DE69820220T2

DE69820220T2 - Vorspannungsschaltung hoher impedanz für wechselstromsignalverstärker

Info

Publication number: DE69820220T2
Application number: DE69820220T
Authority: DE
Inventors: M. Carl STANCHAK
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 1997-09-22
Filing date: 1998-09-03
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2018-09-04
Also published as: DE69820220D1; CN1109946C; NO316298B1; TW426990B; NO992467L; JP2002514334A; HK1022193A1; EP0943124A1; EP0943124A4; KR20000069053A; CA2270938A1; US5949274A; WO1999015943A1; CN1239561A; MY133781A; EP0943124B1; NO992467D0

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft integrierte Schaltungen, die aktive Bauelemente verwenden, um einen Knoten mit hoher Impedanz zu erzeugen, und insbesondere die Verwendung solcher Knoten mit hoher Impedanz in Vorspannungserzeugungsschaltungen.
STAND DER TECHNIK
Es gibt viele Arten von Spannungsverstärkern, aber alle teilen sich ähnliche Eigenschaften und ähnliche Begrenzungen. Für Erläuterungszwecke zeigt 1 die interne Struktur eines grundlegenden Verstärkers 11. Ein typischer Verstärker 11 weist ein Eingangssignal V_IN an einem Eingangsknoten 15 und ein Ausgangssignal V_OUT an einem Ausgangsknoten 17 auf.
V_OUT ist eine Funktion von V_IN, die durch die innere Struktur des Verstärkers 11 festgelegt ist. Im vorliegenden Beispiel wird das Eingangssignal V_IN intern mit dem Steuergate eines NMOS-Transistors 13 gekoppelt. Der NMOS-Transistor 13 ist zwischen eine Konstantstromquelle 21 und die Erdung gekoppelt, wobei sein Drainpol 18 mit dem Ausgang der Stromquelle 21 und mit dem Ausgangsknoten 17 verbunden ist. Wenn V_IN verändert wird, reagiert der Spannungsabfall vom Sourcepol 19 zum Drainpol 18 durch 180° Phasenverschiebung zu V_IN und mit einer Amplitudenverstärkung, die durch die Architektureigenschaften der Transistoren 13 und durch die Lastlinie des Verstärkers 11 festgelegt ist. Die Lastlinie des Verstärkers 11 ist durch die Last am Drainpol 18 und den Spannungswert von Vcc, der typischerweise 3 V bis 5 V ist, festgelegt. Man hat im Allgemeinen keine Kontrolle über Veränderungen der Spannungsversorgung Vcc, und man kann die Architektureigenschaften des Transistors 13, nachdem er hergestellt wurde, im Allgemeinen auch nicht verändern. Wie gezeigt, ist die einzige Last, die mit dem Drainpol 18 gekoppelt ist, die Stromquelle 21. Einen genauen Stromwert für die Stromquelle 21 auswählen und aufrechterhalten zu können, ist folglich ein wichtiges Kriterium beim Aufrechterhalten einer stabilen, vorbestimmten Verstärkung für den Verstärker 11.
2 zeigt den Verstärker 11 mit einer typischen Implementierung einer Stromquelle. In 2 besteht die Stromquelle aus einem PMOS-Transistor 23, dessen Sourceelektrode 25 mit Vcc gekoppelt ist, dessen Drainelektrode 27 mit dem Drainpol 18 des Transistors 13 gekoppelt ist und dessen Gate 26 mit einer Bezugsspannung V_REF gekoppelt ist. Aufgrund von Struktur- und Anordnungseinschränkungen wird das Eingangssignal V_IN im Allgemeinen auch mit dem Bezugssignal V_REF über einen Kopplungseigenkondensator 29 gekoppelt. Wie nachstehend erläutert wird, kann dies die Leistung des Verstärkers 11 verschlechtern.
Mit Bezug auf 3 ist ein Anreicherungstransistor wie z. B. ein PMOS-Transistor 23 durch eine Kurve 31 des Source-Drain-Stroms I_DS als Funktion der Source-Drain-Spannung V_DS gekennzeichnet. Typischerweise weisen die Kurven I_DS als Funktion von V_DS von PMOS-Transistoren eine entgegengesetzte Polarität zu jenen von NMOS-Transistoren auf. Der Deutlichkeit halber beziehen sich alle Bezüge auf I_DS, V_DS und V_GS nur auf ihre Beträge und nicht auf ihre Polarität, so dass die folgende Erörterung gleichermaßen für PMOS- und NMOS-Bauelemente gilt.
Bei einer gegebenen Source-Gate-Spannung V_GS innerhalb des Sättigungsbereichs sind Schwankungen Δi im Source-Drain-Strom I_DS relativ klein gegenüber einer größeren Änderung Δv in der Source-Drain-Spannung V_DS. Dieses Verhalten von I_DS als Funktion von V_GS wird im Rest dieser Anmeldung als Transistorverstärkereffekt eines Schalttransistors identifiziert. Da der I_DS-Strom über einen großen V_DS-Bereich relativ stabil bleibt, ist ein Anreicherungs-MOS-Transistor, der im Sättigungsbereich arbeitet, auf dem Fachgebiet als gute Stromquelle bekannt. Der Sättigungsstrom sowie die Sättigungsbetriebsart eines MOS-Transistors wird durch V_GS ausgewählt. Wenn sich V_GS ändert, ändert sich der Sättigungsstrom der Transistoren 23 und der Transistor 23 kann sogar aus der Sättigung fallen. Da die Verstärkung des Verstärkers 11 von 2 von einem stationären Sättigungsstrom vom Transistor 23 abhängt, ist es wichtig, dass die Bezugsspannung V_REF, d. h. V_GS in 3, von einer Konstantspannungsquelle geliefert wird.
Mit Bezug auf 4 erfährt eine gute Konstantspannungsquelle wie z. B. eine Batterie kleine Spannungsschwankungen Δv über einen großen Strombereich Δi. Wie vorstehend in 3 erläutert, weist der Transistorverstärkereffekt eines Schalt-MOS-Bauelements in seinem Sättigungsbereich die entgegengesetzte Eigenschaft einer großen Spannungsschwankung Δv über eine kleine Stromänderung Δi auf. Daher war dieser Transistorverstärkereffekt eines MOS-Transistors herkömmlich zum Erzeugen einer Konstantspannungsquelle nicht geeignet. Eine Batterie steht jedoch in einer integrierten Schaltung nicht zur Verfügung. Man ist daher auf Transistoren, Widerstände und andere integrierbare Bauelemente begrenzt, wenn eine Konstantspannungsquelle in einer integrierten Schaltung aufgebaut wird. Um die vorstehend erörterten Mängel des Transistorverstärkereffekts zu vermeiden, werden Transistoren typischerweise so angeschlossen, dass sie als Dioden funktionieren.
Mit Bezug auf 5 ist eine typische IC-Schaltung einer Konstantspannungsquelle des Standes der Technik gezeigt. Ein Transistor 24 ist als Diode angeschlossen, wobei sein Gate 22 mit seinem Drainpol 28 derart gekoppelt ist, dass seine V_GS gleich seiner V_DS ist. Der als Diode angeschlossene Transistor 24 ist mit einer Stromentnahme 35 zwischen Vcc und Erdung in Reihe geschaltet. Der Bezugsspannungsausgang V_REF wird am Knoten 38 abgegriffen, der die Drainelektrode 28 mit der Stromentnahme 35 verbindet.
Die Linie 39 des Diagramms 37 stellt die Beziehung zwischen I_DS und V_GS des als Diode angeschlossenen Transistors 24 dar. wie gezeigt, folgt das Bauelement 24 einer mehr diodenartigen Kurve und Stromänderungen Δi führen zu weniger drastischen Spannungsänderungen Δv als in der Transistorverstärkereffektkurve von 3. Der als Diode angeschlossene Transistor 24 weist folglich eine allmählichere Beziehung zwischen seinem I_DS-Strom und seiner V_DS-Spannung auf.
Trotzdem bietet die Verwendung von als Diode angeschlossenen Transistoren nur eine Teillösung. Wie im Diagramm 37 gezeigt, ist V_DS immer noch sehr anfällig für Schwankungen in I_DS, wenn auch in einem viel geringeren Grad als vorher. Ein übliches Verfahren zum Verringern der Anfälligkeit von Veränderungen von V_DS gegen I_DS besteht darin, die Menge an I_DS-Stromschwankungen Δi zu begrenzen und dadurch V_DS-Schwankungen Δv zu begrenzen. Stromschwankungen Δi werden typischerweise durch das Eingangssignal V_IN über den Kopplungskondensator 29 eingeführt.
Mit Bezug auf 6 werden Stromschwankungen Δi herkömmlich durch Anordnen eines großen Widerstandes 41 zwischen dem Knoten 38 und dem Knoten 40 begrenzt, welcher mit dem Ausgangssignal V_REF und dem Kopplungskondensator 29 in Verbindung steht. Der große Widerstandswert des Widerstandes 41 verringert das Ausmaß des durch V_IN eingeführten Stroms und mildert dadurch das Ausmaß an Stromschwankungen Δi durch den als Diode angeschlossenen Transistor 24. Damit der Widerstand 41 die Schwankungen in V_REF angemessen verringert, muss er sehr groß sein und weist typischerweise einen Wert von vielen Megaohm auf. Die Ausbildung solcher großen Widerstände in einer integrierten Schaltung erfordert eine große Fläche. Ferner leiden große Widerstände in ICs unter verschiedenen Problemen, einschließlich Kriechstrom und einer verteilten Eigenkapazität ihrer selbst. Beide Probleme führen zusätzliche Stromschwankungen ein, die die Wirksamkeit des Widerstandes verringern. Außerdem wendet sich die Schaltung von 6 nicht Spannungsschwankungen in V_REF aufgrund von Spannungsschwankungen in Vcc zu.
Mehrere Versuche wurden unternommen, um dieses Vertrauen auf große Widerstände bei der Konstruktion von IC-Konstantspannungsquellen und Knoten hoher Impedanz zu verringern. Das US-Pat. Nr. 5 467 052, Tsukada, offenbart eine Spannungsreferenz-Erzeugungsschaltung, die gegen Spannungsschwankungen beständig ist. Tsukada offenbart die Verwendung eines ersten Widerstandes in einem ersten Zweig und eines zweiten Widerstandes in einem zweiten Zweig, wobei der Strom durch den zweiten Zweig ein Verhältnis der zwei Widerstände und der Eigenschaften von einigen der verwendeten Transistoren ist. Da der Strom von einem Verhältnis abhängt, können kleinere Widerstände verwendet werden. Bei einer ähnlichen Methode offenbart das US-Pat. Nr. 4 264 874, Young, zwei miteinander gekoppelte Stromspiegel mit einem Widerstand, der zwischen einen Zweig der Stromspiegel und die Erdung verbunden ist. Das US-Pat. Nr. 5 317 280, Zimmer et al., offenbart ein Verfahren zum Erzeugen eines Knotens hoher Impedanz unter Verwendung von PFETs und mehreren kleineren Widerständen. Zimmer et al. verwenden ein Bootstrap-Verfahren, um den Widerstand einer Vorspannungsimpedanz mit dem Verhältnis von zwei kleineren Widerständen zu multiplizieren.
Diese Methoden verringern die Größe von erforderlichen Widerständen, beseitigen jedoch nicht ihre Verwendung. Es ist möglich, eine integrierte Spannungsquelle ohne die Verwendung von Widerständen herzustellen, indem nur als Diode angeschlossene Transistoren verwendet werden, wie in 5 gezeigt. Solche Schaltungen werden jedoch leicht durch die Einführung von Fehlerströmen und Vcc-Schwankungen beeinflusst, wie vorstehend erläutert.
EP 0 735 452 A2 offenbart eine Konstantspannungsquelle mit einer Stromgrenzschaltung. Über eine Rückkopplungsschleife wird die Ausgangsspannung überwacht und Ausgangsfehler werden kompensiert.
In ähnlicher Weise verwendet US 4 841 219 ein Überstrom-Feststellungsbauelement in einem Spannungsregler. In diesem Fall wird ein Fehlerverstärker in einer Rückkopplungsbetriebsart verwendet, um die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Wenn ein Überstrom auftritt, wirkt ein FET als Stromfeststellungswiderstand für die Rückkopplung.
EP 0 616 421 A1 stellt eine Kaskodenschaltung mit einer regulierten Verstärkung durch eine Rückkopplungsschleife bereit. Ein nicht-linearer MOS-Transistor wird in einer Sättigungsbetriebsart betrieben und eine Verstärkung mit hohem Verstärkungswert wird erzielt.
Eine ähnliche Verstärkeranordnung ist in EP 0 525 873 A1 vorgeschlagen. Korrekturmittel sind vorgesehen, um Potentiale zu steuern und einen Transistor in einer gewünschten Sättigungsbetriebsart zu halten.
Im Spannungsregler von US 4 704 572 werden verschiedene Sättigungsbetriebsarten eines Transistors durch einen Steuereingang ausgewählt, um dadurch den Reihenspannungsabfall im Spannungsregler zu regulieren.
US 4 574 233 stellt eine Stromquelle mit hoher Impedanz mit einer Rückkopplungsschleife zum Stabilisieren der Stromausgabe bereit. Das aktive nicht-lineare Bauelement weist einen niedrigen Spannungsabfall auf.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Konstantspannungsquelle unter Verwendung von nur aktiven Bauelementen bereitzustellen, die durch Fehlerströme, die durch ein Eingangssignal oder durch Vcc-Schwankungen eingeführt werden, nicht beeinflusst wird.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale von Anspruch 1 gelöst.
Ausführungsbeispiele sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
Die vorliegende Aufgabe wird in einer Konstantspannungsquelle nach Anspruch 1 gelöst, die einen Knoten hoher Impedanz simuliert, um eine konstante Ausgangsspannung über einen veränderlichen Fehlerstrom aufrechtzuerhalten. Ein aktives nicht-lineares Bauelement mit einem Sättigungsbereich wie z. B. ein BJT-, JFET- oder MOS-Transistor wird verwendet, um den Knoten hoher Impedanz zu simulieren. Eine Konstantstromquelle wird verwendet, um einen stationären Strom I_XY* durch das nicht-lineare Bauelement zu erzeugen und dadurch einen Ruhespannungsabfall V_XY* über dem nicht-linearen Bauelement herzustellen. Vorzugsweise reicht der von der Konstantstromquelle erzeugte Strom I_XY* aus, um das aktive nicht-lineare Bauelement in seinen Sättigungsbetriebsbereich zu bringen. Das aktive nicht-lineare Bauelement ist durch eine Schar von Kurven von I_XY als Funktion von V_XY gekennzeichnet, welche die Beziehung zwischen dem Strom durch dieses zur Spannung über diesem für ein gegebenes Steuereingangssignal beschreiben. Das heißt, eine beliebige Betriebskennlinie kann durch den Steuereingang des nicht-linearen Bauelements ausgewählt werden.
Im Betrieb werden Spannungsschwankungen über dem nicht-linearen Bauelement aufgrund von Fehlerströmen durch das nicht-lineare Bauelement durch eine Kennlinien-Selektorschaltung überwacht. Wenn die Spannung V_XY beginnt, sich aufgrund der Einführung eines Fehlerstroms zu verändern, sendet die Kennlinien-Selektorschaltung ein Kompensationssignal zum Steuereingang des nicht-linearen Bauelements. Das Kompensationssignal wählt eine neue Kennlinie für das nicht-lineare Bauelement aus. Die neue Kennlinie legt eine neue Beziehung von I_XY' als Funktion von V_XY' für das nicht-lineare Bauelement fest, die die Addition des Fehlerstroms zum stationären Strom von der Stromquelle berücksichtigt. Die neue Kennlinie wird derart ausgewählt, dass der neue Spannungsabfall über dem nicht-linearen Bauelement (entsprechend dem stationären Strom plus dem Fehlerstrom) zu seinem anfänglichen Ruhespannungsabfall V_XY* im Wesentlichen ähnlich ist. Die Kennlinien-Selektorschaltung bringt dadurch den neuen Spannungsabfall V_XY' über dem nicht-linearen Bauelement trotz der Einführung eines Fehlerstroms auf seinen anfänglichen Ruhespannungswert von V_XY* zurück. Das nicht- lineare Bauelement weist tatsächlich eine vertikale Lastlinie auf, die über einen breiten Bereich von Stromwerten eine konstante Ausgangsspannung aufrechterhält. Die Ausgangsspannung bleibt daher relativ stabil und durch Schwankungen eines kapazitiv gekoppelten Eingangssignals unbeeinflusst. Da die Ausgangsspannung konstant bleibt, verhält sie sich effektiv, als ob sie durch einen großen Widerstand vom Eingangssignal isoliert wäre, und simuliert dadurch einen Knoten hoher Impedanz.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden Fehlerstromschwankungen indirekt durch Feststellen von resultierenden Spannungsschwankungen an einem der Knoten des nicht-linearen Bauelements überwacht. Dies ermöglicht eine sekundäre Wirkung der vorliegenden Erfindung, die ermöglicht, dass sie Vcc-Schwankungen kompensiert und eine konstante Ausgangsspannung aufrechterhält. Wie vorstehend erläutert, kann die vorliegende Erfindung einen konstanten V_XY*-Spannungsabfall über ihren X- und Y-Knoten über Stromschwankungen aufrechterhalten. Da die vorliegende Erfindung von Vcc abgeschaltet ist und sie einen konstanten Spannungsabfall von V_XY* von Vcc aufrechterhält, können jedoch irgendwelche Spannungsschwankungen in Vcc an einem der Knoten X und Y bezüglich der Erdung widergespiegelt werden. Anstelle der direkten Überwachung von V_XY durch Prüfen über die Knoten X und Y überwacht die vorliegende Erfindung daher nur einen der Knoten X und Y. Da jeder Koten mit Veränderungen in Vcc variiert, kann das vorliegende Ausführungsbeispiel Veränderungen in Vcc erfassen und der Kennlinienselektor reagiert durch Modulieren des Steuereingangssignals des nicht-linearen Bauelements, um die vertikale Lastlinie zu einem neuen Arbeitspunkt zu verschieben, bis ein zweiter Wert V_XY'' gefunden wird, der die Spannung am überwachten der Knoten X und Y wieder auf ihren Anfangswert zurücksetzt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 und 2 sind Spannungsverstärker des Standes der Technik.
3 ist eine Darstellung der Kennlinie des Stroms als Funktion der Spannung eines MOS-Transistors des Standes der Technik.
4 ist eine Darstellung der Kennlinie der Spannung als Funktion des Stroms einer praktischen Spannungsquelle.
5 ist eine Konstantspannungsquelle des Standes der Technik.
6 ist ein zweites Ausführungsbeispiel einer Konstantspannungsquelle des Standes der Technik.
7 ist eine symbolische Darstellung einer Schaltung, die einen induzierten Widerstand verwendet, gemäß der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Schaltungsblock eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
9 und 10 sind graphische Darstellungen des Betriebs eines Elements innerhalb 8.
11 ist ein Schaltungsblock eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
12–14 sind graphische Darstellungen einer sekundären Funktion eines Elements innerhalb 8 und 11.
15 ist eine Schaltungsimplementierung der Schaltungsblöcke von 8 und 11.
16 ist ein Spannungsverstärker, der die Schaltungsstruktur von 15 beinhaltet.
BESTE ART ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wendet sich von der herkömmlichen Methode der Anordnung eines Widerstandes 41 zwischen einem Spannungsbezugsknoten 38 und einem Ausgangsknoten 40, der mit einem Eigenkondensator 29 gekoppelt ist, wie in 6 des Standes der Technik gezeigt, ab. Mit Bezug auf 7 versucht die vorliegende Erfindung statt dessen, eine induzierte hohe Impedanz 44 zwischen einem Ausgangsknoten 43 und einem Eigenkopplungskondensator 45 einzuführen. Da ein Eingangssignal Vin mit einem Ausgangssignal V_BIAS mit konstanter Spannung über den Eigenkondensator 45 gekoppelt ist, isoliert die Einführung einer induzierten hohen Impedanz 44 zwischen V_BIAS und dem Kondensator 45 effektiv das Ausgangssignal V_BIAS vom Eingangssignal Vin. Um eine induzierte hohe Impedanz 44 in einer praktischen IC-Schaltung zu erzeugen, gibt jedoch die vorliegende Erfindung die herkömmliche Struktur eines als Diode angeschlossenen Transistors 47 in Reihe mit einer Stromentnahme 49 auf.
Die vorliegende Erfindung stellt einen Knoten hoher Impedanz ohne die Verwendung von Widerständen und unter Verwendung von nur aktiven Bauelementen her. Anstatt die Menge an Fehlerstrom, der durch ein Eingangssignal kapazitiv mit einer Spannungserzeugungsschaltung gekoppelt ist, zu begrenzen, ermöglicht die vorliegende Erfindung, dass der Fehlerstrom frei fließt. Die vorliegende Erfindung überwacht statt dessen alle Stromschwankungen und stellt die Spannungserzeugungsschaltung ein, um die Stromschwankungen zu kompensieren.
Mit Bezug auf 8 umfasst die vorliegende Erfindung ein aktives nicht-lineares Bauelement 51 mit einem ersten Knoten Y, der mit Vcc gekoppelt ist, einem zweiten Knoten X, der mit einem Stromabtastelement 53 gekoppelt ist, und einem dritten Knoten Z zum Empfangen eines Steuersignals. Das aktive nicht-lineare Bauelement 51 ist durch eine Schar von Kurven gekennzeichnet, die die Spannung über den Knoten X und Y, V_XY, mit dem Strom durch die Knoten X und Y, I_XY, bei einem gegebenen Steuereingangssignal Z in Beziehung bringen. Vorzugsweise ist jede der Kurven durch einen linearen ohmschen Bereich und einen nicht-linearen Sättigungsbereich gekennzeichnet. Das aktive nicht-lineare Bauelement 51 kann eines von einem BJT-, einem JFET- oder einem MOS-Transistor sein.
Das aktive nicht-lineare Bauelement 51 ist mit einer Stromentnahme 55 zwischen Vcc und der Erdung in Reihe geschaltet. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Stromentnahme 55 durch ein Widerstandselement dargestellt, aber es wäre selbstverständlich, dass sie auch eine Konstantstromsenke sein kann, die gegen Temperatur- und Spannungsänderungen unempfindlich ist. Der Zweck der Stromentnahme 55 besteht darin, einen Stromweg vom aktiven nicht-linearen Bauelement 51 zur Erdung herzustellen, über den eine vorbestimmte Spannung über dem aktiven nicht-linearen Bauelement 51 ausgebildet werden kann.
Einem Eingangssignal Vin wird ermöglicht, durch den Kopplungskondensator 54 frei einen Fehlerstrom Δi in den Ausgangsknoten V_BIAS einzuführen. Ein Stromabtastelement 53 ist zwischen dem Ausgangsknoten V_BIAS und dem aktiven nicht-linearen Bauelement 51 angeordnet, um den Strom durch dieses hindurch zu überwachen. Das Stromabtastelement 53 weist ein Ausgangssignal auf, das mit einer Kennlinien-Steuerunterschaltung 57 gekoppelt ist, die Wechselstromänderungen überwacht und eine der Schar von Kurven auswählt, die die Spannung über den Knoten X und Y bei einem beliebigen gegebenen Strom durch die Knoten X und Y konstant hält. Das Ausgangssignal aus der Kennliniensteuerung 57 wird über ein Tiefpassfilter 59 an den Steuereingangsknoten Z angelegt. Das Tiefpassfilter 59 stabilisiert die Steuerung des aktiven nicht-linearen Bauelements 51, um irgendwelche momentanen instabilen Zustände aufgrund von Rauschen auszufiltern.
Mit Bezug auf 9 ist ein erstes Betriebsbeispiel der Schaltung von 8 gezeigt. 9 ist ein Graph des Stroms I_XY durch die Knoten X und Y als Funktion der Spannung V_XY über den Knoten X und Y für ein gegebenes Steuersignal Z. Im vorliegenden Beispiel stellt Q* am Punkt 65 einen erwünschten konstanten Spannungsabfall über den Knoten X und Y dar, der sich aus einem anfänglichen Strom I_XY, der durch den Punkt 63 angegeben ist, und einem anfänglichen Steuersignal Z1* ergibt. Die Ruhespannung Q* ist am anfänglichen Arbeitspunkt 61 am Schnittpunkt des Anfangsstrompunkts 63 und des anfänglichen Steuersignals Z1* festgelegt. Wenn ein Fehlerstrom Δi verursachen würde, dass der Strom I_XY abfällt, würde der Arbeitspunkt entlang der Kurve Z1* gewöhnlich vom Punkt 61 auf den Punkt 67 abfallen. Dies würde typischerweise in einem drastischeren Abfall in V_XY vom Punkt 65 auf den Punkt 69 widergespiegelt werden. Um diese Spannungsverringerung zu kompensieren, würde die Kennlinien-Steuerunterschaltung 57 von 8 durch Einstellen von Z auf eine neue Arbeitsposition Z3 reagieren, die den Arbeitspunkt des aktiven nicht-linearen Bauelements 51 effektiv vom Punkt 67 zum Punkt 71 verlagern würde und dadurch die Spannung V_XY wieder vom Punkt 69 in ihre Anfangsposition am Punkt 65 zurücksetzen würde. Aufgrund dieser Modulation des Steuersignals Z zeigt das aktive nicht-lineare Bauelement 51 effektiv eine vertikale Lastlinie 73, wobei die Spannung über den Knoten X und Y über einen breiten Bereich von Stromschwankungen Δi durch die Knoten X und Y effektiv konstant bleibt.
Mit Bezug auf 10 ist ein zweites Betriebsbeispiel der Schaltung von 8 gezeigt. Im vorliegenden Beispiel ist der Arbeitspunkt des erwünschten konstanten V_XY-Spannungsabfalls Q* am Punkt 79 durch den Arbeitspunkt 76 angegeben. Wie gezeigt, entspricht der Arbeitspunkt 76 einem anfänglichen Betriebsstrom I_XY am Punkt 77 und einem anfänglichen Eingangssteuersignal Z2*. Wenn ein Fehlerstrom eingeführt wird und verursacht, dass der Strom I_XY um eine Menge Δi zunimmt, würde die Spannung V_XY gewöhnlich um eine Menge Δv vom Punkt 79 zur Stelle 83 hin, die einem neuen Arbeitspunkt 81 entspricht, zunehmen. Die Kennlinien-Steuerunterschaltung 57 von 8 würde jedoch das Eingangssteuersignal Z in eine als Z3 identifizierte neue Arbeitsposition modulieren. Dies würde einen neuen Arbeitspunkt 75 festlegen und dadurch die Spannung V_XY zu ihrem anfänglichen Ruhewert Q* am Punkt 79 zurückführen. wiederum zeigt das Bauelement eine vertikale Lastlinie 85.
Da die Spannung über den Knoten X und Y gegen Schwankungen in Vin unempfindlich bleibt, weist die vorliegende Erfindung effektiv einen Knoten hoher Impedanz unter Verwendung des Sättigungsbereichs des Transistorverstärkereffekts des Bauelements 51 auf. Im Gegensatz zum Stand der Technik, der versucht, Stromschwankungen zu begrenzen, moduliert die vorliegende Erfindung statt dessen die Beziehung der Spannung zum Strom des nicht-linearen Bauelements 51, um einen konstanten Spannungsabfall über einen veränderlichen Strom aufrechtzuerhalten. Somit ist kein großer Widerstand erforderlich, wodurch die Einführung eines Widerstandskriechstroms und von jeglicher zusätzlicher verteilter Eigenkapazität, die den Frequenzgang eines Bauelements begrenzen kann, beseitigt wird.
Mit Bezug auf 11 nutzt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Nicht-Linearität der Strom-Spannungs-Beziehung im Sättigungsbereich des aktiven nicht-linearen Bauelements 51. Wie vorstehend erläutert, ist der Sättigungsbereich des aktiven nicht-linearen Bauelements 51 durch große Spannungsschwankungen als Reaktion auf kleine Stromänderungen gekennzeichnet. Das zweite Ausführungsbeispiel nutzt diesen Transistorverstärkereffekt, um Stromänderungen durch das aktive nicht-lineare Bauelement 51 indirekt zu überwachen, indem V_XY-Spannungsschwankungen überwacht werden. Obwohl dies durch Überwachen des Spannungsabfalls über den Knoten X und Y durchgeführt werden kann, überwacht das zweite Ausführungsbeispiel statt dessen nur den Knoten X bezüglich der Erdung. Dies ermöglicht, dass sich das zweite Ausführungsbeispiel einer zweiten Quelle für einen V_BIAS-Spannungsfehler zuwendet, der sich das vorherige Ausführungsbeispiel nicht zuwendet.
Die zweite Quelle für einen Spannungsfehler ergibt sich aus Schwankungen der Spannungsversorgung Vcc. Wie vorstehend erläutert, hält das vorherige Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine relativ vertikale Lastlinie aufrecht, die auf das aktive nicht-lineare Bauelement 51 angewendet wird. Dies bedeutet, dass die Spannung V_XY über dem aktiven nicht-linearen Bauelement 51 bei einem gewissen vorbestimmten Wert Q* ungeachtet von Stromschwankungen relativ konstant bleibt. Da V_XY Vcc minus der Spannung am Knoten Y ist und V_XY konstant bleibt, bleibt die Spannung am Knoten X über Stromschwankungen auch konstant, solange die Spannungsversorgung Vcc konstant bleibt. Wenn jedoch eine Fehlerspannung ΔVerr in die Spannungsversorgung Vcc eingeführt wird, wird dieselbe Fehlerspannung ΔVerr am Knoten Y widergespiegelt. Dies würde am Ausgangsknoten V_BIAS einen Spannungsfehler ΔVerr einführen, obwohl V_XY bei Q* konstant bleibt. Durch Überwachen der Spannung am Knoten Y wendet sich jedoch das zweite Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung nicht nur dem Problem des Fehlerstroms Δi, der durch das Eingangssignal Vin eingeführt wird, zu, sondern überwacht auch und reagiert auf Spannungsfehler, die durch Spannungsschwankungen ΔVerr verursacht werden.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel von 11 ist die als Widerstand 55 in 8 gezeigte Stromentnahme statt dessen als temperatur- und spannungsunempfindliche Stromsenke I_SINK 56 implementiert. Das aktive nicht-lineare Bauelement 51 ist mit I_SINK 56 zwischen Vcc und der Erdung in Reihe geschaltet. Wie gezeigt, ist die Spannungsversorgung Vcc von 11 für Spannungsschwankungen ±ΔVerr anfällig.
Das Eingangssignal Vin wird wiederum mit dem Ausgangsknoten V_BIAS und dem Knoten X durch den Kopplungskondensator 54 gekoppelt. Ein Spannungsüberwachungsmittel 58 ist zwischen den Knoten X und die Erdung gekoppelt. Das Spannungsüberwachungsmittel 58 weist ein Ausgangssignal auf, das mit der Kennliniensteuerung 57 gekoppelt ist, welche Wechselspannungsschwankungen am Knoten X überwacht. Unter der Annahme, dass Vcc konstant ist, würden Spannungsschwankungen am Knoten Y bedeuten, dass das aktive nicht-lineare Bauelement 51 Schwankungen des Fehlerstroms Δi erfährt. Die Kennliniensteuerung 57 würde auf die Wechselspannungsschwankungen durch Übertragen eines Steuersignals über das Tiefpassfilter 59 zum Eingangsknoten Z des aktiven nicht-linearen Bauelements 51 reagieren, um eine vertikale Lastlinie auf das Bauelement 51 angewendet zu halten. Wie vorstehend erläutert, wird das Steuersignal Z so moduliert, dass es die verfügbaren Kennlinien des Bauelements 51 durchläuft, bis die Spannung V_XY zu ihrer Anfangsposition zurückgeführt ist. Da Schwankungen in V_XY durch Feststellen von Spannungsschwankungen am Knoten X indirekt überwacht werden, wird das Steuersignal Z in diesem Fall moduliert, bis die Spannung am Knoten X in ihre Anfangsposition zurückgeführt ist. Unter der Annahme, dass Vcc konstant ist, würde dies die Spannung V_XY auf ihren Anfangswert von Q* zurücksetzen und die Spannung am Knoten Y auf ihren Anfangswert von Vcc – Q* zurücksetzen. Das Ausführungsbeispiel von 11 reproduziert somit die Reaktion der Schaltung von 8.
Wenn man andererseits annimmt, dass kein Fehlerstrom durch das aktive nicht-lineare Bauelement 51 vorhanden ist, Δi = 0, sondern Vcc statt dessen Spannungsschwankungen ΔVerr erfährt, dann würde der Knoten Y mit ΔVerr schwanken. Wiederum überträgt das Spannungsüberwachungsmittel 58 diese Spannungsschwankung zur Kennliniensteuerung 57, die wiederum ein Modulationssteuersignal über das Tiefpassfilter 59 zum Steuereingang Z überträgt. Dies wählt eine neue Kennlinie für das aktive nicht-lineare Bauelement 51 aus, um die Spannung am Knoten X trotz der Spannungsschwankung ΔVerr auf ihren Anfangswert zurückzubringen. Die resultierende Spannung über den Knoten X und Y kann nicht notwendigerweise gleich dem Anfangsspannungsabfall Q* sein. Die auf das nicht-lineare Bauelement 51 angewendete vertikale Lastlinie ist tatsächlich zu einem neuen Arbeitspunkt verschoben, wie nachstehend genauer erläutert wird.
Man nehme beispielsweise an, dass die gewünschte V_XY-Spannung von Q* über den Knoten X und Y konstant gehalten wird. V_BIAS*, die gewünschte Ausgangsvorspannung, ist definiert als VBIAS* = Vcc – Q*
Wenn eine Spannungsschwankung eine Fehlerspannung ΔVerr in Vcc einführt, ist die neue Vorspannung V_BIAS' VBIAS' = (Vcc ± ΔVerr) – Q* = Vcc – Q* ± ΔVerr = VBIAS* ± ΔVerrso dass das gewünschte Ausgangssignal V_BIAS* die Fehlerspannung ΔVerr widerspiegelt. Um diesen Spannungsfehler zu kompensieren, verschiebt die Kennliniensteuerung 57 die vertikale Lastlinie des aktiven nicht-linearen Bauelements 51 zu einem neuen Ruhewert Q' um eine gleiche Menge ΔVerr. Man nehme beispielsweise an, dass eine negative –ΔVerr zu Vcc addiert wird, so dass die neue Ausgangsvorspannung V_BIAS' VBIAS' = (Vcc – ΔVerr) – Q*ist. Die Kennliniensteuerung 57 würde durch Verschieben der vertikalen Last des nicht-linearen Bauelements 51 von V_XY = Q* zu einem neuen Wert, der um eine Menge –ΔVerr versetzt ist, reagieren. Mit anderen Worten, der neue Ruhewert Q' ist gleich dem Anfangswert von Q* und einer Verschiebung um –ΔVerr, so dass gilt VBIAS' = (Vcc – ΔVerr) – (Q* – ΔVerr) = Vcc – ΔVerr – Q* + ΔVerr) = Vcc – Q* = VBIAS*
Wie zu sehen ist, reicht der neue Spannungsabfall von Q' = (Q* – ΔVerr) aus, um die Spannung am Knoten Y, d. h. die Ausgangsvorspannung V_BIAS' auf ihren Anfangswert von V_BIAS*, wiederherzustellen.
12 ist eine graphische Darstellung dessen, wie das zweite Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Vcc-Spannungsschwankungen angeht. Ein Ruhearbeitspunkt 62 ist am Schnittpunkt eines anfänglichen konstanten Stroms I* und einer ausgewählten Kennlinie Z* zu finden, was zu einem vorbestimmten V_XY-Spannungsabfall von Q* führt. Es wird angenommen, dass kein Fehlerstrom Δi eingeführt wird und I* daher konstant bleibt, man kann die Reaktion der Schaltung von 11 auf Spannungsfehlerschwankungen ±Verr isoliert leichter erörtern. Wie gezeigt, kann die Einführung einer kleinen Modulation ±ΔZ' in das Steuereingangssignal Z* die vertikale Lastlinie 64 vom Arbeitspunkt 66 zum Arbeitspunkt 68 zum Punkt 74 verschieben, was zu einer gesteuerten Spannungsverschiebung über einen großen Bereich von Q* ± Δq führt. Abweichungen der Spannungsversorgung Vcc können von vorübergehender Beschaffenheit sein oder sich aus einem allmählichen Spannungsverlust wie z. B. der natürlichen Alterung einer Batterie ergeben. Aufgrund der großen V_XY-Reaktion auf kleine Z-Modulationen kann die Schaltung schnell auf Spannungsübergänge sowie auf die allmähliche Verschlechterung einer Spannungsversorgung reagieren.
Mit der Bezugsziffer 13 ist ein erstes Betriebsbeispiel der Schaltung von 11, die auf eine Spannungsschwankung in Vcc reagiert, gezeigt. In 13 wird angenommen, dass keine Fehlerströme Δi durch das kapazitiv gekoppelte Eingangssignal Vin eingeführt werden, so dass der Strom I* konstant bleibt. Es wird ferner angenommen, dass ein anfängliches Steuereingangssignal von Z* das Bauelement 51 auf den Arbeitspunkt 70 mit einem Ruhespannungsabfall von Q* bringt. Unter der Annahme, dass Vcc eine negative Spannungsschwankung von –ΔVerr empfängt, würde die Kennliniensteuerung 57 von 11 durch Verschieben der vertikalen Lastlinie 64 von einer Anfangsposition am Punkt Q* um ein gleiches Ausmaß –ΔVerr nach unten in eine neue Position Q' reagieren. Dies wird durch Modulieren des Steuereingangssignals des aktiven nicht-linearen Bauelements 51 von Z* auf eine neue Kennlinie Z' durchgeführt. Dies verschiebt den Arbeitspunkt vom Punkt 70 zum Punkt 72 und verringert den Spannungsabfall über den Knoten X und Y um ein Ausmaß von –ΔVerr auf ein neues Q'. Wie vorstehend erläutert, reicht dieser neue wert aus, um die Spannung am Knoten Y auf ihren Anfangswert zurückzusetzen.
Der neue Ruhearbeitspunkt von Q' wird dann konstant gehalten, solange keine neuen Spannungsschwankungen erfahren werden. Die vertikale Lastlinie 64 wird somit zu einer neuen Stelle 64' verschoben. Das heißt, wenn die Spannungsversorgung auf Vcc – ΔVerr bleiben würde, während ein Eingangssignal Vin Stromschwankungen Δi einführen würde, dann würde die Schaltung von 11 reagieren, um den Spannungsabfall über den Knoten X und Y auf Q' zu halten, wie vorstehend mit Bezug auf 8–10 erläutert.
Mit Bezug auf 14 nimmt ein zweites Betriebsbeispiel an, dass Vcc eine positive Spannungsschwankung von +ΔVerr empfängt. Die Schaltung von 11 reagiert wieder durch Modulieren des Steuereingangssignals von Z* zu Z' und verschiebt dadurch die vertikale Lastlinie 80 um ein gleiches Ausmaß +ΔVerr vom Arbeitspunkt 74 zum Arbeitspunkt 78. Dies erzeugt einen neuen Ruhearbeitswert Q', der dann konstant gehalten wird, solange sich die Spannungsversorgung nicht ändert. Wenn die Spannungsversorgung zu ihrem Anfangswert von Vcc zurückkehren würde, dann würde die Schaltung von 11 den Spannungsabfall über den Knoten X und Y wieder auf seinen Anfangswert von Q* zurückführen, indem sie das Steuereingangssignal des nicht-linearen Bauelements 51 auf seine Anfangskennlinie Z* zurückbringt.
Wie aus dem vorstehenden zu sehen ist, reagiert die vorliegende Schaltung auf zwei verschiedene Fehlerquellen. Im ersten Fall kann die vorliegende Erfindung eine vertikale Lastlinie über einem nicht-linearen Bauelement derart aufrechterhalten, dass der Spannungsabfall V_XY über diesem von Stromfehlerschwankungen Δi unberührt ist. In dieser Weise wird es gegen Stromschwankungen, die durch ein kapazitiv gekoppeltes Eingangssignal Vin eingeführt werden, unempfindlich. Im zweiten Fall kann die Schaltung durch Überwachen eines Knotens des nicht-linearen Bauelements 51 außerdem Spannungsschwankungen in Vcc durch kontinuierliches Verschieben des gewünschten Spannungsabfalls Q' über dem nicht-linearen Bauelement 51 und Aufrechterhalten einer vertikalen Lastlinie bei diesem neuen Spannungsabfall Q', um Spannungsschwankungen zu kompensieren, korrigieren.
Mit Bezug auf 15 ist eine CMOS-Implementierung der vorliegenden Erfindung gezeigt. Bei der vorliegenden Implementierung wird das aktive nicht-lineare Bauelement 51 von 8 und 11 in 15 als PMOS-Transistor 91 implementiert. Die Drainelektrode 92 des PMOS-Transistors 91 ist mit einer Stromsenke 93 gekoppelt, so dass der PMOS-Transistor 91 mit der Stromsenke 93 zwischen Vcc und der Erdung in Reihe liegt. Eine konstante Vorspannung V_BIAS wird vom Knoten 100 am Übergang der Drainelektrode 92 und der Stromsenke 93 abgegriffen. Ein Eingangssignal Vin ist mit dem Knoten 100 über eine Eigenkapazität 54 gekoppelt. Der PMOS-Transistor 91 wird in seinen Sättigungsbereichen betrieben und erfährt, wie vorstehend erläutert, große V_DS-Spannungsschwankungen über kleine I_DS-Stromschwankungen. Aufgrund dieses Verhaltens wurden Transistoren im Sättigungsbereich üblicherweise als Stromquellen verwendet, haben jedoch keine guten Spannungsquellen vorgesehen. Aufgrund dieser erhöhten Spannungsempfindlichkeit gegen eine Stromänderung überwacht die vorliegende Implementierung trotzdem indirekt Stromschwankungen durch den Transistor 91 durch Feststellen der resultierenden Spannungsschwankungen am Knoten 100. Somit folgt die Schaltung von 15 dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das in 11 gezeigt ist, unter Verwendung einer Spannungsüberwachungsunterschaltung 58 im Austausch gegen das Stromabtastelement 53 von 8.
Innerhalb der Unterschaltung 58 ist das Gate eines zweiten PMOS-Transistors 93 mit dem Knoten 100 gekoppelt und seine Drainelektrode 94 ist mit einer Drainelektrode 96 eines NMOS-Transistors 95 gekoppelt. Der PMOS-Transistor 93 und der NMOS-Transistor 95 sind zwischen Vcc und der Erdung in Reihe geschaltet. Spannungsschwankungen am Gate des PMOS-Transistors 93 führen zu Stromschwankungen im Transistor 93. Der Strom durch den Transistor 93 wird effektiv zu einem Maß für Stromschwankungen durch den Transistor 91.
Das Steuergate 97 des Transistors 95 ist mit seiner Drainelektrode 96 derart gekoppelt, dass er wiederum eine Gatespannung entwickelt, die den Strom durch den Transistor 93 darstellt. Die Gatespannung des Transistors 95 wird dann auf die Kennliniensteuerung 57 gespiegelt.
Die Kennliniensteuerung 57 wird durch einen dritten PMOS-Transistor 101 in Reihe mit einem zweiten NMOS-Transistor 99 implementiert, die beide zwischen Vcc und der Erdung in Reihe geschaltet sind. Der Drainpol 98 des PMOS-Transistors 101 ist mit seinem Gate 104 gekoppelt. Somit wird das Spannungsmaß für Stromschwankungen durch den Knoten 100 am Gate 97 zur Kennliniensteuerung 57 übertragen und der Strom durch die Transistoren 99 und 101 wird entsprechend eingestellt. Der Transistor 101 entwickelt eine Kompensationsspannung an seinem Gate und überträgt sie über ein Tiefpassfilter 59, das aus einem Kondensator 103 besteht, zum Gate des PMOS-Transistors 91.
Die Polarität von Spannungs- und Stromschwankungen des nicht-linearen Bauelements 51 hängt von der Art des zum Implementieren des Elements 51 verwendeten Bauelements (PMOS, NMOS usw.) ab. Der Kürze halber bezieht sich die folgende Erörterung nur auf den Betrag von Spannungs- und Stromschwankungen. Die Interpretation der korrekten Polaritäten für eine gegebene Bauelementart wird als innerhalb des Bereichs des typischen Fachmanns betrachtet.
Unter der Annahme, dass Vcc konstant ist, entspricht ein Spannungsanstieg am Knoten 100 einem Abfall des Betrags der Source-Drain-Spannung V_DS über dem Transistor 91. Ein Abfall der V_DS-Spannung des Transistors 91 entspricht wiederum einem Betragsabfall seines Source-Drain-Stroms I_DS. Ebenso entspricht ein Abfall der Spannung am Knoten 100 einer Zunahme des Betrags der V_DS-Spannung des Transistors 91 und einer Zunahme des I_DS-Stroms durch den Transistor 91. Somit zeigt sich eine Abnahme des Stroms durch den Transistor 91 als Anstieg der Spannung am Knoten 100 und ein Anstieg des Stroms durch den Transistor 91 zeigt sich als Abnahme der Spannung am Knoten 100.
Mit Bezug auf 9 und 15 nehme man an, dass die Schar von Kurven, die in 9 dargestellt ist, das charakteristische Verhalten des Transistors 91 definiert. Ferner nehme man an, dass die Strombeträge I_DS durch den Transistor 91 in 9 als Stromwerte I_XY identifiziert sind und dass die Spannungsbeträge V_DS über dem Transistor 91 in 9 als Spannungswerte V_XY angegeben sind. Der Strom I_XY durch den Transistor 91 ist die Summe des Stroms I_SINK durch die Stromsenke 93 plus irgendeinem Fehlerstrom Δi, der durch das kapazitiv gekoppelte Eingangssignal Vin eingeführt wird, folgendermaßen IXY = ISINK ± Δi
Man nehme an, dass das Eingangssignal Vin anfänglich nicht angelegt wird und folglich kein Fehlerstrom eingeführt wird, Δi = 0. Wenn die Kennliniensteuerung 57 eine anfängliche Steuerspannung von Z1* an das Gate des Transistors 91 anlegt und die Konstantstromsenke 93 einen durch den Punkt 63 festgelegten Strombetrag aufweist, würde dies einen Ruhespannungsabfall (V_XY) des Werts Q* über den Source-Drain-Elektroden des Transistors 91 herstellen.
Wenn das Eingangssignal Vin dann angelegt wird und es einen Fehlerstrom Δi in den Knoten 100 einleitet, würde dies zu einer Verringerung von –Δi im I_DS-Strom des Transistors 91 führen. Seine V_DS-Spannung würde gewöhnlich durch Abnehmen in Richtung des Punkts 69 reagieren. Die Verringerung in V_DS des Transistors 91 würde zu einem Spannungsanstieg am Knoten 100 führen, wie vorstehend erläutert.
Die Unterschaltung 58 reagiert auf den Spannungsanstieg am Knoten 100 durch Verringern der Stromerzeugungsfähigkeit des Transistors 93. Aufgrund des verringerten Stroms durch den Transistor 93 kann der Transistor 95 das Potential an seinem Gate herabsetzen. Dieses niedrigere Potential wird auf den Transistor 99 der Kennliniensteuerung 57 gespiegelt. Das gesenkte Potential am Gate des Transistors 99 bewirkt, dass er seine Stromerzeugungsfähigkeit verringert. Der Transistor 101 reagiert auf den verringerten Strom durch den Transistor 99 durch Erhöhen der Spannung an seinem Steuergate 104. Dieser Spannungsanstieg wird über das Tiefpassfilter 59 zum Steuergate des Transistors 91 übertragen. Wenn die Spannung am Steuergate des Transistors 91 ansteigt, fällt der Betrag seiner Source-Gate-Spannung V_DS auf einen neuen Wert Z3. Die niedrigere V_GS-Spannung von Z3 erhöht seinen V_DS-Spannungsbetrag wieder auf seinen ursprünglichen Wert von Q*, während der neue Strom von Ins = I_SINK – Δi aufrechterhalten wird.
Wenn man mit Bezug auf 10 und 15 andererseits annimmt, dass das Eingangssignal Vin einen Fehlerstrom Δi vom Knoten 100 abziehen würde, würde dies zu einer Erhöhung von +Δi im I_DS-Strom des Transistors 91 führen. Folglich würde die V_DS-Spannung des Transistors 91 gewöhnlich durch Erhöhen von einem Anfangswert Q* am Punkt 79 in Richtung des Punkts 83 reagieren. Die Erhöhung des Betrags von V_DS über dem Transistor 91 würde zu einem Spannungsabfall am Knoten 100 führen, wie vorstehend erläutert.
Die Unterschaltung 58 reagiert auf den Spannungsabfall am Knoten 100 durch Erhöhen der Stromerzeugungsfähigkeit des Transistors 93. Der Transistor 93 setzt dann das Potential am Gate des Transistors 95 hoch. Dieses höhere Potential wird auf den Transistor 99 der Kennliniensteuerung 57 gespiegelt. Das höhere Potential am Gate des Transistors 99 verursacht, dass dieser seine Stromerzeugungsfähigkeit erhöht und dadurch das Potential am Gate 104 des Transistors 101 herabsetzt. Dieser Spannungsabfall wird über das Tiefpassfilter 59 zum Steuergate des Transistors 91 übertragen. Wenn die Spannung am Steuergate des Transistors 91 abfällt, wird der Betrag seiner V_GS-Spannung auf einen neuen Wert Z3 erhöht. Die höhere V_GS-Spannung von Z3 senkt die V_DS-Spannung des Transistors 91 wieder auf ihren ursprünglichen Wert von Q*, während der neue Strom von I_DS = I_SINK + Δi aufrechterhalten wird.
In den vorherigen zwei Betriebsbeispielen der Schaltung von 15 wurde angenommen, dass Vcc konstant blieb. Folglich lagen Spannungsschwankungen am Knoten 100 nur an V_DS-Schwankungen über dem Transistor 91, die durch die Einführung eines Fehlerstroms Δi durch das kapazitiv gekoppelte Eingangssignal Vin verursacht wurden. Daher wurde die V_DS über dem Transistor 91 durch aktives Modulieren des Steuereingangssignals Z des Transistors 91 relativ konstant gehalten, um die Spannung am Knoten 100 konstant zu halten. Mit anderen Worten, die V_DS des Transistors 91 wurde durch Zurücksetzen der Spannung am Knoten 100 auf ihren Anfangswert auf ihren Anfangswert zurückgesetzt. Somit modulieren die Schaltungsblöcke 57, 58 und 59 das Gate des Transistors 91 als Reaktion auf Spannungsschwankungen am Knoten 100 ungeachtet dessen, wie diese Schwankungen verursacht werden. Wenn Spannungsschwankungen am Knoten 100 beispielsweise durch Schwankungen in Vcc eingeführt werden würden, würde die vorliegende Erfindung wieder den Transistor 91 einstellen, wie mit Bezug auf 12–14 erläutert, um die Spannung am Knoten 100 wieder auf ihren anfänglichen stationären Wert zurückzusetzen. Wenn Spannungsschwankungen am Knoten 100 nicht durch den Fehlerstrom Δi, sondern vielmehr durch eine Spannungsschwankung in Vcc verursacht werden würden, dann würde das Spannungsüberwachungsmittel 58 daher auf diese Schwankungen durch Übertragen eines Maßes für die Spannungsschwankungen zur Kennliniensteuerung 57 reagieren. Die Unterschaltung 57 würde dann durch Modulieren des Steuergates des Transistors 91 und durch Verschieben seiner vertikalen Lastlinie zu einem neuen Arbeitspunkt, bis die Spannung am Knoten 100 auf ihren Anfangswert zurückgebracht wäre, reagieren. Falls Spannungsschwankungen am Knoten 100 sowohl an Spannungsschwankungen als auch der Einführung eines Fehlerstroms Δi liegen, würde die Schaltung von 15 auf beide Fehler gleichzeitig reagieren und den Knoten 100 wiederum auf seinen Anfangswert einstellen.
Mit Bezug auf 16 ist ein Wechselspannungssignal-Verstärker, der die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beinhaltet, gezeigt. Der Deutlichkeit halber sind alle Elemente mit einer ähnlichen Funktion wie jene von 15 mit ähnlichen Bezugszeichen wie in 15 identifiziert und sind vorstehend erläutert. Das Eingangssignal Vin wird an einen Spannungsverstärker 111 mit einem Ausgangssignal Vout angelegt. Intern besteht der Spannungsverstärker 111 aus einem PMOS-Transistor 113 und einem NMOS-Transistor 115, die zwischen Vcc und der Erdung in Reihe geschaltet sind, wobei Vout an den Drainpolen beider Transistoren 113 und 115 abgegriffen wird. Das Eingangssignal Vin ist mit dem Steuergate des Transistors 115 gekoppelt und der Transistor 113 wirkt als Konstantstromquelle, um eine vorbestimmte Lastlinie und Verstärkung für den Verstärker 111 festzulegen. Der Transistor 113 weist einen Ruhestromwert auf, der durch das konstante Steuersignal V_BIAS festgelegt ist. Das Eingangssignal Vin ist auch als mit dem Steuergate des PMOS-Transistors 113 und mit V_BIAS durch den Eigenkondensator 54 gekoppelt gezeigt.
Das Steuersignal V_BIAS wird durch den PMOS-Transistor 91, den Schaltungsblock 117 und den Schaltungsblock 102 erzeugt. Der Sourcepol des PMOS-Transistors 91 ist mit Vcc gekoppelt und sein Drainpol ist mit dem Schaltungsblock 117 am Knoten 100 verbunden. Der Schaltungsblock 117 ist eine bevorzugte Implementierung einer spannungs- und temperaturunempfindlichen Stromsenke und er stellt vorzugsweise einen stationären Stromwert her, der ausreicht, um den PMOS-Transistor 91 in seine Sättigungsbetriebsart zu bringen. Die Stromsenke 117 besteht aus einer Konstantstromquelle 105, die zwischen Vcc und den Transistor 107 gekoppelt ist. Der Drainpol 108 des Transistors 107 ist mit seinem Steuergate 106 derart gekoppelt, dass er eine Source-Gate-Spannung erzeugt, die vom Wert der Stromquelle 105 abhängt. Die Source-Gate-Spannung des Transistors 107 wird auf den Transistor 107 gespiegelt, der einen Stromweg vom Knoten 100 zur Erdung herstellt.
Der Schaltungsblock 102 beinhaltet die Unterschaltungen 57, 58 und 59, die in 15 identifiziert sind. Wie in 16 gezeigt, wird die Spannung am Knoten 100 am Gate des PMOS-Transistors 93 überwacht, der ein Maß für den Source-Drain-Strom durch den Transistor 91 und Schwankungen in Vcc erfasst, wie vorstehend erläutert. Ein Strom durch den Transistor 93 wird über den Transistor 95 auf den Transistor 99 gespiegelt. Als Reaktion auf den Strom durch den Transistor 99 stellt der Transistor 101 eine Kompensationsspannung her, die er über ein Tiefpassfilter, das aus einem Kondensator 103 besteht, zum Steuergate des PMOS-Transistors 91 überträgt. Auf diese Weise überwacht der Schaltungsblock 102 sowohl den Fehlerstrom Δi durch den Transistor 91 als auch Spannungsschwankungen in Vcc und stellt den Arbeitspunkt des Transistors 91 in einer solchen Weise ein, dass die Spannung am Knoten 100 konstant gehalten wird. Der Schaltungsblock 102 stellt tatsächlich eine verschiebbare vertikale Lastlinie für den Transistor 91 her. V_BIAS bleibt daher über einen großen Bereich von Spannungsschwankungen in Vcc und Stromschwankungen, die durch das Eingangssignal Vin eingeführt werden, relativ konstant. Da die Spannung V_BIAS am Gate des Transistors 113 durch Vin relativ unbeeinflusst bleibt, verhält sich die Schaltung, als ob eine sehr hohe Impedanz 119 vorhanden wäre, die den Kondensator 54 von V_BIAS und vom Steuergate des Transistors 113 trennt. Die vorliegende Erfindung erzielt somit einen Knoten mit effektiver hoher Impedanz und eine konstante V_BIAS am Knoten 100 unter Verwendung von nur aktiven Bauelementen und durch Beseitigen des Bedarfs für große Widerstände.

Claims

Konstantspannungsquelle mit einem Ausgangsspannungsknoten und ferner mit: einem ersten Spannungsversorgungsbus (V_CC) und einem zweiten Spannungsversorgungsbus (ERDUNG); einem Mittel (56) zum Festlegen eines Bezugsstroms; einem aktiven nicht-linearen Bauelement (51) mit einem ersten Knoten (Y), einem zweiten Knoten (X) und einem Steuereingang (Z), wobei das aktive nicht-lineare Bauelement (51) durch eine Schar von Kurven des Stroms als Funktion der Spannung (I-V) gekennzeichnet ist, wobei jede der I-V-Kurven einen Bauelementstrom durch den ersten Knoten und den zweiten Knoten zu einer Bauelementspannung über dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten betrifft, wobei der Steuereingang (Z) eine der I-V-Kurven auswählt; wobei das Mittel (56) zum Festlegen eines Bezugsstroms und das aktive nicht-lineare Bauelement (51) zwischen dem ersten Spannungsversorgungsbus und dem zweiten Spannungsversorgungsbus in Reihe geschaltet sind, wobei eine vorbestimmte Spannung über dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten gemäß dem Bezugsstrom und einer ersten I-V-Kurve erzeugt wird, wobei der zweite Knoten (X) mit dem Ausgangsspannungsknoten in Reihe liegt; einem Stromüberwachungsmittel (53, 58) zum Erfassen eines Abweichungsstroms durch den ersten Knoten und den zweiten Knoten, wobei der Abweichungsstrom eine Summe des Bezugsstroms und eines Fehlerstroms umfasst; einem Rückkopplungsmittel (57), das auf das Stromüberwachungsmittel (53, 58) reagiert und mit dem Steuereingang (Z) gekoppelt ist, wobei das Rückkopplungsmittel (57) den Steuereingang (Z) moduliert, um das aktive nicht-lineare Bauelement (51) gemäß einer zweiten I-V-Kurve zu betreiben, wobei der Abweichungsstrom der vorbestimmten Spannung über die zweite I-V-Kurve entspricht, wobei eine effektiv vertikale Lastlinie bei der vorbestimmten Spannung festgelegt wird; gekennzeichnet durch ein Leistungsüberwachungsmittel (58) zum Erfassen einer Fehlerspannung in dem ersten Spannungsversorgungsbus und dem zweiten Spannungsversorgungsbus, wobei das Rückkopplungsmittel (57) auch auf das Leistungsüberwachungsmittel (58) reagiert, um das aktive nicht-lineare Bauelement (51) gemäß einer dritten I-V-Kurve zu betreiben, wobei die vorbestimmte Spannung um eine Größe verschoben ist, die im wesentlichen ähnlich der Fehlerspannung ist, und wobei das aktive nicht-lineare Bauelement (51) in einer Sättigungsbetriebsart gehalten wird.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 1, wobei das aktive nicht-lineare Bauelement (51) einer von einem BJT-Transistor, einem JFET-Transistor und einem MOS-Transistor ist.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 1, welche ferner ein Mittel (54) zum Koppeln eines Eingangssignals mit dem Ausgangsspannungsknoten umfasst, wobei das Eingangssignal den Fehlerstrom erzeugt.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 1, wobei das Stromüberwachungsmittel ein Spannungsüberwachungsmittel (58) umfasst, das über den zweiten Spannungsversorgungsbus (ERDUNG) und den zweiten Knoten (X) gekoppelt ist, wobei Stromschwankungen durch das nicht-lineare Bauelement (51) indirekt vom Spannungsüberwachungsmittel (58) als folgende Spannungsschwankungen über dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten erfasst werden.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 4, wobei das aktive nicht-lineare Bauelement (51) einer von einem BJT-, JFET- und MOS-Transistor ist, und der zweite Knoten ferner mit einem des ersten Spannungsversorgungsbusses und des zweiten Spannungsversorgungsbusses verbunden ist, wobei die Spannung am ersten Knoten (Y) sowohl mit dem Fehlerstrom durch das aktive nicht-lineare Bauelement (51) als auch mit einem Fehler im ersten Spannungsversorgungsbus und im zweiten Spannungsversorgungsbus schwankt; das Spannungsüberwachungsmittel (58) ferner einen ersten MOS-Transistor (93) und einen zweiten MOS-Transistor (95) umfasst, wobei der erste MOS-Transistor (93) eine erste Sourceelektrode, eine erste Drainelektrode (94) und ein erstes Steuergate aufweist, und der zweite MOS-Transistor (95) eine zweite Sourceelektrode, eine zweite Drainelektrode (96) und ein zweites Steuergate (97) aufweist; der erste MOS-Transistor (93) und der zweite MOS-Transistor (95) zwischen dem ersten Spannungsversorgungsbus und dem zweiten Spannungsversorgungsbus in Reihe geschaltet sind, wobei die erste Sourceelektrode mit einem des ersten Spannungsversorgungsbusses und des zweiten Spannungsversorgungsbusses gekoppelt ist, das erste Steuergate mit dem Ausgangsspannungsknoten gekoppelt ist, die zweite Drainelektrode (96) mit dem zweiten Steuergate (97) gekoppelt ist, wobei eine Messspannung von Spannungsschwankungen an dem Ausgangsspannungsknoten an dem zweiten Steuergate (97) erzeugt wird.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 5, wobei das Rückkopplungsmittel (57) einen dritten MOS-Transistor (101) und einen vierten MOS-Transistor (99) umfasst, wobei der dritte MOS-Transistor (101) eine dritte Sourceelektrode, eine dritte Drainelektrode und ein drittes Steuergate aufweist, und der vierte MOS-Transistor (99) eine vierte Sourceelektrode, eine vierte Drainelektrode und ein viertes Steuergate aufweist, der dritte MOS-Transistor (101) und der vierte MOS-Transistor (99) zwischen dem ersten Spannungsversorgungsbus und dem zweiten Spannungsversorgungsbus in Reihe geschaltet sind, wobei die dritte Sourceelektrode mit einem des ersten Spannungsversorgungsbusses und des zweiten Spannungsversorgungsbusses gekoppelt ist, das vierte Steuergate die Messspannung empfängt und das dritte Steuergate mit der dritten Drainelektrode gekoppelt ist, wobei eine Kompensationsspannung am dritten Steuergate erzeugt wird, wobei die Kompensationsspannung an den Steuereingang des nicht-linearen Bauelements angelegt wird.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 6, wobei die Kompensationsspannung an den Steuereingang (Z) über ein Tiefpassfilter (59) angelegt wird.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 7, wobei das Tiefpassfilter (59) einen Kondensator (103) umfasst, der zwischen den Steuereingang und einen des ersten Spannungsversorgungsbusses und des zweiten Spannungsversorgungsbusses gekoppelt ist.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 4, wobei das aktive nicht-lineare Bauelement (51) einer von einem BJT-, JFET- und MOS-Transistor ist und der zweite Knoten ferner mit einem des ersten Spannungsversorgungsbusses und des zweiten Spannungsversorgungsbusses verbunden ist, wobei die Spannung am ersten Knoten sowohl mit dem Fehlerstrom durch das aktive nicht-lineare Bauelement (51) als auch mit einem Fehler im ersten Spannungsversorgungsbus und im zweiten Spannungsversorgungsbus schwankt; die konstante Quelle ferner ein Mittel (54) zum Koppeln eines Eingangssignals mit dem Ausgangsspannungsknoten umfasst, wobei das Eingangssignal zum Erzeugen des Fehlerstroms wirksam ist.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 9, wobei das Mittel zum Koppeln eines Eingangssignals ein Kopplungskondensator (54) ist.
Konstantspannungsquelle nach Anspruch 10, wobei der Kopplungskondensator (54) ein Eigenkondensator ist.