the invention has for its object to provide a circuit arrangement of the type mentioned, which is characterized by a low circuit complexity and which even with strong changes in the motor output signal, such as occur especially when braking the DC commutator motor, an accurate statement about the rotational position of the motor delivers.
  • the lower cut-off frequency of the frequency-selective filter is variable. It is initially clearly below the frequency of the pulse sequence supplied and determined in a known manner from the motor output signal. If the speed changes, however, this limit frequency is shifted into the range of the frequency of the pulse train. The differentiating part of the bandpass, which is shown by a positive increase in a voltage-frequency diagram, comes into play. Due to the then differentiating behavior of the frequency-selective filter, the frequency changes of the motor output signal are preferably taken into account. If there are again constant-speed conditions, the lower limit frequency is again set in the range in which it was originally located. This makes it almost constant The speed of the motor in turn directly evaluates the signal curve of the motor output signal.
  • the extent of the change in the pulse sequence can be determined in a particularly advantageous manner with the aid of the amplitude value of the evaluated engine output signal. In this way, influences from possibly additionally available components for signal evaluation are excluded.
  • the described change in the lower limit frequency of the frequency-selective filter can be associated with a corresponding increase in the upper limit frequency.
  • high-frequency interference which is caused, for example, by external influences, will be evaluated as supposed changes in the rotational position.
  • the frequency-selective filter then shows a width that corresponds to the speed or the speed change of the commutator motor.
  • the frequency-selective filter has a relatively large width, while with large changes in speed the width of the filter is significantly reduced and in a voltage-frequency diagram has a triangular shape essentially shaped by a rising and falling flank.
  • the switching arrangement shown in Figure 1 shows a frequency pass filter, a bandpass filter, consisting of a high-pass filter and a low-pass filter, through which the input signal U E is passed through an upstream input capacitor C3.
  • the input signal U E is the voltage signal that is present on the potential-carrying line (not shown) of a DC commutator motor, also not shown.
  • the input capacitor C3 serves to suppress the DC component.
  • the high-pass filter in turn consists of a capacitor C1 and a downstream resistor R1, while the low-pass filter consists of a capacitor C2 and a parallel resistor R2.
  • the bandpass filter is connected in the manner shown to the inverting input 6 or an output 7 of an operational amplifier 8, the non-inverting input of which is at a reference voltage V Ref .
  • a feedback branch consisting of a diode D1, an RC element with a resistor R3 and a capacitor C4 and a diode D2, which are connected in the manner shown at the output 7 of the operational amplifier 8 and at the input 9 of the high pass (R1, C1) and at the source of the reference voltage V Ref .
  • the AC component of the input signal U E has a course fluctuating around a central position.
  • the signal changes compared to this middle position are caused by the reactions of the DC commutator motor and have a frequency that is proportional to the speed of the motor.
  • the proportionality in turn depends on the number of commutator segments (not shown) and is equal to this number.
  • the output voltage U A present at the output 7 of the operational amplifier 8 also fluctuates at this frequency around the reference voltage V Ref . This is shown for the two voltages U E and U A in FIG. 2 in their first two sectors.
  • a pulse train I is obtained from the output voltage U A in a manner known per se, for example as described in DE 40 17 779 A1, the frequency of which corresponds to the fluctuations of the two voltages and which is also shown in FIG. 2 (below).
  • the input voltage U E also shows a large change and has the course shown in the third sector below.
  • the previously ineffective feedback branch consisting of the components D1, D2, R3 and C4, is now effective.
  • D1 and D2 become conductive, and C4 charges up to a voltage resulting from the difference the output voltage U A and the forward voltage of the diode D1 results.
  • the input voltage at input 9 is increased, which leads to a lowering of the output voltage U A.
  • D 1 locks again.
  • the charge of the capacitor C4 flows through R3 and D2.
  • the time constant from the RC element formed by R3 and C4 is approximately equal to the time after which the AC component of the input signal U E has reached the original value again. In the diagram of Figure 2, this time is approximately equal to the length of eight sectors.
  • the bandpass initially formed from the high-pass filter R1 and C1 and the low-pass filter R2 and C2 is reversibly changed in width due to the effect of the feedback branch which is then active. While it initially has the course represented by unbroken lines, the lower cut-off frequency is shifted into the range of the then existing fluctuations in the AC component of the input signal U E. This process is illustrated by the arrow shown in broken lines in FIG. 3 for the rising flank of the band pass and the course of this flank, also shown in broken lines, after complete displacement.
  • the bandpass now has a differentiating effect due to the rising edge. This affects in particular the falling signal curve of the input signal U E (in the third sector).
  • the output signal U A in particular becomes the one indicated by an arrow Pulse of the pulse train I detected. This makes it possible to precisely analyze the reaction of the commutator segments in the event of strong changes in the speed of the direct current commutator motor and to determine the rotational position of the direct current commutator motor during and after strong changes in speed.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Dc Machiner (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Eine derartige Schaltanordnung ist aus der DD 254 254 A1 bekannt. Dabei soll mit Hilfe eines spannungsgesteuerten Filters ein ständig optimal drehzahlproportionales Signal gewährleistet sein. Hierzu ist die Ausgangsspannung eines Integrators auf die jeweilige Motordrehzahl abgeglichen. Die Steuerung des Integrators übernimmt eine logische Schaltung, die die Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Filters auswertet. Dabei soll mit Hilfe verschiedener elektronischer Komponenten, wie einem Siebglied, Komparatoren, einem spannungsgesteuerten Bandsperrfilter sowie einem Differenzverstärker, ein Filterabgleich durch eine Rückkopplung der Filtersteuerung mit dem Integrator erreicht werden.
  • Unübersehbar ist zunächst der große schaltungstechnische Aufwand für diese Schaltanordnung. Hinzu kommt ein funktionelles Problem. Bei raschen Änderungen des eingangsseitig über einen Strom-Spannungs-Wandler geführten und vom ausgewerteten Motorausgangssignal abgeleiteten Spannungssignal ist bedingt durch die vorgesehene Rückkoppelung eine an die jeweilige Drehzahl angepaßte Steuerung des Integrators nicht zuverlässig möglich. Die Notwendigkeit, die Mittenfrequenz des Anpassers auf die aktuelle Frequenz der Impulsfolge zu synchronisieren birgt die Gefahr in sich, daß die Synchronisation auf eine Störfrequenz erfolgt, zumal durch den ständig wirksamen Differenzverstärker höherfrequente Störungen gegenüber dem Nutzsignal ständig verstärkt werden.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die sich durch einen geringen schaltungstechnischen Aufwand auszeichnet und die auch bei starken Änderungen des Motorausgangssignals, wie sie insbesondere beim Abremsen des Gleichstromkommutatormotors auftreten, eine exakte Aussage über die Drehlage des Motors liefert.
  • Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1.
  • Das Wesen der Erfindung besteht darin, daß die untere Grenzfrequenz des frequenzselektiven Filters variabel ist. Sie ist zunächst deutlich unter der Frequenz der gelieferten und aus dem Motorausgangssignal in bekannter Weise bestimmten Impulsfolge. Bei einer Änderung der Drehzahl hingegen wird diese Grenzfrequenz in den Bereich der Frequenz der Impulsfolge verschoben. Damit kommt der differenzierende Anteil des Bandpasses, der sich durch einen positiven Anstieg in einen Spannungs-Frequenz-Diagramm zeigt, zum Tragen. Durch das dann wirksame differenzierende Verhalten des frequenzselektiven Filters wird die Frequenzänderungen des Motorausgangssignals bevorzugt berücksichtigt. Liegen anschließend wiederum drehzahlkonstante Verhältnisse vor, so wird die untere Grenzfrequenz wiederum in dem Bereich eingestellt, in dem sie ursprünglich lag. Damit wird bei annähernd konstanter Drehzahl des Motors wiederum direkt der Signalverlauf des Motorausgangsignals ausgewertet.
  • Da Gleichstromkommutatormotoren Drehzahl schwankungen aufweisen, die auf unterschiedliche Ursachen zurückzuführen sind, sollen im Rahmen einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung nur die Drehzahländerungen berücksichtigt sein, die ein vorgegebenes Maß übersteigen. Damit werden beispielsweise Drehzahländerungen, die auf Schwankungen der Versorgungsspannung zurückzuführen sind, in der Regel nicht berücksichtigt. Hingegen werden Drehzahländerungen, wie sie typischerweise beim Ein- und insbesondere beim Ausschalten des Kommutatormotors auftreten, aufgrund ihres starken Änderungsverhaltens dann berücksichtigt und können in der erfindungsgemäßen Weise ausgewertet werden.
  • Das Ausmaß der Änderung der Impulsfolge kann auf besonders vorteilhafte Weise mit Hilfe des Amplitudenwertes des ausgewerteten Motorausgangssignals bestimmt werden. Dadurch werden Einflüsse durch gegebenenfalls zusätzlich vorhandene Bauelemente zur Signalauswertung ausgeschlossen.
  • Da insbesondere bei großen Änderungen der Impulsfolgefrequenz die durch die Rückwirkung des Kommutatormotors bedingten Signaländerungen nicht ohne weiteres erkennbar sind, kann für den Zeitraum, in dem diese Änderung auftritt, ein Hochpaß zweiter Ordnung wirksam sein. Damit werden Krümmungsänderungen, die im Motorausgangssignal aufgrund der Rückwirkung des Kommutatormotors auftreten, erkannt und auf eine Änderung der Drehlage des Kommutatormotors zurückgeführt. Damit wird es gerade in dem eingangs angesprochenen besonders kritischen Fall einer starken Drehzahländerung des Kommutatormotors möglich, die Drehlage bzw. deren Änderungen richtig zu erfassen.
  • Während sich die bisherigen Überlegungen in erster Linie mit dem Zeitraum beschäftigen, an dem und während dessen eine nennenswerte Änderung der Drehzahl des Kommutatormotors auftritt, soll sich nun eine Weiterbildung der Erfindung mit der Zeit nach der Beendigung der Drehzahländerung beschäftigen. Es handelt sich beispielsweise um den Zeitpunkt, zu dem der Kommutatormotor stillsteht bzw. seine Nenndrehzahl erreicht hat. Hierfür wird die Änderung der unteren Grenzfrequenz mit einer Zeitkonstante reversierbar gestaltet, die größer als und angepaßt an die Dauer der Drehzahländerung des Kommutatormotors ist. Damit steht im Anschluß an diese Zeit das frequenzselektive Filter wieder in der Weise zur Verfügung, wie sie für den gleichförmigen Betrieb des Kommutatormotors angepaßt ist. Die Änderungen des Kommutatorausgangssignals werden wieder nicht differenziert ausgewertet. Das differenzierende Verhalten des frequenzselektiven Filters wird somit im wesentlichen auf den Zeitraum der Drehzahländerungen begrenzt.
  • Die beschriebene Änderung der unteren Grenzfrequenz des frequenzselektiven Filters kann mit einer entsprechenden Vergrößerung der oberen Grenzfrequenz verbunden sein. Damit aber besteht die Gefahr, daß hochfrequente Störungen, die beispielsweise durch äußere Einflüsse bedingt sind, als vermeintliche Drehlageänderungen ausgewertet werden. Demgegenüber ergibt sich eine deutliche Verbesserung durch die Maßnahme, die obere Grenzfrequenz des frequenzselektiven Filters stets konstant zu lassen. Das frequenzselektive Filter zeigt dann eine Breite, die mit der Drehzahl bzw. der Drehzahländerung des Kommutatormotors korrespondiert. Treten keine nennenswerten Drehzahländerungen auf, so besitzt das frequenzselektive Filter eine relativ große Breite, während bei großen Drehzahländerungen die Breite des Filters deutlich reduziert ist und in einem Spannungs-Frequenz-Diagramm eine dreieckförmige im wesentlichen durch eine ansteigende und abfallende Flanke geprägte Gestalt besitzt.
  • Die Erfindung ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels weiter erläutert. Es zeigt
    • Figur 1
    ein Auführungsbeispiel einer Schaltanordnung gemäß der Erfindung
    Figur 2
    die graphische Darstellung der für die Schaltanordnung von Figur 1 charakteristischen Spannungsverläufe und
    Figur 3
    ein Diagramm zur Erläuterung der prinzipiellen Wirkungsweise der Erfindung.
  • Die in Figur 1 dargestellte Schaltanordnung zeigt als frequenzselektiven Filter einen Bandpaß, bestehend aus einem Hochpaß und einem Tiefpaß, über den das Eingangssignal UE über einen vorgeschalteten Eingangskondensator C₃ geführt ist. Beim Eingangssignal UE handelt es sich um das Spannungssignal, das auf der potentialführenden Leitung (nicht dargestellt) eines ebenfalls nicht dargestellten Gleichstromkommutatormotors vorliegt. Der Eingangskondensator C₃ dient dazu, den Gleichstromanteil zu unterdrücken. Der Hochpaß seinerseits besteht aus einem Kondensator C₁ und einem nachgeschalteten Widerstand R₁, während der Tiefpaß aus einem Kondensator C₂ und einem dazu parallelen Widerstand R₂ besteht. Der Bandpaß ist in der dargestellten Weise am invertierenden Eingang 6 bzw. einem Ausgang 7 eines Operationsverstärkers 8 angeschlossen, dessen nichtinvertierender Eingang auf einer Bezugsspannung VRef liegt.
  • Zusätzlich ist ein Rückkopplungszweig vorgesehen, bestehend aus einer Diode D₁, einem RC-Glied mit einem Widerstand R₃ und einem Kondensator C₄ sowie einer Diode D₂, die in der dargestellten Weise am Ausgang 7 des Operationsverstärkers 8 sowie am Eingang 9 des Hochpasses (R₁, C₁) sowie an der Quelle der Bezugsspannung VRef angeschlossen sind.
  • Bei annähernd konstanter Drehzahl des Gleichstromkommutatormotors besitzt der Wechselstromanteil des Eingangssignals UE einen um eine Mittellage schwankenden Verlauf. Die Signaländerungen gegenüber dieser Mittellage sind durch die Rückwirkungen des Gleichstromkommutatormotors bedingt und weisen eine Frequnz auf, die der Drehzahl des Motors proportional ist. Die Proportionalität wiederum hängt von der Anzahl der Kommutatorsegmente (nicht dargestellt) ab und ist gleich dieser Zahl.
  • Die am Ausgang 7 des Operationsverstärkers 8 vorliegende Ausgangsspannung UA schwankt ebenfalls mit dieser Frequenz um die Referenzspannung VRef. Dies ist für die beiden Spannungen UE und UA in Figur 2 in deren ersten beiden Sektoren dargestellt. Aus der Ausgangsspannung UA wird in an sich bekannter Weise, wie beispielweise in der DE 40 17 779 A1 beschrieben, eine Impulsfolge I gewonnen, deren Frequenz den Schwankungen der beiden Spannungen entspricht und die in Figur 2 (unten) ebenfalls dargestellt ist.
  • Bei einer starken Drehzahländerung des Kommutatormotors, wie sie beispielsweise beim Abschalten durch Kurzschliessen seiner beiden Anschlüsse (nicht dargestellt) vorliegt, zeigt auch die Eingangsspannung UE eine starke Änderung und besitzt den im dritten ff. Sektor dargestellten Verlauf. Der bis dahin unwirksame Rückkopplungszweig bestehend aus den Bauteilen D₁, D₂, R₃ und C₄, wird nunmehr wirksam. D₁ und D₂ werden leitend, und C₄ lädt sich auf eine Spannung auf, die sich aus der Differenz der Ausgangsspannung UA und der Durchlaßspannung der Diode D₁ ergibt. Die Eingangsspannung am Eingang 9 wird dadurch angehoben, was zu einer Absenkung der Ausgangsspannung UA führt. D₁ sperrt wieder. Die Ladung des Kondensators C₄ fließt über R₃ und D₂ ab. Die Zeitkonstante aus dem von R₃ und C₄ gebildeten RC-Glied ist dabei etwa gleich der Zeit, nach der der Wechselstromanteil des Eingangssignals UE wieder den ursprünglichen Wert erreicht hat. Im Diagramm von Figur 2 ist diese Zeit etwa gleich der Länge von acht Sektoren.
  • Während dieser Zeit wird der zunächst aus dem Hochpaß R₁ und C₁ und dem Tiefpaß R₂ und C₂ gebildete Bandpaß aufgrund der Wirkung des dann aktiven Rückkopplungszweiges reversibel in seiner Breite verändert. Während er zunächst den durch ununterbrochene Linien dargestellten Verlauf besitzt, wird die untere Grenzfrequenz in den Bereich der dann vorliegenden Schwankungen des Wechselstromanteils des Eingangssignals UE verlegt. Dieser Vorgang ist durch den in Figur 3 strichliert eingezeichneten Pfeil für die ansteigende Flanke des Bandpasses sowie den Verlauf dieser Flanke, ebenfalls strichliert eingezeichnet, nach vollständiger Verschiebung dargestellt. Der Bandpaß wirkt nunmehr, bedingt durch die ansteigende Flanke, differenzierend. Dies wirkt sich insbesondere für den abfallenden Signalverlauf des Eingangssignals UE (im dritten Sektor) aus. Hinzu kommt die Wirkung eines Hochpasses zweiter Ordnung, die durch den differentiellen Widerstand von R₁ und C₁ einerseits und D₂ und C₃ andererseits gebildet ist und der die im Verlauf des Signals UE enthaltenen Krümmungsänderungen erfaßt. Diese sind ebenfalls durch die Rückwirkung der Kommutatorsegmente des Gleichstrommotors bedingt.
  • Mit der nachgeschalteten Auswerteschaltung wird aus dem Ausgangssignal UA insbesondere der durch einen Pfeil gekennzeichnete Impuls der Impulsfolge I detektiert. Dadurch wird es möglich, auch die Rückwirkung der Kommutatorsegmente bei starken Drehzahländerungen des Gleichstromkommutatormotors exakt zu analysieren und die Drehlage des Gleichstromkommutatormotors während und nach starken Drehzahländerungen zu bestimmen.

Claims (6)

  1. Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge bei einem Gleichstromkommutatormotor mit einem frequenzselektiven Filter, dessen Grenzfrequenz auf die Motordrehzahl abgestimmt und entsprechend der Änderung dieser Drehzahl veränderbar ist,
    dadurch gekennzeichnet, daß die untere Grenzfrequenz des frequenzselektiven Filters bei unveränderter Motordrehzahl deutlich unter und bei einer Änderung der Drehzahl jedoch etwa im Bereich der Frequenz der Impulsfolge liegt.
  2. Schaltanordnung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß nur Änderungen der Impulsfolge berücksichtigt sind, die ein vorgegebenes Maß übersteigen.
  3. Schaltanordnung nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Änderungen der Impulsfolge durch den Amplitudenwert des ausgewerteten Motorausgangssignals bestimmt sind.
  4. Schaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
    dadurch gekennzeichnet, daß bei Änderungen der Impulsfolge das Motorausgangssignal über einen Hochpaß zweiter Ordnung geführt ist.
  5. Schaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der unteren Grenzfrequenz mit einer Zeitkonstante reversierbar ist, die größer als und angepaßt an die Änderungsdauer der Motordrehzahl ist.
  6. Schaltanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß die obere Grenzfrequenz des frequenzselektiv Filter konstant ist.
EP93110177A 1992-07-11 1993-06-25 Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge Expired - Lifetime EP0579015B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4222914 1992-07-11
DE4222914A DE4222914A1 (de) 1992-07-11 1992-07-11 Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP0579015A2 EP0579015A2 (de) 1994-01-19
EP0579015A3 EP0579015A3 (de) 1994-10-19
EP0579015B1 true EP0579015B1 (de) 1996-03-13

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ID=6463033

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EP93110177A Expired - Lifetime EP0579015B1 (de) 1992-07-11 1993-06-25 Schaltanordnung zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Impulsfolge

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DE (2) DE4222914A1 (de)

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