DE69808809T2

DE69808809T2 - Vorrichtung und verfahren zur datenübermittlung und zum datenempfang

Info

Publication number: DE69808809T2
Application number: DE69808809T
Authority: DE
Inventors: Marco Breiling; Ernst Eberlein; Heinz Gerhaeuser; Jan Stoessel
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1998-12-03
Filing date: 1998-12-03
Publication date: 2003-06-18
Anticipated expiration: 2018-12-04
Also published as: DE69808809D1; JP2002533014A; US6314289B1; WO2000036783A1; EP1123597A1; JP3464981B2; EP1123597B1; ES2185244T3; AU1966699A; PL348646A1; PL192020B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Konzepte zum digitalen Rundsenden und insbesondere auf Konzepte zum digitalen Rundsenden, die für Schwundkanäle bzw. Fadingkanäle für eine drahtlose Kommunikation geeignet sind.
Satellitenbasierte Rundsendesysteme liefern eine angemessene Kommunikationsverbindung nur in ländlichen Bereichen, in denen nur eine geringe Anzahl von z. B. Brücken existiert. Zusätzlich dazu weisen ländliche Bereiche üblicherweise keine Hochhäuser auf. Hochhäuser sowie Brücken oder im allgemeinen dicht aufgebaute Bereiche sind Hindernisse für satellitenbasierte Kommunikationssysteme, da Trägerfrequenzen, die für derartige Kommunikationsverbindungen verwendet werden, umfassen, daß ein Kanal zwischen einem Sender, z. B. einem Satelliten, und einem Empfänger, z. B. einem mobilen oder stationären Empfänger, durch die Linie des visuellen Kontakts (Sichtlinie) zwischen dem Sender und dem Empfänger gekennzeichnet ist. Wenn ein Hochhaus in die visuelle Kontaktlinie gerät, d. h. in den Übertragungskanal zwischen dem Satelliten und dem Empfänger, der in einem Auto positioniert sein kann, sinkt die empfangene Signalleistung wesentlich.
Allgemein wird darauf hingewiesen, daß Änderungen in der physikalischen Umgebung verursachen, daß der Kanal in drahtlosen Systemen (Funksystemen) schwindet. Diese Änderungen umfassen sowohl eine relative Bewegung zwischen dem Sender und dem Empfänger und Bewegungs-Streuungen/Reflektierungen in dem umgebenden Raum. Bei theoretischen Studien drahtloser Systeme wurden die echten Kanäle üblicherweise modelliert, so daß dieselben zu einer nachvollziehbaren Analyse führen. Die zwei Hauptklassen von Schwundcharakteristika sind als Rayleigh und Rician bekannt. Eine Rayleigh-Schwundumgebung geht von keiner Sichtlinie und keinen festen Reflektoren/Streuungen aus. Der erwartete Wert des Schwunds ist Null. Wenn eine Sichtlinie vorliegt, kann dies durch Rician-Schwund modelliert werden, der die selben Charakteristika aufweist wie Rayleigh- Schwund, außer einem erwarteten Verhältnis ungleich Null.
Moderne digitale Rundsendesysteme kennen verschiedene Einrichtungen zum Reduzieren der Auswirkung eines Kanalschwundes. Diese Konzepte weisen eine Kanalkodierung einerseits und verschiedene Arten von Vielfalt andererseits auf. Der europäische Standard für digitales Audiorundsenden (DAB = Digital Audio Broadcasting), erläutert in Radio Broadcasting Systems Digital Audio Broadcasting (DAB) To Mobile, Portable and Fixed Receivers, ETS 300 401, ETS I - European Telecommunications Standards Institute, Valbonne, Frankreich, Februar 1995, verwendet eine Differenz-Quadratur- Phasenumtastung (DQPSK = Differential Quadrature Phase- Shift Keying) als Modulationstechnik. Der Kanalkodierungsprozeß basiert auf punktiertem Faltungskodieren, das sowohl gleichen als auch ungleichen Fehlerschutz ermöglicht. Als Muttercode wird ein Faltungscode verwendet, der eine Coderate von 1/4, eine Begrenzungslänge 7 und Oktalpolynome aufweist. Das Punktierungsverfahren ermöglicht, daß die effektive Coderate zwischen 8/9 und 1/4 variiert. Eine Kanalkodierung mit Hilfe punktierter Faltungscodes ist in "Punctured Convolutional Codes of Rate (n-1)/n and Simplified Maximum Likelihood Decoding", J. Bibb Cain u. a., IEEE Transactions on Information Theory, Band IT-25, Nr. 1, Januar 1979 beschrieben.
Punktierte Faltungscodes können in Verbindung mit vielen Modulationstechniken verwendet werden, wie z. B. OFDM, BPSK, QAM, etc.
Unterschiedliche Kanalcodierungstechniken werden ausgeführt in "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", Gottfried Ungerboeck, IEEE Transactions an Information Theory, Band IT 28, Nr. 1, Seiten 55 bis 66, Januar 1982.
Bitströme, die mit Hilfe eines Faltungskodierens kodiert werden, können durch einen Decoder dekodiert werden, bei dem der bekannte Viterbi-Algorithmus implementiert ist. Dieser Algorithmus ist in der Lage, die Kanalzustandsinformationen (siehe P. Hoeher "TCM an Frequency-Selective Length-Mobile Fading Channels", Proc. Tirrenia International Workshop Digital Communication, Tirrenia, Italien, September 1991) zu verwenden. Der Viterbi-Algorithmus kann modifiziert werden, um zuverlässige Schätzungen zusammen mit der dekodierten Sequenz zu liefern. Dies ermöglicht eine weiche Dekodierung. Durch Anlegen eines Viterbi- Algorithmus mit "weicher Ausgabe" (SOFT-OUTPUT-Decoder) wird eine Verbesserung von ungefähr 2 dB im Vergleich zu Systemen erreicht, die eine "harte" Entscheidung implementieren.
Bezugnehmend auf Fig. 6 ist ein vereinfachter Überblick eines Sender-Empfänger-Systems, das in dem europäischen DAB-Standard beschrieben ist, dargestellt. Das Sende- Empfänger-System weist allgemein einen Senderabschnitt 60 und einen Empfängerabschnitt 70 auf. Der Senderabschnitt 60 weist im einfachsten Fall eine Bitstromquelle 62, einen Kanalkodierer 64 und einen Sender 66 auf. Der Empfängerabschnitt 70 weist im einfachsten Fall einen Empfänger 72 und einen Kanaldekodierer 74 auf.
Fig. 7 stellt eine Sende-Empfangs-Einrichtung dar, die eine Zeit-Vielfalt bzw. -Diversity sowie eine Raum-Vielfalt bzw. -Diversity liefert. Der Senderabschnitt 60' weist die Bitstromquelle 62 und den Kodierer 64 auf, die bereits im Hinblick auf Fig. 6 beschrieben wurden. Zusätzlich dazu weist der Empfängerabschnitt 60' einen ersten Sender 66a und einen zweiten Sender 66b auf. Beide Sender 66a und 66b werden durch dieselbe Signalausgabe durch den Kodierer 64 gespeist, der durch einen Duplizierer 67 dupliziert wird.
Um eine Zeit-Diversity zu erhalten, wird ein Verzögerungselement 68 zwischen den Duplizierer 67 und den zweiten Sender 66b gekoppelt.
In dem Fall einer Satellitenkommunikation werden die Sender 66a und 66b durch zwei Satelliten realisiert, die an unterschiedlichen Orbitalpositionen beabstandet voneinander vorliegen.
Der erste Kanal ist durch die Sichtlinie zwischen dem ersten Sender und dem Empfänger definiert, z. B. einem Auto, wohingegen der zweite Kanal durch die Sichtlinie zwischen dem ersten Sender 66b und dem Auto definiert ist, das den Empfangsabschnitt 70' aufweist. Bei dem Szenario, bei dem sich das Auto auf einer Straße bewegt, wobei links und rechts von derselben hohe Gebäude sind, wird die Möglichkeit erhöht, daß das Auto das gesendete Signal von zumindest einem Satelliten empfängt.
Wenn der Fall betrachtet wird, bei dem das Auto durch einen Tunnel oder unter einer Brücke fährt, werden die Sichtlinien zu beiden Sendern 66a und 66b unterbrochen. Das Zeitdiversityverfahren, das durch dieses System implementiert wird, das in Fig. 7 gezeigt ist, stellt jedoch sicher, daß der Empfänger nicht durch den unterbrochenen Kanal betroffen ist, da das Sendesignal durch die Verzögerungsstufe 68 verzögert wird. Optimal ergibt sich keine Sendeunterbrechung, wenn die Verzögerungszeit gleich oder größer ist als die Bewegungszeit des Autos durch den Tunnel oder unter der Brücke. Somit empfängt der Empfangsabschnitt wiederum das Übertragungssignal, das durch den Sender 66a gesendet wurde, als sich derselbe unter der Brücke befand, über einen Kanal 2. Natürlich weist der Empfangsabschnitt 70' eine weitere Verzögerungsstufe 68 auf. Wie in Fig. 7 gezeigt ist, muß die Verzögerungsstufe 78 des Empfangsabschnitts in dem Kanal sein, der in dem Senderabschnitt nicht verzögert wurde. Somit sind die Signale an dem Ausgang der Empfänger 72a und 72b identisch, wenn die Verzögerungswerte der Verzögerungsstufen 78 und 68 gleich sind.
Eine Entscheidungsstufe 79, die als ein Schalter in Fig. 7 symbolisiert ist, bestimmt, welcher Kanal das Signal mit dem besseren Signal-zu-Rauschen-Verhältnis liefert. Wenn bestimmt wird, daß Kanal 1 das stärkere Signal liefert, ist die Entscheidungsstufe 79 wirksam, um das Signal, das durch den Empfänger 72a empfangen wurde, in den Kanaldekodierer 74 zu leiten. Wenn bei Block 79 bestimmt wird, daß das Signal, das über den anderen Kanal (Kanal 2) übertragen wurde, das stärkere ist, ist die Entscheidungsstufe 79 wirksam, um das Signal, das durch den Empfänger 72b empfangen wurde, zu dem Kanaldekodierer 74 zu leiten.
Zusammenfassend weist das System, das in Fig. 7 dargestellt ist, folgende wesentliche Merkmale auf:
- Das Signal, das durch den Kodierer 64 ausgegeben wird, wird durch den Duplizierer 67 dupliziert;
- genau dieselben Signale, ob verzögert oder nicht, werden über beide Kanäle übertragen;
- die Signale, die über beide Kanäle übertragen werden, werden aus der Bitstromausgabe durch die Bitstromquelle 62 auf genau die gleiche Weise mittels des Kodierungsprozesses hergeleitet, der in dem Redundanzhinzufügungskodierer 64 (Wiederholungscode) ausgeführt wird;
- die Entscheidungsstufe 79 vergleicht das Signal-zu- Rauschen-Verhältnis beider Kanäle und wählt den Kanal aus, in dem das Signal mit dem besseren Signal-zu- Rauschen-Verhältnis übertragen wird;
- das Signal, das über den anderen Kanal übertragen wird, wird verworfen; und
- der Kanaldekodierer 74 verwendet nur einen Kanal, d. h. den Kanal, der durch die Entscheidungsstufe 79 zum Kanaldekodieren bestimmt wurde.
Abgesehen von der Technik des Kanalkodierens unter Verwendung eines Redundanzhinzufügungskodierers, wie z. B. eines Faltungskodierers, können unterschiedliche Typen von Diversity, z. B. Zeit-Diversity und Raum-Diversity implementiert werden, um die Auswirkung der Schwundkanäle zu erleichtern.
Die Bitstromquelle 62 kann als ein Audiokodierer implementiert sein, wie durch ISO-MPEG definiert ist. Dieselbe liefert einen Bitstrom, der nützliche Informationen aufweist, d. h. kodierte Spektralwerte eines Blocks von Audiomustern, und Seiteninformationen. Um die Robustheit der Kommunikationsverbindung zu verbessern, wird eine Vorwärtsfehlerkorrekturkodierung durch den Faltungskodierer 64 durchgeführt. Im allgemeinen erzeugt das Faltungskodierverfahren eine Redundanz in dem übertragenen Datenstrom, um eine Robustheit gegenüber einer Übertragungsverzerrung zu liefern.
Üblicherweise bestehen Faltungskodierer aus einer bestimmten Anzahl von Schieberegistern und einer Anzahl von XOR- Gattern. Der Faltungskodierer, der in dem ETS-Standard beschrieben ist, ist ein Faltungskodierer, der eine Coderate von 1/4 aufweist. Dies bedeutet, daß der Faltungskodierer vier Ausgangsbits für ein Eingangsbit erzeugt. Wie in der Technik bekannt ist, wird jedes Ausgangsbit von dem aktuellen Eingangsbit hergeleitet und einer spezifischen Kombination einer bestimmten Anzahl von vorangehenden Eingangsbits, die in den Schieberegistern gespeichert sind. Die spezifische Kombination des aktuellen Eingangsbits und bestimmter vorangehender Eingangsbits für jedes Kodiererausgangsbit wird durch die sogenannten Generatorpolynome definiert. Die Oktalformen der Generatorpolynome, die in der ETS 300 401 definiert sind, sind 133, 171, 145 und 133.
Der kodierte Bitstrom kann zum Erhöhen der Coderate von 1/4 auf eine andere Coderate, z. B. 8/9, punktiert werden. "Punktieren" bedeutet, daß bestimmte Bits in den Faltungskodierer-Ausgangsbits verworfen und nicht an den Sender 66 weitergeleitet werden. Somit wirkt das Punktieren, um die Redundanz in einen kodierten Bitstrom wiederum zu reduzieren, die durch einen Faltungskodierer hinzugefügt wurde.
Der Sender 66 kann übliche Senderelemente aufweisen, z. B. einen QPSK-Modulator, einen IFFT-Block (IFFT = Inverse Fast Fourier Transform = schnelle inverse Fourier- Transformation) zum Durchführen eines Orthogonalfrequenz- Teilungsmultiplexverfahrens (OFDM-Verfahren), einen Schutzintervalleinfüger, einen Synchronisierungssequenzeinfüger, und eine Modulationseinrichtung zum Modulieren des Signals auf einen Hochfrequenzträger.
Analog dazu weist der Empfänger 72 ein HF-Vorderende, einen Analog-zu-Digital-Wandler und einen QPSK-Demodulator auf. Das Signal, das durch den Empfänger ausgegeben wird, wird in den Decoder 74 eingegeben. Der Decoder 74 ist wirksam, um den kodierten Bitstrom zu dekodieren, der durch den Empfänger ausgegeben wird. In modernen Kommunikationssystemen implementiert der Decoder 74 den oben ausgeführten Viterbi-Algorithmus mit weicher Eingabe. Wie bereits ausgeführt wurde, führt der Viterbi-Dekodierer eine Dekodierung mit maximaler Wahrscheinlichkeit (Maximum Likelihood) unter Verwendung der Kanalzustandsinformationen aus, die auch "Metrik" genannt werden. Für Rician- und Rayleigh-Kanäle sind unterschiedliche Algorithmen bekannt.
Insbesondere in satellitenbasierten Kommunikationssystemen werden Techniker mit einer starken Nachfrage zum Reduzieren der Senderleistung konfrontiert. Eine reduzierte Senderleistung wird direkt in Systemkosten übersetzt. Allgemein sind die Kosten zum Entwerfen und Transportieren der Satelliten in ihre Orbitalpositionen direkt proportional zu der Leistungsversorgung, die an Bord des Satelliten benötigt wird. Eine höhere Senderleistung an Bord des Satelliten bedeutet ferner höhere Energieerzeugungsfähigkeiten des Satelliten. Es kann somit gesagt werden, daß im Hinblick auf Kostenaspekte die Reduzierung der Senderleistung wesentlich ist.
Daher ist das in Fig. 7 beschriebene System insofern unvorteilhaft, daß in dem Empfänger nur ein Kanal zum Wiedergewinnen von Informationen verwendet wird, wohingegen der andere Kanal verworfen wird. In extremen Situationen, in denen ein Kanal vollständig geschwunden ist, erreicht keine Senderleistung von einem Sender, d. h. einem Satelliten, den Empfänger. Normalerweise schwinden die Kanäle jedoch nicht vollständig. Statt dessen schwinden beide Kanäle mehr oder weniger. Somit muß die Entscheidungsstufe 79 eines aus zwei nützlichen Signalen auswählen. Wenn der Fall berücksichtigt wird, daß beide Signale, die durch die Empfänger 72a und 72b ausgegeben wurde, identische Signal-zu- Rauschen-Verhältnisse aufweisen, wird nur ein Signal ausgewählt, wodurch die Senderleistung von dem Satelliten, der über den anderen Kanal überträgt, vollständig verschwendet wird.
Der Artikel "Two new coding techniques for diversity communication systems", G. Benelli, IEEE Transactions on Communications, Band 38, Nr. 9, 1. September 1990, Seiten 1530 bis 1538, offenbart eine allgemeine Struktur eines Diversity-Kommunikationssystems, das eine Quelle, einen ersten Kodierer, der zum Kodieren gemäß einem Kanalcode angepaßt ist, und einen zweiten Kodierer, der auf einem zweiten Code basiert, aufweist. Ein Übertragungscodewort wird in eine Anzahl von Elementen gemäß dem ersten Code umgewandelt. Dann wird jede Komponente des Übertragungscodeworts in eine Anzahl von Elementen des ersten Codealphabets umgewandelt. Somit wird ein Codewort in einen Vektor umgewandelt, der eine bestimmte Anzahl von Symbolen aufweist. Der Vektor wird in eine Anzahl von Teilblöcken unterteilt. Jeder Teilblock wird mittels des zweiten Codes in ein Codewort kodiert. Die Codewörter, die somit erzeugt werden, werden in eine Anzahl von Teilblöcken unterteilt. Aus den Teilblöcken wird eine Anzahl von unterschiedlichen Vektoren aufgebaut, und die unterschiedlichen Vektoren werden über unterschiedliche Kanäle übertragen.
Das U.S.-Patent Nr. 5,657,325 offenbart einen Sender, der eine Datenquelle, einen Fehlererfassungskodierer, wie z. B. einen CRC-16-Kodierer, einen Fehlerkorrekturkodierer zum Kodieren eines Informationspakets mit einem geeigneten Fehlerkorrekturcode, der punktiert werden kann, wie z. B. einem punktierten Faltungscode, aufweist. Der Korrekturkodierer erzeugt ein punktiertes Paket einerseits und punktierte Bits andererseits. Gemäß einem automatischen Wiederholungsanforderungsprotokoll sind die punktierten Bits selbstdekodierbar. Normalerweise wird nur das punktierte Paket zu einem Empfänger übertragen. In dem Fall, daß der Empfänger nicht in der Lage ist, das punktierte Paket zu dekodieren, aufgrund einer verschlechterten Kommunikationsverbindung, fordert derselbe den Sender an, auch die punktierten Bits zu übertragen. Dann können die punktierten Bits mit dem punktierten Paket kombiniert werden, um das Informationspaket wiederzugewinnen.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Übertragen von Informationen und eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Empfangen von Informationen zu schaffen, die zu einer besseren Empfängerausgabesignalqualität und/oder verringerten Senderleistungsanforderungen führen.
Dieses Ziel wird durch eine Vorrichtung zum Übertragen von Informationen gemäß Anspruch 1, eine Vorrichtung zum Empfangen von Informationen gemäß Anspruch 11, ein Verfahren zum Übertragen von Informationen gemäß Anspruch 20 und ein Verfahren zum Empfangen von Informationen gemäß Anspruch 30 gelöst.
Die vorliegende Erfindung basiert auf den Erkenntnissen, daß, obwohl zwei physikalisch unterschiedliche Kanäle vorliegen, beide Kanäle als ein einzelner Kanal betrachtet werden, von dem Standpunkt des Kanaldekoders aus, der in dem Empfangsabschnitt angeordnet ist. Dies bedeutet, daß der Kanaldekoder in dem Empfangsabschnitt nicht weiß, daß die Signale, die derselbe dekodiert, von zwei physikalisch, d. h. räumlich, unterschiedlichen Kanälen stammen. Das erfinderische System liefert jedoch tatsächlich zwei unterschiedliche physikalische Kanäle, um eine Zeit- und/oder Raum-Diversity zu ermöglichen. Die Raum-Diversity kann durch zwei terrestrische Sender, durch zwei Satellitensender oder durch einen Satellitensender und einen terrestrischen Sender erhalten werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung zum Übertragen von Informationen eine Bitstromquelle zum Liefern eines Bitstroms auf, der die Informationen darstellt. Ein Redundanzhinzufügungskodierer zum Erzeugen eines kodierten Bitstroms basierend auf dem Bitstrom, der durch die Bitstromquelle bereitgestellt wird, ist angeordnet, um für eine erste Anzahl von Eingangsbits eine zweite Anzahl von Ausgangsbits auszugeben, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zumindest zweimal so viele Ausgangsbits aufweist, wie die erste Anzahl von Eingangsbits, und wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zwei Abschnitte von Ausgangsbits umfaßt, wobei jeder Abschnitt der Ausgangsbits individuell die Wiedergewinnung von Informationen ermöglicht, die durch die erste Anzahl von Eingangsbits dargestellt wird, und wobei der erste Abschnitt von Ausgangsbits basierend auf dem Bitstrom auf eine unterschiedliche Weise im Hinblick auf den zweiten Abschnitt der Ausgangsbits kodiert ist, wobei der Redundanzhinzufügungskodierer einen Faltungskodierer umfaßt, der zum Erhalten einer Coderate von weniger als 0,5 angeordnet ist, wobei die Coderate das Verhältnis der ersten Anzahl von Eingangsbits zu der zweiten Anzahl von Eingangsbits ist, wobei der Faltungskodierer ein aktuelles Eingangsbit, das kodiert werden soll, mit zumindest einer bestimmten Anzahl von vorangehenden Eingangsbits kombiniert, und wobei der Redundanzhinzufügungskodierer ferner eine Punktierungseinheit umfaßt, die wirksam ist, um zumindest ein vorbestimmtes Bit der Bits zu verwerfen, die durch den Faltungskodierer ausgegeben werden, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits auf einen Wert eingestellt ist, der ermöglicht, daß der erste und der zweite Abschnitt der Ausgangsbits dieselbe Anzahl von Ausgangsbits aufweisen, wobei zumindest das eine verworfene Bit nicht zu einem Empfänger übertragen wird. Eine Einrichtung zum Partitionieren empfängt das Ausgangssignal des Redundanzhinzufügungskodierers und partitioniert die zweite Anzahl von Ausgangsbits in die zwei Abschnitte von Ausgangsbits. Eine Einrichtung zum Übertragen überträgt die Ausgangsbits des ersten Abschnitts über einen ersten Kanal und die Ausgangsbits des zweiten Abschnitts über einen zweiten Kanal, wobei der zweite Kanal sich räumlich von dem ersten Kanal unterscheidet, wobei die Einrichtung zum Übertragen angeordnet ist, um die Ausgangsbits des ersten Abschnitts und die Ausgangsbits des zweiten Abschnitts ohne eine Verzögerung oder mit einer vorbestimmten Verzögerung zwischen dem ersten Kanal und dem zweiten Kanal zu übertragen.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung zum Empfangen von Informationen folgende Merkmale auf: eine Empfangseinrichtung zum Empfangen des ersten Abschnitts von Bits über einen ersten Kanal und des zweiten Abschnitts von Bits über einen zweiten Kanal auf, wobei sich der erste und der zweite Kanal räumlich voneinander unterscheiden; eine Kombiniereinrichtung zum Kombinieren des ersten und des zweiten Abschnitts, wobei die Kombiniereinrichtung ferner eine Depunktierungseinheit zum Durchführen einer Depunktierungsoperation an dem ersten und dem zweiten Abschnitt der Bits umfaßt, um eine Punktierungsoperation auszugleichen, die durchgeführt wurde, als der kodierte Bitstrom erzeugt wurde; und eine Dekodierungseinrichtung zum Dekodieren des kodierten Bitstroms durch Entfernen der Redundanz von dem kodierten Bitstrom, wobei die Kodierungseinheit den ersten und den zweiten Abschnitt der Bits verwendet, die durch die Kombinierungseinrichtung verwendet werden.
Dieses erfinderische Sender-Empfänger-Konzept liefert die nachfolgenden Vorteile:
- zwei Kanäle ermöglichen Zeit- und/oder Raum-Diversity;
- der Partitionierer partitioniert die Ausgangssignale des Kodierers in zwei Abschnitte von Ausgangsbits und dupliziert dieselben nicht;
- der Kombinierer in dem Empfänger kombiniert die Signale, die von beiden Kanälen empfangen wurden, und wählt dieselben nicht aus, und speist das kombinierte Signal in den Kanaldekodierer;
- die Signale von beiden Kanälen werden ständig zum Dekodieren verwendet;
- im besten Fall, in dem die Signalleistungen in beiden Kanälen identisch sind, kann die Senderleistung, die zum Übertragen über jeden Kanal verwendet wird, zumindest halbiert werden, wodurch die Systemkosten im Hinblick auf das System, das in Fig. 7 dargestellt ist, halbiert werden; und
- wenn die Senderleistungen nicht verändert werden, kann die Signalqualität, die durch den Kanaldekoder ausgegeben wird, bedeutend verbessert werden.
Die vorangehenden und andere Vorteile, Merkmale und Ziele der Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele offensichtlich, die mit der Bezugnahme auf die Zeichnungen fortfährt.
Fig. 1 zeigt eine Grundübersicht eines Sende-Empfangs- Systems gemäß der vorliegenden Erfindung, die einen erfinderischen Sender und einen erfinderischen Empfänger aufweist.
Fig. 2 zeigt ein detaillierteres Blockdiagramm des Sende-Empfangs-Systems, das in Fig. 1 gezeigt ist, in dem Zeit- und Raum-Diversity verkörpert sind.
Fig. 3 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines erfinderischen Senderabschnitts.
Fig. 4 zeigt eine Eingangsbitsequenz und ein Ausgangsbitmuster eines Faltungskodierers, der in einem erfinderischen Senderabschnitt verwendet wird.
Fig. 5 zeigt eine detaillierte Ansicht eines erfinderischen Empfängerabschnitts.
Fig. 6 zeigt ein verallgemeinertes Blockdiagramm eines bekannten Sende-Empfangs-Systems.
Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm eines Sender-Empfänger- Systems, das Zeit- und Raum-Diversity implementiert, in dem die Ausgabe des Senderkodierers dupliziert und eine Kanalauswahl in dem Empfänger durchgeführt wird.
In Fig. 1 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer erfinderischen Vorrichtung zum Senden 100 und einer erfinderischen Vorrichtung zum Empfangen 200 dargestellt. Die Sendevorrichtung 100 weist eine Bitstromquelle 110, einen Redundanzhinzufügungskodierer 120 und einen Partitionierer 130 auf. Die Bitstromquelle 110 kann ein MPEG-Kodierer sein, wie oben beschrieben ist. Der Kodierer 120 ist allgemein ein Redundanzhinzufügungskodierer zum Erzeugen eines kodierten Bitstroms an dessen Ausgang, wobei der Kodierer 120 angeordnet ist, um für eine erste Anzahl von Eingangsbits eine zweite Anzahl von Ausgangsbits auszugeben, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zumindest zweimal so viele Ausgangsbits aufweist wie die erste Anzahl von Eingangsbits. Dies bedeutet, daß der Kodierer 120 eine Coderate gleich oder geringer als 1/2 implementiert. Wie in der Technik bekannt ist, wird die Coderate durch die Anzahl von Eingangsbits geteilt durch die Anzahl von Ausgangsbits definiert, die durch den Kodierer erzeugt werden, basierend auf der Anzahl von Eingangsbits. Anders ausgedrückt bedeutet eine Coderate 1/2, daß für jedes Eingangsbit zwei Ausgangsbits erzeugt werden. Analog dazu bedeutet eine Coderate von 1/3, daß für jedes Eingangsbit drei Ausgangsbits erzeugt werden. Auf ähnliche Weise bedeutet eine Coderate von 3/8, daß für drei Eingangsbits acht Ausgangsbits erzeugt werden.
Die Coderate des Kodierers 120 ist gesetzt, um kleiner als 1/2 zu sein, derart, daß die zweite Anzahl von Ausgangsbits in zwei Abschnitte von Ausgangsbits unterteilt werden kann, derart, daß jeder Abschnitt der Ausgangsbits individuell die Wiedergewinnung von Informationen ermöglicht, die durch die erste Anzahl von Eingangsbits dargestellt werden. Dies bedeutet, daß ein Dekodierer 220, der in der Empfangsvorrichtung positioniert ist, in der Lage ist, Informationen wiederzugewinnen, die durch den Bitstrom dargestellt werden, der durch die Bitstromquelle 120 ausgegeben wird, wenn nur ein Kanal, d. h. Kanal 1.300 oder 2.400 ein nützliches Signal liefert, wohingegen der andere Kanal vollständig geschwunden ist.
Ein anderes Merkmal des Kodierers 120 ist, daß der erste Abschnitt der Ausgangsbits basierend auf dem Bitstrom auf eine unterschiedliche Weise im Hinblick auf den zweiten Abschnitt von Ausgangsbits kodiert ist. Im Gegensatz zu einem einfachen Wiederholungscode, in dem die Redundanz durch einfaches Duplizieren eines Signals auf den übertragenen Code verdoppelt wird, werden die Fähigkeiten des Kanaldekodierers 220 verbessert, da das Signal über die Kanäle 300 und 400 übertragen wird, die aus dem Bitstromausgang durch die Bitstromquelle 110 unabhängig voneinander hergeleitet werden. Der Partitionierer 130 speist eine Einrichtung zum Übertragen 140 zum Übertragen des ersten Abschnitts der Ausgangsbits über den ersten Kanal 300 und des zweiten Abschnitts von Ausgangsbits über den zweiten Kanal 400. Es wird ferner darauf hingewiesen, daß beide Kanäle 300 und 400 sich voneinander räumlich unterscheiden.
Wie üblich ist, ist ein Kanal zwischen dem Sender und dem Empfänger durch die Sichtlinienverbindung zwischen dem Sender und dem Empfänger definiert. Somit unterscheiden sich zwei Kanäle voneinander, wenn ein mobiler Empfänger sich im Hinblick auf einen einzelnen Sender bewegt hat und wenn zwei Sender existieren, die an unterschiedlichen Orten positioniert sind, z. B. Orbitalpositionen. In diesem Fall spielt es keine Rolle, ob der Empfänger ein mobiler oder stationärer Empfänger ist.
Somit kann die Sendevorrichtung 140 einen Sender aufweisen, z. B. einen Satelliten und eine Verzögerungsstufe, derart, daß zwei unterschiedliche Kanäle zwischen dem einzelnen Sender und einem mobilen Empfänger erzeugt werden, wenn der mobile Empfänger sich an einer ersten Position und zwischen dem einzelnen Sender und dem mobilen Empfänger befindet, wenn sich der mobile Empfänger nach der Zeitspanne zu einer zweiten Position bewegt hat, die durch die Verzögerungsstufe in dem Sender definiert ist. Dieses Konzept wird Zeit- Diversity für mobile Empfänger genannt. Natürlich ist es nicht möglich, zwei Kanäle zu erzeugen, die sich voneinander unterscheiden, zwischen einem einzelnen stationären Sender und einem stationären Empfänger.
Alternativ, wie Bezug nehmend auf Fig. 2 beschrieben wurde, weist die Sendeeinrichtung 140 zwei Sender auf, die an unterschiedlichen Orten positioniert sind, um eine Raum- Diversity zu erhalten.
Die Empfangsvorrichtung 200, die in Fig. 1 dargestellt ist, weist eine Empfangseinrichtung 240a und 240b auf, wobei die Empfangseinrichtung einen ersten Empfänger 240a zum Empfangen des ersten Abschnitts von Ausgangsbits, die über einen ersten Kanal 300 übertragen werden, und einen zweiten Empfänger 240b zum Empfangen des zweiten Abschnitts von Ausgangsbits über den zweiten Kanal 400, aufweist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Ausgangssignale der Empfangseinrichtungen 240a und 240b in einem Kombinierer 230 kombiniert, derart, daß die Ausgangssignale beider Empfänger in dem Kanaldekodierer 220 verwendet werden.
Fig. 2 stellt ein Sende-Empfangs-System gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Die Sendevorrichtung weist, wie bereits in Fig. 1 beschrieben wurde, die Bitstromquelle 110 auf, wobei der Kodierer 120 allgemein als Vorwärtsfehlerkorrektur bezeichnet wird, wobei der Partitionierer 130 und die Sendeeinrichtung einen ersten Satelliten 140a, einen zweiten Satelliten 140b und eine Verzögerungsstufe 140c aufweisen.
Die Empfangsvorrichtung weist den Kanaldekodierer 220 auf, wobei der Kombinierer 230 und die Empfangseinrichtung (Rx) den ersten und den zweiten Empfänger 240a, 240b und eine Verzögerungsstufe 240c aufweisen. Die Sendevorrichtung und die Empfangsvorrichtung sind durch den ersten Kanal 300 und den zweiten Kanal 400 "verbunden".
Durch Verwenden der Verzögerungsstufen 140c und 240c, die in gegenüberliegenden Kanälen positioniert sind, wird die Zeit-Diversity in dem Sende-Empfangs-System implementiert, das in Fig. 2 gezeigt ist. Ferner, mittels der Bereitstellung von zwei Sendern, d. h. dem ersten Satelliten 140a und dem zweiten Satelliten 140b, wird eine Raum-Diversity oder eine räumliche Diversity in dem erfinderischen Sende- Empfangs-System implementiert.
Bezugnehmend auf Fig. 3 ist ein detaillierteres Blockdiagramm der Sendevorrichtung beschrieben. Der Kodierer 120 in der Sendevorrichtung ist als ein Faltungskodierer gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, weist der Faltungskodierer drei Generatorpolynome auf, d. h. ein erstes Generatorpolynom g1 121, ein zweites Generatorpolynom g2 122 und ein drittes Generatorpolynom g3 123. Somit weist der Faltungskodierer 120 eine Coderate von 1/3 auf, da der Kodierer für ein Eingangsbit drei Ausgangsbits erzeugt. Die Sendevorrichtung, die in Fig. 3 gezeigt ist, weist ferner eine Punktierungseinheit 125 auf, die die Anzahl von Bits reduziert, d. h. die Anzahl von Ausgangsbits, derart, daß eine gerade Anzahl von Ausgangsbits erhalten wird, die über den ersten und den zweiten Kanal übertragen werden soll. Die Punktierungseinheit 125 ist mit dem Partitionierer 130 verbunden, der gemäß den bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung einen Parallel-zu-Seriell-Umwandler und einen Demultiplexer zum Demultiplexen des seriellen Bitstroms aufweist, der durch den Parallel-zu-Seriell-Umwandler in zwei Bitströme erzeugt wird. Das Blockdiagramm in Fig. 3 weist ferner die Verzögerungsstufe 140c der Sendeeinrichtung auf. Der erste Sender und der zweite Sender sind in Fig. 3 nicht gezeigt.
Somit wird der erste Abschnitt der Ausgangsbits über den ersten Kanal übertragen, wohingegen der zweite Abschnitt der Ausgangsbits durch die Verzögerungsstufe verzögert wird, der über den zweiten Kanal übertragen wird.
Bezugnehmend auf Fig. 4 wird die Funktionalität des Faltungskodierers 120, der Punktierungseinheit 125 und des Partitionierers 130 beschrieben. In Fig. 4 ist eine Eingangsbitsequenz dargestellt, die die Bits 401, 402 und 403 aufweist. Der Faltungskodierer 120 erzeugt drei parallel angeordnete Ausgangsbits 411, 412 und 413 für jedes Eingangsbit 401, 402 und 403. Die Schreibweise der Ausgangsbits 411 bis 413 bezieht sich auf den Kanal, über den das jeweilige Bit übertragen wird. Somit werden Bits, die mit E bezeichnet werden, über den frühen Satelliten übertragen, d. h. den Satelliten 104 (Fig. 2), wohingegen die Bits die mit L bezeichnet werden über den späten Satelliten, d. h. den Satelliten 140b (Fig. 2) übertragen werden, dessen Eingang durch die Verzögerungsstufe 140 verzögert wird. Das Bit, das mit X gekennzeichnet ist, wird überhaupt nicht übertragen. Dieses Bit wird durch die Punktierungseinheit 125 verworfen, um eine zweite Anzahl von Ausgangsbits zu erhalten, die eine gerade Zahl ist. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist eine gerade Zahl von Ausgangsbits, die durch die Sendeeinrichtung 140 (Fig. 1) übertragen werden sollen, erforderlich, da zwei Kanäle existieren und die Anzahl von Bits, die über jeden Kanal übertragen werden, bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gleich ist. Es wird darauf hingewiesen, daß eine gleiche Anzahl von Bits in jedem Kanal für die vorliegende Erfindung nicht wesentlich ist.
Das Ausgangssignal der Punktierungseinheit 125 wird in einen Parallel-zu-Seriell-Umwandler gespeist, der in dem Kombinierer 130 (Fig. 3) umfaßt ist, derart, daß ein serieller Bitstrom, d. h. die zweite Anzahl von Ausgangsbits, erhalten wird. Der Demultiplexer, der in dem Partitionierer 130 umfaßt ist, demultiplext das serielle Bitstromausgangssignal durch den Parallel-zu-Seriell-Umwandler in zwei Bitströme, um den ersten Abschnitt 410 und den zweiten Abschnitt 420 der Ausgangsbits zu erzeugen.
Es wird darauf hingewiesen, daß die Anzahl von Bits in sowohl dem ersten als auch dem zweiten Abschnitt 410 und 420 größer ist als die erste Anzahl von Eingangsbits 401, 402 und 403, die in den Faltungskodierer 120 eingegeben wurden. Somit existiert noch eine bestimmte Redundanz, die durch den Kanaldekodierer 220 verwendet werden soll (Fig. 2), wenn ein Kanal vollständig verloren ist, z. B. wenn ein mobiler Empfänger sich unter einer Brücke befindet. Im allgemeinen ist es jedoch nicht erforderlich, daß der erste und der zweite Abschnitt der Ausgangsbits mehr Bits aufweist als die erste Anzahl von Eingangsbits, da beide Abschnitte zusammen immer noch eine Coderate von 1/2 aufweisen, wohingegen jeder Abschnitt der Ausgangsbits 410, 420 eine Coderate von 1 aufweist, wenn der Faltungskodierer 120 eine Coderate von 1/2 aufweist.
Bezugnehmend zurück auf Fig. 4, ist ein Faltungskodierer mit einer Coderate von 3/8 beschrieben. Dies bedeutet, daß für eine erste Anzahl von Eingangsbits, wobei die erste Anzahl 3 ist, eine zweite Anzahl von Ausgangsbits, wobei die zweite Anzahl 8 ist, erzeugt wird.
Bezugnehmend auf Fig. 5 wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Empfangsvorrichtung beschrieben. Optional weist die Empfangseinrichtung einen QPSK-Demodulator 240d zum Empfangen des ersten Kanals und einen QPSK-Demodulator 240e zum Empfangen des zweiten Kanals auf. Natürlicherweise müssen die QPSK-Demodulatoren 240d und 240e nur bereitgestellt werden, wenn die Sendeeinrichtung eine QPSK- Modulation durchgeführt hat. Das Ausgangssignal des QPSK- Demodulators wird in die Verzögerungsstufe 240c eingespeist, und dann in einen Multiplexer 230a. Das Ausgangssignal des QPSK-Demodulators 240e wird direkt in den Multiplexer 230a eingespeist. Somit empfängt der Multiplexer 230a den ersten Abschnitt von Ausgangsbits (410 in Fig. 4) und den zweiten Abschnitt von Ausgangsbits (420 in Fig. 4) zum Erzeugen eines einzelnen seriellen Bitstroms, der aus dem ersten Abschnitt und dem zweiten Abschnitt aufgebaut ist. Dieser durchgehende serielle Bitstrom wird in eine Depunktierungseinheit 230b zum Aufheben der Punktierung eingegeben, die durch die Punktierungseinheit 125 ausgeführt wurde (Fig. 3).
Dann wird der depunktierte Bitstrom, d. h. der kombinierte Bitstrom, der durch den Kombinierer ausgegeben wird, der den Multiplexer 230a und die Depunktierungseinheit 230b aufweist, in den Kanaldekodierer eingegeben, der gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung den Viterbi-Dekodierer 220a und einen Reed-Solomon- Dekodierer 220b aufweist. Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, daß der Reed-Solomon-Dekodierer nur bereitgestellt werden muß, wenn eine Reed-Solomon-Kodierung in der Sendevorrichtung durchgeführt wurde. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt die Sendevorrichtung einen verketten Vorwärtsfehlerkorrektur- Kodierer mit einem Faltungskodierer und einem Reed-Solomon- Kodierer. Somit muß die Empfangsvorrichtung einen Viterbi- Dekodierer 220a und einen Reed-Solomon-Dekodierer 220b aufweisen. Es ist in der Technik bekannt, daß Faltungskodierer kleine Bündelfehler (burst errors) erzeugen können. Der Reed-Solomon-Kodierer ist jedoch für derartige Bündelfehler gut geeignet.
Nachfolgend wird das erfinderische Sende-Empfangs-System, das in Fig. 1 dargestellt ist, das einen Kodierer verwendet, der eine Coderate von weniger als 1/2 aufweist und einen Partitionierer und einen Kombinierer aufweist mit dem Sende-Empfangs-System verglichen, das in Fig. 7 gezeigt ist, das einen Duplizierer und einen kanalentscheidungsgesteuerten Schalter verwendet.
Um den Vergleich beider Systeme zu erleichtern, wird davon ausgegangen, daß die Kodierer 120 (Fig. 1) und 64 (Fig. 7) einen Faltungskodierer und einen Reed-Solomon-Kodierer aufweisen. Ferner wird davon ausgegangen, daß der Faltungskodierer, der in dem Redundanzhinzufügungskodierer 120 aus Fig. 1 umfaßt ist, eine Coderate von 3/8 implementiert, wohingegen der Faltungskodierer, der in dem Redundanzhinzufügungskodierer 64 aus Fig. 7 umfaßt ist, basierend auf einer Coderate von 3/4 kodiert. Da die Sendevorrichtung, die in Fig. 7 gezeigt ist, acht Ausgangsbits für drei Eingangsbits überträgt, d. h. der Duplizierer die Ausgangsbits, die übertragen werden sollen, effektiv verdoppelt, kann derselbe als ein Redundanzhinzufügungskodierer betrachtet werden, der eine Coderate von 3/8 aufweist. Die Signale, die über den ersten und den zweiten Kanal übertragen werden, sind jedoch identisch und werden identisch von dem Bitstrom hergeleitet, der durch die Bitstromquelle 62 ausgegeben wird.
Gemäß der Coderate von 3/4 (Faltungskodierer) werden für drei Informationsbits vier Kanalbits über jeden Satelliten in dem System aus Fig. 7 übertragen. Unter Verwendung von zwei Satelliten werden acht Kanalbits für drei Informationsbits übertragen. Somit ist klar, daß das System, das in Fig. 7 gezeigt ist, als ein System betrachtet werden kann, das eine Coderate von 3/8 aufweist.
Gemäß den Literatur- und Systemsimulations-Ergebnissen kann das nachfolgende Eb/N&sub0;-Verhalten angenommen werden. Es wird darauf hingewiesen, daß der Ausdruck Eb/N&sub0; das Verhältnis der Energie pro nützliche Bitrate (Einheitsfaktor: W/sec) zur Rauschleistungsdichte (Einheitsfaktor: W/sec) darstellt. Somit ist der "Einheitsfaktor" von Eb/N&sub0; 1. Für QPSK kann C/N (= Leistung des übertragenen Signals/Rauschleistung innerhalb effektiver Bandbreite) durch die nachfolgende Gleichung berechnet werden:
C/N = Eb/N&sub0; + 10·log(R) + 3 dB(C/N und Eb/N&sub0; Werte in dB
Bei dieser Gleichung ist R die Coderate. Es wird darauf hingewiesen, daß der Ausdruck C/N die "Verbindungstoleranz" (link margin) darstellt. Wenn die echte C/N höher ist als die Verbindungstoleranz, wird eine nützliche Kommunikationsverbindung erhalten. Wenn die echte C/N niedriger ist als die C/N, die durch die oben ausgeführte Gleichung definiert wurde, kann keine zufriedenstellende Kommunikationsverbindung eingerichtet werden.
Die nachfolgende Tabelle gibt die C/N in dB für drei unterschiedliche Coderaten an. Die erste Zeile der Tabelle bezieht sich auf das System, das in Fig. 7 gezeigt ist, wobei sich die dritte Zeile der Tabelle auf das erfinderische System bezieht, das in Fig. 1 gezeigt ist. Der Faktor (223/255) bezieht sich auf den Reed-Solomon-Kodierer. Die Faktoren 3/4, 1/2 und 3/8 beziehen sich auf die "Rate" der Faltungskodierer. Tabelle
Nachfolgend wird die Tabelle erklärt. Der erforderliche C/N-Wert gilt ferner für ein System, bei dem der Bitstrom in zwei Ströme gedemultiplext und unter Verwendung von zwei QPSK-Modulatoren übertragen wird. Die Gesamtübertagungsleistung ist folgendermaßen definiert:
C = Csat1 + Csat2.
Die Rauschleistung ist wie folgt definiert:
N = N&sub1; + N&sub2;.
Es wird davon ausgegangen, daß die Signalleistung für die Satelliten 1 und 2 identisch ist, was den besten Fall für das erfinderische Verfahren darstellt. Wenn N&sub1; = N&sub2; und Csat1 = Csat2 (die effektive Bandbreite ist für beide Signale, d. h. Kanäle, identisch), gilt die nachfolgende Gleichung:
Es wird angenommen, daß die verfügbare Signalleistung (= C) und die QPSK-Symbolrate beibehalten werden, wobei das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung eine Verstärkung von 4,3 dB im Vergleich zu der erforderlichen C/N ergeben kann, wenn nur ein Signal dekodiert wird (System aus Fig. 7). Es wird davon ausgegangen, daß bei anderen Szenarios, d. h. beide Kanäle weisen unterschiedliche Schwundcharakteristika auf, die Verstärkung geringer ist. Zumindest für das Szenario, wenn Csat1/N oder Csat2/N größer als 4,9 dB ist, ist keine Verstärkung erforderlich. Das Ausgangssignal ist in jedem Fall fehlerfrei. Die Gesamtverstärkung des erfinderischen Sende-Empfangs-Systems hängt von der Wahrscheinlichkeit des Szenarios ab. Anders ausgedrückt ist es möglich, das Signal bis hinunter zu einem Wert C/N von 0,6 dB zu empfangen, was ein theoretischer Wert ist, der keinen Implementierungsverlust umfaßt. Wenn nur ein Satellitensignal verfügbar ist, ist der erforderliche Wert C/N&sub0; gleich 67 dBHz (Implementierungsverlust nicht umfaßt). Der Einheitsfaktor dBHz stellt die Leistung geteilt durch die Leistungsdichte in logarithmischen Ausdrücken dar.
Wie im Hinblick auf die Fig. 3 und 4 beschrieben wurde, wird ein Faltungskodierer mit einer Coderate von 1/3 bevorzugt. Das Ausgangssignal des Faltungskodierers wird auf einer Coderate von 3/8 punktiert, durch Nichtübertragen von einem Kanalbit der insgesamt 9. Das Ausgangssignal des Faltungskodierers und der Punktierungseinheit wird in eine serielle Form umgewandelt und gemultiplext. Vier Bits von acht werden über den Satelliten 1 übertragen, d. h. der erste Abschnitt der Ausgangsbits. Die anderen vier Bits werden über den Satelliten 2 übertragen, d. h. der zweite Abschnitt der Ausgangsbits. Optional kann ein zusätzlicher Zeitversetzer verwendet werden.
Wie in dem Einführungsabschnitt ausgeführt wurde, beschreiben die Polynome g1, g2 und g3 die Schieberegister und Modulo-2-Hinzufüger oder XOR-Gatter, die den Faltungscode erzeugen, der eine Coderate von 1/3 aufweist. Die vorgeschlagenen Polynome lauten wie folgt:
g1 = 1 1 0 0 1 1 1 (binär) = 147 (oktal)
g2 = 1 0 1 1 1 0 1 (binär) = 135 (oktal)
g3 = 1 1 1 0 0 1 1 (binär) = 163 (oktal)
Es sollte darauf hingewiesen werden, daß Generatorpolynome, die sich von den oben erwähnten Generatorpolynomen unterscheiden, die mit bestimmten Punktierungsschemata kombiniert sind, ebenfalls verwendet werden können (siehe J. Bibb Cain supra). Die oben angegebenen Generatorpolynome arbeiten jedoch gut in Verbindung mit dem hierin beschriebenen Punktierungsschema.
Der Empfänger, der in Fig. 5 gezeigt ist, erfordert nur einen Viterbi-Dekodierer. Die optimale Kombination im Hinblick auf die Signalqualität der zwei Signale wird automatisch durch den Viterbi-Dekodierer durchgeführt. Der Viterbi-Dekodierer führt eine Maximale-Wahrscheinlichkeit- Dekodierung unter Verwendung der Kanalzustandsinformationen durch, ebenfalls bezeichnet als "Metrik". Algorithmen, die für Rician- und Rayleigh-Kanäle bekannt sind, werden angepaßt. Wenn nur ein Signal verfügbar ist, d. h. ein Kanal ist vollständig geschwunden, kann die Eingabe des Viterbi- Dekodierers als ein Faltungskodierer betrachtet werden, der eine Coderate von 1/3 zu einer Coderate von 3/4 punktiert aufweist. Das entsprechende Punktierungsschema lautet:
Für den frühen Satelliten
1 1 1
1 0 0
0 0 0
und für den späten Satelliten
0 0 0
0 0 1
1 1 1.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Viterbi-Dekodierer, der eine weiche Entscheidung basierend auf Wahrscheinlichkeiten implementiert, verwendet. Somit fügt die Depunktierungseinheit Wahrscheinlichkeiten und keine tatsächlichen Bitzustände ein. Da die Depunktierungseinheit keine Informationen über die Bits aufweist, die durch die Punktierungseinheit in der Sendevorrichtung punktiert wurden, fügt dieselbe Wahrscheinlichkeiten von 0,5 für die Niedrig- und die Hoch- Zustände der Bits ein.
Optional weist der Kombinierer 230 (Fig. 1) zusätzlich einen Kanalschätzer auf, der das Signal-zu-Rauschen- Verhältnis der Signale schätzt, die von dem Kanal empfangen werden. Wenn der Kanalschätzer niedrige Signal-zu-Rauschen- Verhältnisse bestimmt, wird derselbe angepaßt, um 0,5- Wahrscheinlichkeiten und nicht die tatsächlichen Wahrscheinlichkeiten einzufügen, die von dem Kanal empfangen wurden, der ein niedriges Signal-zu-Rauschen-Verhältnis aufweist. Somit kann sichergestellt werden, daß der Maximale-Wahrscheinlichkeits-Dekodierer durch die Signale nicht fehlgeleitet wird, die über einen Kanal empfangen werden, der ein niedriges Signal-zu-Rauschen-Verhältnis aufweist.
Obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung im Hinblick auf zwei Kanäle beschrieben wurde, kann das erfinderische Konzept ferner auf ein Übertragungssystem angewendet werden, das drei oder mehr Kanäle aufweist. Im Fall von drei Kanälen muß die Koderate des Kanalkodierers 120 (Fig. 1) 1/3 oder weniger sein. Zusätzlich dazu erzeugt der Partitionierer drei Abschnitte von Ausgangsbits und nicht zwei Abschnitte von Ausgangsbits. In diesem Fall kann die Sendevorrichtung, wie in Fig. 3 beschrieben ist, verwendet werden. Es ist jedoch keine Punktierungseinheit notwendig, und der Demultiplexer multiplext drei Bitströme, einen für jeden der drei Kanäle. Nach dem Lesen dieser Spezifikation ist es für Fachleute auf dem Gebiet offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung auch auf vier oder mehr Kanäle erweitert werden kann.
Obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einen Faltungskodierer verwendet, der optional mittels eines Reed-Solomon-Kodierers erweitert wird, können andere Redundanzhinzufügungskodierer angepaßt werden. Diese Redundanzhinzufügungskodierer müssen jedoch zwei Abschnitte von Ausgangsbits erzeugen, die unterschiedlich im Hinblick aufeinander kodiert sind, derart, daß eine "echte" Coderate von z. B. 3/8 im Gegensatz zu einer doppelten 3/4-Coderate erhalten werden kann.
Die Verzögerung, die durch die unterschiedlichen Verzögerungsstufen auferlegt wird, kann gemäß der wirklichen Umgebung gesetzt werden. Normalerweise wird eine Verzögerung von 4 Sekunden als angemessen betrachtet. Es können jedoch andere Verzögerungswerte angepaßt werden. Es wird darauf hingewiesen, daß daraus jedoch hohe Verzögerungswerte bei hohen Speicherkapazitäten für den Sender und den Empfänger resultieren.

Claims

1. Vorrichtung (100) zum Senden von Informationen, mit folgenden Merkmalen:

einer Bitstromquelle (110) zum Bereitstellen eines Bitstroms, der die Informationen darstellt;

einem Redundanzhinzufügungscodierer (120) zum Erzeugen eines codierten Bitstroms (411, 412, 413) basierend auf dem Bitstrom (401, 402, 403), der durch die Bit- stromquelle (110) bereitgestellt wird, wobei der Codierer (120) angeordnet ist, um für eine erste Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) eine zweite Anzahl von Ausgangsbits auszugeben, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zumindest doppelt so viele Ausgangsbits aufweist wie die erste Anzahl von Eingangsbits, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zwei Abschnitte (410, 420) von Ausgangbits umfaßt, wobei jeder Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits einzeln die Wiedergewinnung von Informationen ermRglicht, die durch die erste Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) dargestellt werden, und wobei der erste Abschnitt (410) von Ausgangsbits basierend auf dem Bitstrom auf eine unterschiedliche Weise hinsichtlich des zweiten Abschnitts (420) von Ausgangsbits codiert ist,

wobei der Redundanzhinzufügungscodierer (120) einen Faltungscodierer umfaßt, der zum Erhalten einer Coderate von weniger als 0,5 angeordnet ist, wobei die Coderate das Verhältnis der ersten Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) zu der zweiten Anzahl von Ausgangsbits (411 bis 413) ist, wobei der Faltungscodierer (120) ein gegenwärtiges Eingangsbit, das codiert werden soll, mit zumindest einem einer bestimmten Anzahl vorhergehender Eingangsbits kombiniert, und

wobei der Redundanzhinzufügungscodierer (120) ferner eine Punktierungseinheit (125) umfaßt, die wirksam ist, um zumindest ein vorbestimmtes Bit von Bits zu verwerfen, die durch den Faltungscodierer (120) ausgegeben werden, wodurch die zweite Anzahl von Ausgangsbits auf einen Wert eingestellt wird, der es ermRglicht, daß der erste und der zweite Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits die gleiche Anzahl von Ausgangsbits aufweisen, wobei das zumindest eine verworfene Bit nicht an einen Empfänger gesendet wird;

einer Einrichtung zum Partitionieren (130) der zweiten Anzahl von Ausgangsbits in die beiden Abschnitte (410, 420) von Ausgangsbits; und

einer Einrichtung zum Senden (140) der Ausgangsbits des ersten Abschnitts (410) über einen ersten Kanal (300) und der Ausgangsbit des zweiten Abschnitts (420) über einen zweiten Kanal (400), wobei der zweite Kanal (400) räumlich von dem ersten Kanal (300) unterschiedlich ist,

wobei die Einrichtung zum Senden (140) angeordnet ist, um die Ausgangsbits des ersten Abschnitts und die Ausgangsbits des zweiten Abschnitts ohne eine VerzRgerung oder mit einer vorbestimmten VerzRgerung zwischen dem ersten Kanal und dem zweiten Kanal zu senden.

2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der:

die Einrichtung zum Senden (140) einen einzelnen Sender umfaßt;

der erste Kanal (300) durch den einzelnen Sender und eine erste Position eines mobilen Empfängers definiert ist;

der zweite Kanal (400) durch den einzelnen Sender und eine zweite Position des mobilen Empfängers definiert ist; und

die Einrichtung zum Senden (140) ferner eine VerzRgerungseinrichtung zum VerzRgern des zweiten Abschnitts (420) von Ausgangsbits umfaßt, die über den zweiten Kanal (400) gesendet werden, derart, daß eine Zeit- Vielfalt bzw. -Diversity erhalten wird.

3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der:

die Einrichtung (140) zum Senden einen ersten Sender (140a) und einen zweiten Sender (140b) umfaßt, der von dem ersten Sender beabstandet ist;

der erste Kanal (300) durch den ersten Sender (140a) und den Empfänger definiert ist; und

der zweite Kanal (400) durch den zweiten Sender (140b) und den Empfänger derart definiert ist, daß eine Raum- Vielfalt bzw. -Diversity erhalten wird.

4. Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der:

der erste und der zweite Sender (140a, 140b) zwei Satelliten in unterschiedlichen Orbitalpositionen umfassen, derart, daß der erste Kanal (300) durch eine Aufwärtsverbindung von der Erde zu dem ersten Satelliten (140a) und eine Abwärtsverbindung von dem ersten Satelliten zu einem Empfänger auf der Erde definiert ist, und derart, daß der zweite Kanal (400) durch eine Aufwärtsverbindung von der Erde zu dem zweiten Satelliten und eine Abwärtsverbindung von dem zweiten Satelliten zu dem Empfänger auf der Erde definiert ist.

5. Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der:

ein Sender einen Satelliten umfaßt; und

der andere Sender einen terrestrischen Sender umfaßt, derart, daß eine terrestrische Vielfalt bzw. Diversity erzielt wird.

6. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, bei der die Einrichtung zum Senden (140) ferner eine VerzRgerungseinrichtung (140c) zum VerzRgern des zweiten Abschnitts (420) von Ausgangsbits umfaßt, die über den zweiten Kanal (400) gesendet werden, derart, daß eine Zeit-Vielfalt bzw. -Diversity erzielt wird.

7. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der:

die bestimmte Anzahl vorhergehender Bits 6 ist; und

der Faltungscodierer (120) drei Generatorpolynome g&sub1;, g&sub2; und g&sub3; (121 bis 123) aufweist, die die folgende Binärform aufweisen:

g&sub1; = 1 1 0 0 1 1 1,

g&sub2; = 1 0 1 1 1 0 1 und

g&sub3; = 1 1 1 0 0 1 1.

8. Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der:

der Redundanzhinzufügungscodierer (120) wirksam ist, um den Bitstrom, der durch die Bitstromquelle (110) bereitgestellt wird, auf eine Bit-um-Bit-Weise zu codieren;

die Einrichtung zum Partitionieren (130) eine Parallelspeicherung zum Speichern einer vorbestimmten Menge von Ausgangsbits des Faltungscodierers (120) umfaßt;

ein Parallel-zu-Seriell-Wandler zum Erzeugen eines seriellen Stroms der gespeicherten Bits, die in den ersten und den zweiten Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits partitioniert werden sollen, vorgesehen ist; und

ein Demultiplexer (130) zum Durchführen der Partition des seriellen Stroms von Ausgangsbits in den ersten und den zweiten Abschnitt (410, 420) vorgesehen ist.

9. Vorrichtung zum Empfangen von Informationen, wobei die Informationen durch einen codierten Bitstrom dargestellt werden, wobei der codierte Bitstrom codiert ist, wodurch seine Redundanz hinsichtlich eines Bitstroms, von dem der codierte Bitstrom abgeleitet ist, zumindest verdoppelt ist, und wodurch für eine erste 7 Anzahl von Bits des Bitstroms der codierte Bitstrom eine zweite Anzahl von Bits aufweist, wobei die zweite Anzahl von Bits zumindest doppelt so viele Bits wie die erste Anzahl aufweist, und wobei die zweite Anzahl von Bits zwei Abschnitte (410, 420) von Bits umfaßt, wobei jeder Abschnitt (410, 420) von Bits einzeln die Wiedergewinnung von Informationen ermRglicht, die durch die erste Anzahl (401 bis 403) von Bits dargestellt werden, und der erste Abschnitt (410) der Bits auf eine unterschiedliche Weise hinsichtlich des zweiten Abschnitts (420) von Bits codiert wird, wobei der codierte Bitstrom durch eine Faltungscodierung unter Verwendung einer Coderate von weniger als 0,5 und durch ein Punktieren durch ein Verwerfen zumindest eines vorbestimmten Bits von Bits erzeugt wird, die durch die Faltungscodierung erzielt werden, wodurch die zweite Anzahl von Ausgangsbits auf einen Wert eingestellt wurde, der es ermRglicht, daß der erste und der zweite Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits die gleiche Anzahl von Ausgangbits aufweisen, wobei zumindest ein verworfenes Bit nicht zu der Vorrichtung zum Empfangen gesendet wird, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:

eine Empfangseinrichtung (240a, 240b, 240c) zum Empfangen des ersten Abschnitts (410) von Bits über einen ersten Kanal (300) und des zweiten Abschnitts (420) von Bits über einen zweiten Kanal (400), wobei der erste und der zweite Kanal räumlich unterschiedlich voneinander sind;

eine Kombinierungseinrichtung zum Kombinieren des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420),

wobei die Kombinierungseinrichtung (230) ferner eine Depunktierungseinheit (230b) zum Durchführen einer Depunktierungsoperation hinsichtlich des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420) von Bits umfaßt, um eine Punktierungsoperation, die durchgeführt wird, wenn der codierte Bitstrom erzeugt wird, auszugleichen; und

eine Decodiereinrichtung (220) zum Decodieren des codierten Bitstroms durch ein Entfernen einer Redundanz von dem codierten Bitstrom, wobei die Decodiereinrichtung den ersten und den zweiten Abschnitt (410, 420) von Bits verwendet, die durch die Kombinierungseinrichtung (230) kombiniert werden.

10. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der die Empfangseinrichtung (240a, 240b, 240c) ferner eine VerzRgerungseinrichtung (240c) zum VerzRgern des Abschnitts (410) von Bits, die über einen Kanal (300) empfangen werden, umfaßt, um eine VerzRgerung auszugleichen, die dem Abschnitt (420) von Bits, die über den anderen Kanal (400) empfangen werden, auferlegt ist.

11. Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der die Kombinierungseinrichtung (230) einen Multiplexer (230a) zum Multiplexen des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420) in eine Form, die geeignet für die Decodiereinrichtung (220) ist, umfaßt.

12. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, bei der:

die Codiereinrichtung (220) einen Decodierer mit weicher Entscheidung aufweist, der Wahrscheinlichkeiten dahingehend verarbeitet, daß ein empfangenes Bit einen hohen oder einen niedrigen Zustand und nicht eine tatsächliche Signalverlaufscharakteristik des empfangenen Bitstroms darstellt; und

die Depunktierungseinrichtung einem Bit, das depunktiert werden soll, gleiche Wahrscheinlichkeiten für den hohen und den niedrigen Zustand zuschreibt.

13. Vorrichtung gemäß Anspruch 12, bei der die Decodiereinrichtung (220) einen Viterbi-Decodierer (220a) umfaßt, der eine Decodierung einer maximalen Wahrscheinlichkeit unter Verwendung der Zustandsinformationen des ersten und des zweiten Kanals (300, 400) durchführt.

14. Vorrichtung gemäß Anspruch 12 oder 13, bei der:

die Decodiereinrichtung (220) ein Bewertungseinrichtung des Signal-zu-Rauschen-Verhältnis zum Bestimmen eines Kanals aufweist, der ein niedriges Signal-zu- Rauschen-Verhältnis aufweist; und

eine Bitersetzungseinrichtung die Bits eines Abschnitts von Bits, die über einen Kanal empfangen werden, der ein niedriges Signal-zu-Rauschen-Verhältnis aufweist, durch Werte ersetzt, die gleichwertig zu einer niedrigeren Zuverlässigkeit für den hohen und den niedrigen Zustand sind.

15. Vorrichtung gemäß Anspruch 13 oder 14, bei der die Decodiereinrichtung (220) ferner einen Reed-Solomon- Decodierer (220b), der durch den Viterbi-Decodierer (220a) gespeist wird, zum Aufheben einer Reed-Solomon- Codierung, die in dem Sender durchgeführt wird, aufweist.

16. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 15, bei der die Empfangseinrichtung (240) für jeden Kanal (300, 400) einen QPSK-Demodulator (240d, 240e) zum Bereitstellen des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420) von Bits aufweist.

17. Verfahren (100) zum Senden von Informationen, mit folgenden Schritten:

Bereitstellen (110) eines Bitstroms, der die Informationen darstellt;

Erzeugen (120) eines codierten Bitstroms (411, 412, 413) mit hinzugefügter Redundanz basierend auf dem Bitstrom (401, 402, 403), der in dem Schritt des Bereitstellens geliefert wird, wobei für eine erste Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) eine zweite Anzahl von Ausgangsbits erzeugt wird, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zumindest doppelt so viele Ausgangsbits aufweist wie die erste Anzahl von Eingangsbits, wobei die zweite Anzahl von Ausgangsbits zwei Abschnitte (410, 420) von Ausgangsbits umfaßt, wobei jeder Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits einzeln die Wiedergewinnung von Informationen ermRglicht, die durch die erste Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) dargestellt werden, und der erste Abschnitt (410) von Ausgangsbits basierend auf dem Bitstrom auf eine unterschiedliche Weise hinsichtlich des zweiten Abschnitts (420) von Ausgangsbits codiert wird,

wobei der Schritt des Erzeugens (120) ein Faltungscodieren umfaßt, mittels dessen eine Coderate von weniger als 0,5 erzielt wird, wobei die Coderate das Verhältnis der ersten Anzahl von Eingangsbits (401 bis 403) zu der zweiten Anzahl von Ausgangsbits (411 bis 413) ist, wobei die Faltungscodierung (120) ein Kombinieren eines gegenwärtigen Eingangsbits, das codiert werden soll, mit zumindest einem einer bestimmten Anzahl vorhergehender Eingangsbits umfaßt, und

wobei der Schritt des Erzeugens (120) ferner einen Punktierungsschritt umfaßt, bei dem zumindest ein vorbestimmtes Bit von Bits, die durch den Faltungscodierer (120) ausgegeben werden, verworfen wird, wodurch die zweite Anzahl von Ausgangsbits auf einen Wert eingestellt wird, der es ermRglicht, daß der erste und der zweite Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits die gleiche Anzahl von Ausgangsbits aufweisen, und wobei das zumindest eine verworfene Bit nicht zu einem Empfänger gesendet wird;

Partitionieren (130) der zweiten Anzahl von Ausgangsbits in die beiden Abschnitte (410, 420) von Ausgangsbits; und

Senden (140) der Ausgangsbits des ersten Abschnittes (410) über einen ersten Kanal (300) und der Ausgangsbits des zweiten Abschnitts (420) über einen zweiten Kanal (400), wobei der zweite Kanal (400) von dem ersten Kanal (300) räumlich unterschiedlich ist,

wobei die Ausgangsbits des ersten Abschnittes und die Ausgangsbits des zweiten Abschnitts ohne eine VerzRgerung oder mit einer vorbestimmten VerzRgerung zwischen dem ersten Kanal und dem zweiten Kanal gesendet werden.

18. Verfahren zum Empfangen von Informationen, wobei die Informationen durch einen codierten Bitstrom dargestellt werden, wobei der codierte Bitstrom codiert ist, wodurch seine Redundanz hinsichtlich eines Bitstroms, von dem der codierte Bitstrom abgeleitet ist, zumindest verdoppelt ist, und wodurch für eine erste Anzahl von Bits des Bitstroms der codierte Bitstrom eine zweite Anzahl von Bits aufweist, wobei die zweite Anzahl von Bits zumindest doppelt so viele Bits wie die erste Anzahl aufweist, und wobei die zweite Anzahl von Bits zwei Abschnitte (410, 420) von Bits umfaßt, wobei jeder Abschnitt (410, 420) von Bits einzeln die Wiedergewinnung von Informationen ermRglicht, die durch die erste Anzahl (401 bis 403) von Bits dargestellt werden, und der zweite Abschnitt (410) der Bits auf eine unterschiedliche Weise hinsichtlich des zweiten Abschnitts (420) von Bits codiert ist, wobei der codierte Bitstrom durch ein Faltungscodieren unter Verwendung einer Coderate von weniger als 0,5 und durch ein Punktieren durch ein Verwerfen zumindest eines vorbestimmten Bits von Bits erzeugt wird, die durch die Faltungscodierung erhalten werden, wodurch die zweite Anzahl von Ausgangsbits auf einen Wert eingestellt wurde, der es ermRglicht, daß der erste und der zweite Abschnitt (410, 420) von Ausgangsbits die gleiche Anzahl von Ausgangsbits aufweisen, wobei das zumindest eine verworfene Bit nicht zu der Vorrichtung zum Empfangen gesendet wird, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

Empfangen (240a, 240b, 240c) des ersten Abschnitts (410) von Bits über einen ersten Kanal (300) und den zweiten Abschnitt (420) von Bits über einen zweiten Kanal (400), wobei der erste und der zweite Kanal räumlich voneinander unterschiedlich sind;

Kombinieren (230) des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420), wobei der Schritt des Kombinierens (230) ferner einen Schritt eines Depunktierens (230b) zum Durchführen einer Depunktierungsoperation hinsichtlich des ersten und des zweiten Abschnitts (410, 420) von Bits umfaßt, um eine Punktierungsoperation auszugleichen, die durchgeführt wurde, als der codierte Bitstrom erzeugt wurde; und

Decodieren (220) des codierten Bitstroms durch ein Entfernen einer Redundanz von dem codierten Bitstrom, wobei der erste und der zweite Abschnitt (410, 420) von Bits, die in dem Schritt des Kombinierens (230) kombiniert werden, bei dem Schritt des Decodierens (220) verwendet werden.