DE69803230T2

DE69803230T2 - Echophasenabweichungskompensation in einem mehrträgerdemodulationssystem

Info

Publication number: DE69803230T2
Application number: DE69803230T
Authority: DE
Inventors: Sabah Badri; Stephan Buchholz; Ernst Eberlein; Robert Fischer; Heinz Gerhaeuser; Albert Heuberger; Stefan Lipp
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1998-04-14
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2002-08-08
Anticipated expiration: 2018-04-15
Also published as: AU753497B2; JP2002526948A; AP1183A; ES2169511T3; DK1072136T3; EP1072136B1; AP2000001941A0; WO1999053664A1; TW415155B; CA2327876A1; HK1037819A1; BRPI9815801B1; ATE212165T1; AU7334998A; CN1303561A; EA200001062A1; KR100347966B1; EA002528B1; KR20010042709A; ZA983647B

Description

BEREICH DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verfahren und eine Vorrichtung zum Ausführen einer Modulation und Demodulation bei Mehrträger-Modulationsystemen (MCM-Systemen; MCM = multi-carrier modulation) und insbesondere auf Verfahren und eine Vorrichtung zum differenzmäßigen Abbilden (Mapping) und Entabbilden (Demapping) von Informationen auf Träger von Mehrträger-Modulationssymbolen in solchen Systemen. Ferner bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Verfahren und eine Vorrichtung zum Ausführen einer Echophasenversatzkorrektur beim Decodieren von Informationen, die auf Träger von Mehrträger-Modulationssymbolen bei Mehrträger- Modulationssystemen codiert sind.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein Ausstrahlen von digitalen Daten auf mobile Empfänger über zeitvariante Mehrwegkanäle. Spezieller ist die vorliegende Erfindung besonders in Mehrwegumgebungen mit niedriger Kanalkohärenzzeit, d. h. sich schnell verändernden Kanälen, nützlich. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen kann die vorliegende Erfindung bei Systemen angewendet werden, die ein Mehrträger-Modulationsschema implementieren. Die Mehrträgermodulation (MCM) ist auch als orthogonale Frequenzdivisionsmultiplexen (OFDM; OFDM = orthogonal frequency division multiplexing) bekannt.
Bei einem MCM-Übertragungssystem werden Informationen in der Form eines komplexen Spektrums, d. h. einer bestimmten Anzahl von komplexen Teilträgersymbolen im Frequenzbereich dargestellt. In dem Modulator wird ein Bitstrom durch eine Sequenz von Spektren dargestellt. Unter Verwendung einer inversen Fourier-Transformation (IFFT) wird ein MCM- Zeitbereichssignal aus dieser Sequenz von Spektren erzeugt.
Fig. 7 zeigt einen MCM-Systemüberblick. Bei 100 ist ein MCM-Transmitter gezeigt. Eine Beschreibung eines solchen MCM-Transmitters kann z. B. bei William Y. Zou, Yiyan Wu, "COFDM: AN OVERVIEW" (COFDM: Ein Überblick), IEEE Transactions on Broadcasting (IEEE-Transaktionen über Ausstrahlen), Band 41, Nr. 1, März 1995 gefunden werden.
Eine Datenquelle 102 liefert einen seriellen Bitstrom 104 an den MCM-Transmitter. Der eingehende serielle Bitstrom 104 wird an eine Bit-Träger-Abbildungseinrichtung 106 angelegt, die eine Sequenz von Spektren 108 aus dem eingehenden seriellen Bitstrom 104 erzeugt. Eine inverse, schnelle Fourier-Transformation (FFT) 110 wird auf der Sequenz von Spektren 108 durchgeführt, um ein MCM-Zeitbereichssignal 112 zu erzeugen. Das MCM-Zeitbereichssignal bildet das nützliche MCM-Symbol des MCM-Zeitsignals. Um eine Zwischensymbolinterferenz (ISI; ISI = intersymbol interference), die durch eine Mehrwegverzerrung verursacht wurde, zu verhindern, wird eine Einheit 114 zum Einbringen eines Schutzintervalls einer bestimmten Länge zwischen zeitlich benachbarten MCM-Symbolen bereitgestellt. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird der letzte Teil des nützlichen MCM-Symbols durch Anordnen desselben vor dem nützlichen Symbol als das Schutzintervall verwendet. Das resultierende MCM-Symbol ist bei 115 in Fig. 7 gezeigt.
Eine Einheit 116 zum Hinzufügen eines Referenzsymbols für jede vorbestimmte Anzahl von MCM-Symbolen wird bereitgestellt, um ein MCM-Signal mit einer Rahmenstruktur zu erzeugen. Unter Verwendung dieser Rahmenstruktur, die nützliche Symbole, Schutzintervalle und Referenzsymbole aufweist, ist es möglich, die nützlichen Informationen aus dem MCM- Signal an der Empfängerseite wieder herzustellen.
Das resultierende MCM-Signal mit der bei 118 in Fig. 7 gezeigten Struktur wird an der Transmittervorderseite 120 angelegt. Grob gesprochen wird an der Transmittervorderseite 120 eine Digital-/Analogumwandlung und eine Aufwärtskonvertierung des MCM-Signals durchgeführt. Danach wird das MCM- Signal durch einen Kanal 122 übertragen.
Anschließend wird der Betriebsmodus eines MCM-Empfängers 130 unter Bezugnahme auf Fig. 7 kurz beschrieben. Das MCM- Signal wird an der Empfängervorderseite 132 empfangen. In der Empfängervorderseite 132 wird das MCM-Signal herunterkonvertiert und ferner eine Digital-/Analogumwandlung des herunterkonvertierten Signals durchgeführt. Das herunterkonvertierte MCM-Signal wird an eine Rahmensynchronisationseinheit 134 geliefert. Die Rahmensynchronisationseinheit 134 bestimmt den Ort des Referenzsymbols im MCM-Symbol. Basierend auf der Bestimmen der Rahmensynchronisationseinheit 134, extrahiert eine Referenzsymbol-Extrahierungseinheit 136 die Rahmengebungsinformationen, d. h. das Referenzsymbol, aus dem MCM-Symbol, das aus der Empfängervorderseite 132 kommt. Nach der Extraktion des Referenzsymbols wird das MCM-Signal an einer Schutzintervall-Entfernungseinheit 138 angelegt.
Das Ergebnis der bisher im MCM-Empfänger durchgeführten Signalverarbeitung sind die nützlichen MCM-Symbole. Die nützlichen MCM-Symbole, die aus der Schutzintervall- Entfernungseinheit 138 ausgegeben wurden, werden an eine schnelle Fourier-Transformationseinheit 140 geliefert, um eine Sequenz von Spektren aus den nützlichen Symbolen zu liefern. Danach wird die Sequenz von Spektren zu einer Träger-Bit-Abbildungseinrichtung 142 geliefert, in der der serielle Bitstrom wiederhergestellt wird. Dieser serielle Bitstrom wird an eine Datensenke 144 geliefert.
Wie aus Fig. 7 zu ersehen ist, muß jeder MCM-Transmitter 100 eine Vorrichtung enthalten, die das Abbilden der übertragenen Bitströme auf die Amplituden bzw. Phasen des Teilträgers ausführt. Darüber hinaus wird am MCM-Empfänger 130 eine Vorrichtung für die Umkehroperation, d. h. die Wiedergewinnung des übertragenen Bitstroms aus den Amplituden bzw. Phasen des Teilträgers benötigt.
Um ein besseres Verständnis für MCM-Abbildungsschemata zu erhalten, stellt man sich das Abbilden vorzugsweise als das Zuweisen von einem oder mehreren Bits zu einem oder mehreren Teilträger-Symbolen in der Zeitfrequenzebene vor. Nachstehend wird der Begriff Symbol oder Signalpunkt für die komplexe Zahl, die die Amplituden- bzw. Phasenmodulation eines Teilträgers im äquivalenten Basisband darstellt, verwendet. Immer wenn alle komplexen Zahlen, die alle Teilträgersymbole darstellen, bezeichnet sind, wird der Begriff MCM-Symbol verwendet.

BESCHREIBUNG DES STANDS DER TECHNIK

Im Prinzip werden im Stand der Technik zwei Verfahren zum Abbilden des Bitstroms in die Zeitfrequenzebene verwendet:
Ein erstes Verfahren ist ein differenzmäßiges Abbilden entlang der Zeitachse. Wenn ein differenzmäßiges Abbilden entlang der Zeitachse verwendet wird, werden ein oder mehrere Bit in Phasen- bzw. Amplitudenverschiebungen zwischen zwei Teilträgern der gleichen Mittenfrequenz in benachbarten MCM-Symbolen codiert. Ein solches Codierungsschema ist in Fig. 8 gezeigt. Die Pfeile, die zwischen den Teilträgersymbolen dargestellt sind, entsprechen Informationen, die in Amplituden- bzw. Phasenverschiebungen zwischen zwei Teilträgersymbolen codiert sind.
Ein System, das ein solches Abbildungsschema anwendet, ist im europäischen Telekommunikationsstandard ETS 300 401 (EU147-DAB) definiert. Ein diesem Standard entsprechendes System verwendet DQPSK (DQPSK = Differential Quadrature Phase Shift Keying = Quadratur-Phasendifferenzmodulation), um jedes zweite Bit in einer 0-, 90-, 180- oder 270-Grad- Phasendifferenz zwischen zwei Teilträgern der gleichen Mittenfrequenz zu codieren, die in MCM-Symbolen, die zeitlich benachbart sind, angeordnet sind.
Ein zweites Verfahren zum Abbilden des Bitstroms in die Zeitfrequenzebene ist eine nicht differenzmäßige Abbildung. Bei der Verwendung der nicht differenzmäßigen Abbildung sind die Informationen, die auf einem Teilträger getragen werden, von Informationen, die auf einem beliebigen anderen Teilträger übertragen werden, unabhängig, und der andere Teilträger kann sich entweder bezüglich der Frequenz, d. h. dem gleichen MCM-Symbol, oder der Zeit, d. h. den benachbarten MCM-Symbolen, unterscheiden. Ein System, das ein solches Abbildungsschema anwendet, ist im europäischen Telekommunikationsstandard ETS 300 744 (DVB-T) definiert. Ein diesem Standard entsprechendes System verwendet eine 4-, 16- oder 64-QAM (QAM = Quadrature Amplitude Modulation - Quadraturamplitudenmodulation), um Bits der Amplitude und Phase eines Teilträgers zuzuweisen.
Die Qualität, mit der übertragene Mehrträgermodulierte Signale am Empfänger wiedergewonnen werden können, hängt von den Merkmalen des Kanals ab. Das interessanteste Merkmal beim Übertragen von MCM-Signalen ist das Zeitintervall, bei dem ein mobiler Kanal seine Charakteristika erheblich verändert. Die Kanalkohärenzzeit TC wird normalerweise verwendet, um das Zeitintervall, bei dem ein mobiler Kanal seine Charakteristika erheblich verändert, zu bestimmen. Die TC hängt von der maximalen Dopplerverschiebung folgendermaßen ab:
Dnppler,max = ν· Träger/c (Gl. 1)
wenn v: Geschwindigkeit des mobilen Empfängers in [m/s]
fTräger: Trägerfrequenz des RF-Signals [Hz]
c: Geschwindigkeit des Lichts (3 · 10&sup8; m/s)
Die Kanalkohärenzzeit TC wird oft definiert als
Tc 50% = 9/16π Doppler,max
oder
Anhand des Vorhandenseins von mehr als einer Definition wird klar, daß die Kanalkohärenzzeit Tc bloß ein Faustregelwert für die Stationärität des Kanals ist. Wie oben erläutert erfordert die differenzmäßige Zeitachsenabbildung des Stands der Technik, daß der mobile Kanal während mehrerer MCM-Symbolperioden quasi stationär ist, d. h. die erforderliche Kanalkohärenzzeit Tc > > MCM-Symbolperiode. Das nicht differenzmäßige MCM-Abbilden des Stands der Technik erfordert lediglich, daß der mobile Kanal während eines Symbolintervalls quasi stationär ist, d. h. die erforderliche Kanalkohärenzzeit ≥ NCM-Symbolperiode.
Daher weisen beide Abbildungsschemata des Stands der Technik spezifische Nachteile auf. Für das differenzmäßige Abbilden in die Zeitachsenrichtung muß der Kanal quasi stationär sein, d. h. der Kanal darf sich während der Übertragung von zwei MCM-Symbolen, die zeitlich benachbart sind, nicht verändern. Wenn diese Anforderung nicht erfüllt wird, werden die kanalinduzierte Phase und Amplitudenveränderungen zwischen MCM-Symbolen eine Erhöhung der Bitfehlerrate ergeben.
Beim nicht differenzmäßigen Abbilden ist ein exaktes Wissen der Phase von jedem Teilträger (d. h. ein kohärenter Empfang) erforderlich. Für Mehrwegkanäle kann der kohärente Empfang nur erhalten werden, wenn die Kanalimpulsantwort bekannt ist. Folglich muß eine Kanaleinschätzung Teil des Empfängeralgorithmus sein. Die Kanaleinschätzung erfordert normalerweise zusätzliche Sequenzen in der übertragenen Wellenform, die keine Informationen tragen. Im Fall von sich schnell verändernden Kanälen, was ein Aktualisieren der Kanaleinschätzung bei kurzen Intervallen erfordert, kann der zusätzliche Mehraufwand schnell eine Unzulänglichkeit des nicht differenzmäßigen Abbildens zur Folge haben.
P. H. Moose: "Differentially Coded Multi-Frequency Modulation for Digital Communications", SIGNAL PROCESSING THEORIES AND APPLICATIONS (Signalverarbeitungstheorien und Anwendungen), 18.-21. September 1990, Seiten 1807-1810, Amsterdam Niederlande lehrt eine differenzmäßig codierte Multifrequenzmodulation für digitale Kommunikationen. Eine differenzmäßige Multifrequenz-Modulation wird beschrieben, bei der Symbole in jedem Bauds zwischen benachbarten Tönen differenzmäßig codiert sind. Am Empfänger wird einer digitalen Fourier-Transformation (DFT) folgend, das komplexe Produkt aus dem DFT-Koeffizienten der digitalen Frequenz k und der komplexe Kehrwert des DFT-Koeffizienten der digitalen Frequenz k - 1 gebildet. Folglich wird das Ergebnis mit geeigneten Termen multipliziert, so daß die differenzmäßig codierten Phasenbits auf die ursprünglichen Konstellationen wieder ausgerichtet sind. Daher muß die Konstellation nach dem differenzmäßigen Decodieren der ursprünglichen Konstellation entsprechen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Verfahren und Vorrichtungen zum Ausführen einer Echophasen- Versatzkorrektur bei einem Mehrträger-Demodulationssystem zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch Verfahren gemäß Anspruch 1 und 5 und Vorrichtungen gemäß Anspruch 10 und 14 gelöst.
Gemäß einem ersten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Ausführen einer Echophasenversatzkorrektur in einem Mehrträger-Demodulationssystem vor, das nachfolgende Schritte aufweist:
Phasendifferenz-Decodierungsphasen-Verschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen;
Bestimmen eines Echophasenversatzes für jede decodierte Phasenverschiebung durch Eliminieren der Phasenverschiebung in Bezug auf die übertragenen Informationen aus der decodierten Phasenverschiebung;
Mitteln der Echophasenversätze, um einen gemittelten Versatz zu erzeugen; und
Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem gemittelten Versatz.
Gemäß einem zweiten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Ausführen einer Echophasenversatzkorrektur in einem Mehrträger-Demodulationssystem vor, das folgende Schritte aufweist:
Phasendifferenz-Decodierungsphasen-Verschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen, wobei die Phasenverschiebungen Signalpunkte in einer komplexen Ebene definieren;
Vorrotieren der Signalpunkte in den Sektor der komplexen Ebene zwischen -45º und +45º;
Bestimmen von Parametern einer geraden Linie, wobei der Ort der vorrotierten Signalpunkte in der komplexen Ebene angenähert wird.
Bestimmen eines Phasenversatzes basierend auf den Parametern; und
Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem Phasenversatz.
Gemäß einem dritten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung eine Echophasenversatz-Korrekturvorrichtung für ein Mehrträger-Demodulationssystem vor, das folgende Merkmale aufweist:
einen Phasendifferenzdecodierer zum Decodieren von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen;
eine Einrichtung zum Bestimmen eines Echophasenversatzes für jede decodierte Phasenverschiebung durch Eliminieren der Phasenverschiebung in bezug auf die übertragenen Informationen aus der decodierten Phasenverschiebung;
eine Einrichtung zum Mitteln der Echophasenversätze, um einen gemittelten Versatz zu erzeugen; und
eine Einrichtung zum Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem gemittelten Versatz.
Gemäß einem vierten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung eine Echophasen-Versatzkorrektur-Vorrichtung für ein Mehrträger-Demodulationssystem vor, das folgende Merkmale aufweist:
einen Phasendifferenz-Decodierer zum Decodieren von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen, wobei die Phasenverschiebungen Signalpunkte in einer komplexen Ebene definieren;
eine Einrichtung zum Vorrotieren der Signalpunkte in den Sektor der komplexen Ebene zwischen -45º und +45º;
eine Einrichtung zum Bestimmen von Parametern einer geraden Linie, wobei der Ort der vorrotierten Signalpunkte in der komplexen Ebene angenähert wird;
eine Einrichtung zum Bestimmen eines Phasenversatzes basierend auf den Parametern; und
eine Einrichtung zum Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem Phasenversatz.
Die vorliegende Erfindung schafft Verfahren und Vorrichtungen zum Ausführen einer Echophasen-Versatzkorrektur vor, die geeignet sind für einen Mehrträger-Digitalrundfunk (OFDM) über sich schnell verändernde Mehrwegkanäle unter Verwendung von differenzmäßigem Codieren der Daten entlang der Frequenzachse, so daß keine Notwendigkeit für eine Kanalstationarität besteht, die ein Mehrträgersymbol überschreitet.
Beim Verwenden des Abbildungsverfahrens entlang der Frequenzachse wird bevorzugt, einen Empfängeralgorithmus zu verwenden, der die Symbolphasenversätze, die durch Kanalechos verursacht werden können, korrigiert.
Das Abbildungsschema entlang der Frequenzachse für Mehrträgermodulation macht die Übertragung zu einem bestimmten Ausmaß unabhängig von schnellen Veränderungen im Mehrwegkanal, ohne einen großen Mehraufwand zur Unterstützung der Kanaleinschätzung einzuführen. Insbesondere Systeme mit hohen Trägerfrequenzen und/oder hohen Geschwindigkeiten des Mobils, das die Empfangseinheit trägt, können von einem solchen Abbildungsschema profitieren.
Folglich weist das Abbildungsschema eines differenzmäßigen Codierens entlang der Frequenzachse nicht die beiden Probleme der Systeme des Stands der Technik auf, die oben beschrieben wurden. Das Abbildungsschema ist im Hinblick auf sich schnell verändernde Mehrwegkanäle, die bei hohen Frequenzen bzw. hohen Geschwindigkeiten des mobilen Empfängers auftreten können, robust.
Die gesteuerten entsprechenden Parameter der Teilträger sind die Phasen derselben, so daß die Informationen differenzmäßig phasencodiert sind.
Gemäß dem oben beschriebenen Abbilden ist das Abbilden ebenfalls differenzmäßig, doch nicht in die Zeitachsenrichtung, sondern in die Frequenzachsenrichtung. Daher sind die Informationen nicht in der Phasenverschiebung zwischen den zeitlich benachbarten Teilträgern enthalten, sondern in der Phasenverschiebung zwischen Teilträgern, die frequenzmäßig benachbart sind. Wenn man es mit den anderen Abbildungsschemata vergleicht, hat das differenzmäßige Abbilden entlang der Frequenzachse zwei Vorteile. Aufgrund des differenzmäßigen Abbildens ist keine Einschätzung der absoluten Phase der Teilträger erforderlich. Daher sind die Kanaleinschätzung und der damit in Verbindung stehende Mehraufwand nicht notwendig. Durch Wählen der Frequenzachse als Richtung für ein differenzmäßiges Codieren des Informationsbitstroms kann die Anforderung, daß der Kanal während mehrerer MCM-Symbole stationär sein muß, fallen gelassen werden. Der Kanal muß während der aktuellen MCM-Symbolperiode lediglich unverändert bleiben. Daher gilt wie beim nicht differenzmäßigen Abbilden, daß
die erforderliche Kanalkohärenzzeit ≥ MCM-Symbolperiode ist.
Die vorliegende Erfindung sieht Verfahren und eine Vorrichtung zum Korrigieren von Phasenverzerrungen vor, die durch Kanalechos verursacht werden können. Wie oben beschrieben, löst ein differenzmäßiges Abbilden in eine Frequenzachsenrichtung Probleme, die mit der Stationärität des Kanals verbunden sind. Durch ein differenzmäßiges Abbilden in die Frequenzachsenrichtung kann ein neues Problem schaffen. In Mehrwegumgebungen können Wegechos, die dem Hauptweg folgen oder ihm vorausgehen, zu systematischen Phasenversätzen zwischen den Teilträgern im gleichen MCM-Symbol führen. In diesem Zusammenhang betrachtet man den Hauptweg als das Wegecho mit dem höchsten Energiegehalt. Das Hauptwegecho bestimmt die Position des FFT-Fensters im Empfänger eines MCM-Systems.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Informationen in einer Phasenverschiebung zwischen benachbarten Teilträgern des gleichen MCM-Symbols gehalten. Wird er nicht korrigiert, kann der wegechoinduzierte Phasenversatz zwischen zwei Teilträgern zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate führen. Folglich wird die Anwendung des MCM-Abbildungsschemas, das bei dieser Erfindung vorliegt, vorzugsweise in Kombination mit einer Korrektur des systematischen Teilträgerphasenversätze im Fall eines Mehrwegkanals verwendet.
Der eingeführte Phasenversatz kann anhand der Verschiebungseigenschaft der diskreten Fourier-Transformation (DFT) erläutert werden:
wobei x[n]: abgetastetes Zeitbereichssignal (0≤n≤N-1)
X[k]: DFT-transformiertes Frequenzbereichsignal (0≤k≤N-1)
N: Länge der DFT
(...)N: zyklische Verschiebung des DFT-Fensters in der Zeit
m: Länge der DFT-Verschiebung im Zeitbereich
Gleichung 3 zeigt, daß bei einem Mehrwegkanal Echos, die dem Hauptweg folgen, einen teilträgerabhängige Phasenversatz ergeben. Nach dem differenzmäßigen Entabbilden in der Frequenzachsenrichtung am Empfänger bleibt ein Phasenversatz zwischen zwei angrenzenden Symbolen. Weil die kanalinduzierten Phasenversätze zwischen differenzmäßig demodulierten Symbolen systematische Fehler sind, können sie durch einen Algorithmus korrigiert werden.
Im Zusammenhang mit der nachstehenden Spezifikation werden Algorithmen, die bei der Korrektur der Phasenverschiebung helfen, Echophasen-Versatzkorrektur-Algorithmen (EPOC) genannt. Zwei solche Algorithmen sind als bevorzugte Ausführungsbeispiele für die Korrektur der Phasenverzerrungen, die durch Kanalechos verursacht werden können, beschrieben. Diese Algorithmen ergeben eine ausreichende Erfassungssicherheit für ein MCM-Frequenzachsenabbilden, sogar in Kanälen mit Echos, die den Grenzen des Schutzintervalls nahe sind.
Im Prinzip muß ein EPOC-Algorithmus den echoinduzierten Phasenversatz aus der Signalraumkonstellation im Anschluß an die differenzmäßige Demodulation berechnen und anschließend diesen Phasenversatz korrigieren.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ausführlich auf Basis der beigefügten Zeichnungen erklärt. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Ansicht, die ein Abbildungsschema darstellt, das gemäß der Erfindung verwendet wurde;
Fig. 2 ein funktionales Elockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Abbildungsvorrichtung;
Fig. 3A und 3B Streudiagramme des Ausgangs einer differenzmäßigen Entabbildungseinrichtung eines MCM- Empfängers zur Darstellung des Effekts einer Echophasen-Versatzkorrektur;
Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm zum Darstellen der Position und der Funktionalität einer Echophasen-Versatzkorrektureinheit;
Fig. 5 ein schematisches Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Echophasen- Versatzkorrekturvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 schematische Ansichten zum Darstellen einer Projektion, die durch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Echophasen- Versatzkorrekturvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt wurde;
Fig. 7 ein schematisches Blockdiagramm eines allgemeinen Mehrträger-Modulationssystem; und
Fig. 8 eine schematische Ansicht, die ein differenzmäßiges Abbildungsschema des Stands der Technik darstellt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel derselben wird die vorliegende Erfindung auf ein MCM-System, wie in Fig. 7 gezeigt ist, angewendet. Im Hinblick auf dieses MCM-System bezieht sich die vorliegende Erfindung auf die Bit-Träger- Abbildungseinrichtung 106 des MCM-Transmitters 100 und die Träger-Bit-Abbildungseinrichtung 142 des MCM-Empfängers 130, die mit einem schattierten Hintergrund in Fig. 7 dargestellt sind.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Abbildungsschemas, das durch die Bit-Träger- Abbildungseinrichtung I06 verwendet wird, ist in Fig. 1 dargestellt. Eine Anzahl von MCM-Symbolen 200 ist in Fig. 1 gezeigt. Jedes MCM-Symbol 200 umfaßt eine Anzahl von Teilträgersymbolen 202. Die Pfeile 204 in Fig. 1 zeigen Informationen, die zwischen Teilträgersymbolen 202 codiert sind. Wie aus den Pfeilen 204 zu ersehen ist, verwendet die Bit- Träger-Abbildungseinrichtung 106 ein differenzmäßiges Abbilden in einem MCM-Symbol entlang der Frequenzachsenrichtung.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel wird der erste Teilträger (k = 0) in einem MCM-Symbol 200 als ein Referenzteilträger 206 (schattiert) verwendet, so daß Informationen zwischen dem Referenzteilträger und dem ersten aktiven Träger 208 codiert werden können. Die anderen Informationen eines MCM-Symbols 200 werden jeweils zwischen aktiven Trägern codiert.
Daher besteht für jedes MCM-Symbol eine absolute Phasenreferenz. Gemäß Fig. 1 wird diese absolute Phasenreferenz durch ein Referenzsymbol, das in jedes MCM-Symbol (k = 0) eingebracht ist, bereitgestellt. Das Referenzsymbol kann entweder eine konstante Phase für alle MCM-Symbole oder eine Phase, die von einem MCM-Symbol zum anderen MCM-Symbol variiert, aufweisen. Eine variierende Phase kann durch Reproduzieren der Phase aus dem letzten zeitlich vorausgehenden Teilträger des MCM-Symbols erhalten werden.
Bei Fig. 2 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Ausführen eines differenzmäßigen Abbildens entlang der Frequenzachse gezeigt. Unter Bezugnahme auf Fig. 2 ist eine Anordnung von MCM-Symbolen im Frequenzbereich unter Verwendung von differenzmäßigem Abbilden entlang der Frequenzachse gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. 2 zeigt die Anordnung von einem MCM-Symbol mit den folgenden Parametern:
NFFT bezeichnet die Anzahl von komplexen Koeffizienten der diskreten Fourier-Transformation bzw. die Anzahl von Teilträgern.
K bezeichnet die Anzahl von aktiven Trägern. Der Referenzträger ist im Zählwert für K nicht enthalten.
Gemäß Fig. 2 wird eine Quadratur-Phasendifferenzmodulation- Umtastung (QPSK) zum Abbilden des Bitstroms auf die komplexen Symbole verwendet. Doch sind andere M-ary- Abbildungsschemata (MPSK) wie 2-PSK, 8-PSK, 16-QAM, 16- APSK, 64-APSK etc. sind möglich.
Ferner werden zum Erleichtern des Filterns und Minimierens des Aliasing-Effekts einige Teilträger nicht zum Codieren von Informationen in der Vorrichtung verwendet, die in Fig. 2 gezeigt ist. Diese Teilträger, die auf 0 eingestellt sind, stellen die sogenannten Schutzbänder auf den oberen und unteren Kanten des MCM-Signalspektrums dar.
Am Eingang der Abbildungsvorrichtung, die in Fig. 2 gezeigt ist, werden komplexe Signalpaare b0[k], b1[k] eines Eingangs-Bitstroms empfangen. K-komplexe Signalpaare werden zusammengebaut, um ein MCM-Symbol zu bilden. Die Signalpaare werden in die K differenzmäßigen Phasenverschiebungen phi[k], die zum Zusammenbau eines MCM-Symbols notwendig sind, codiert. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das Abbilden aus Bits zu den 0-, 90-, 180- und 270-Grad- Phasenverschiebungen unter Verwendung einer Grauabbildung in einer Quadratur-Phasendifferenzmodulatioin- Umtastungsvorrichtung 220 durchgeführt.
Eine Grauabbildung wird verwendet, um zu verhindern, daß Differenzerfassungs-Phasenfehler, die kleiner als 130 Grad sind, Doppel-Bitfehler am Empfänger verursachen.
Das Phasendifferenzcodieren der K Phasen wird in einem Phasendifferenzcodierer 222 durchgeführt. In dieser Stufe der Verarbeitung werden die K Phasen phi[k], die durch den QPSK-Grauabbilder erzeugt werden, differenzmäßig codiert. Im Prinzip berechnet eine Rückkopplungsschleife 224 eine kumulative Summe über alle K Phasen. Als Ausgangspunkt für die erste Berechnung (k = 0) wird die Phase des Referenzträgers 226 verwendet. Ein Schalter 228 ist vorgesehen, um entweder die absolute Phase des Referenzteilträgers 226 oder die Phaseninformationen, die auf den vorherigen Teilträger zu einem Summierpunkt 230 codiert wurden (d. h. z&supmin;¹, wenn z&supmin;¹ den Einheitsverzögerungsoperator bezeichnet), zu liefern. Am Ausgang des Phasendifferenzcodierers 222 werden die Phaseninformationen Theta[k], mit denen die entsprechenden Teilträger codiert werden sollen, geliefert. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind die Teilträger eines MCM-Symbols gleichmäßig in der Frequenzachsenrichtung beabstandet.
Der Ausgang des Phasendifferenzcodierers 222 ist mit einer Einheit 232 zum Erzeugen von komplexen Teilträgersymbolen unter Verwendung des Phaseninformations-Theta[k] verbunden. Zu diesem Zweck werden die K differenzmäßig codierten Phasen durch Multiplikation mit
Faktor * ej*[2*pi*(Theta[k] + PHT)] (Gl. 4)
in komplexe Symbole konvertiert, wenn Faktor einen Skalenfaktor und PHI einen zusätzlichen Winkel bezeichnet. Der Skalenfaktor und der zusätzliche Winkel PHI sind optional.
Durch Wählen von PHI = 45º kann eine rotierte DQPSK- Signalkonstellation erreicht werden.
Schließlich wird in einer Anordnungseinheit 234 die Anordnung eines MCM-Symbols bewirkt. Ein MCM-Symbol, das NFFT- Teilträger aufweist, wird aus NFFT-K-1-Schutzbandsymbolen, die "0" sind, einem Referenzteilträgersymbol und K-DQPSK- Teilträgersymbolen angeordnet. Daher besteht das angeordnete MCM-Symbol 200 aus K-komplexen Werten, die die codierten Informationen enthalten, zwei Schutzbändern an beiden Seiten der NFFT-komplexen Werte und einem Referenzteilträgersymbol.
Das MCM-Symbol ist im Frequenzbereich angeordnet worden. Zur Transformation in den Zeitbereich wird eine inverse diskrete Fourier-Transformation (IDFT) des Ausgangs der Anordnungseinheit 234 durch einen Transformator 236 ausgeführt. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist der Transformator 236 angepaßt, um eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) auszuführen.
Eine Weiterverarbeitung des MCM-Signals im Transmitter sowie im Empfänger erfolgt wie oben beschrieben unter Bezugnahme auf Fig. 7.
Am Empfänger ist eine Entabbildungsvorrichtung 142 (Fig. 7) notwendig, um die Operationen der Abbildungsvorrichtung, die oben unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben ist, umzukehren. Die Implementation der Entabbildungsvorrichtung ist unkompliziert und muß daher hierin nicht ausführlich beschrieben werden.
Es können jedoch systematische Phasenverschiebungen, die aus Echos in Mehrwegumgebungen stammen, zwischen Teilträgern im gleichen MCM-Symbol auftreten. Diese Phasenversätze können beim Demodulieren des MCM-Symbols am Empfänger Bitfehler verursachen.
Daher wird bevorzugt, einen Algorithmus zum Korrigieren der systematischen Phasenverschiebungen, die aus Echos in Mehrwegumgebungen stammen, zu verwenden. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Echophasenversatz-Korrekturalgorithmen werden nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 bis 6 erklärt.
In Fig. 3A und 3B sind Streudiagramme am Ausgang einer differenzmäßigen Entabbildungseinrichtung eines MCM-Empfängers gezeigt. Wie aus Fig. 3A zu ersehen ist, verursachen systematische Phasenverschiebungen zwischen Teilträgern im gleichen MCM-Symbol eine Rotation der demodulierten Phasenverschiebungen bezüglich der Achse des komplexen Koordinatensystems. In Fig. 3B sind die demodulierten Phasenverschiebungen dargestellt, nachdem eine Echophasenversatzkorrektur durchgeführt worden ist. Jetzt befinden sich die Positionen der Signalpunkte im wesentlichen auf der Achse des komplexen Koordinatensystems. Diese Positionen entsprechen den modulierten Phasenverschiebungen von 0º, 90º, 180º bzw. 270º.
Ein Echophasenversatz-Korrekturalgorithmus (EPOC- Algorithmus) muß den echoinduzierten Phasenversatz aus der Signalraumkonstellation nach der Differenzdemodulation berechnen und anschließend diesen Phasenversatz korriegieren.
Zu Darstellungszwecken könnte man sich den erdenklich einfachsten Algorithmus vorstellen, der die Symbolphase vor der Berechnung des Mittelwerts aller Phasen des Teilträgers eliminiert. Um den Effekt eines solchen EPOC-Algorithmus darzustellen, wird Bezug auf die zwei Streudiagramme der Teilträgersymbole, die in einem MCM-Symbol in Fig. 3A und 3B enthalten sind, genommen. Diese Streudiagramme sind infolge einer MCM-Simulation erhalten worden. Für die Simulation ist ein Kanal verwendet worden, der typischerweise in Einzelfrequenznetzwerken auftauchen könnte. Die Echos dieses Kanals dehnten sich zu den Grenzen des MCM- Schutzintervalls. Das Schutzintervall wurde so gewählt, daß es in diesem Fall 25% der MCM-Symboldauer betrug.
Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung der Position und der Funktionalität einer Echophasenversatz- Korrekturvorrichtung in einem MCM-Empfänger dar. Das Signal eines MCM-Transmitters wird durch den Kanal 122 übertragen (Fig. 4 und 7) und am Frontende 132 des Empfängers des MCM- Empfängers empfangen. Die Signalverarbeitung zwischen dem Empfänger-Frontende und dem schnellen Fourier-Transformator 140 wurde in Fig. 4 ausgelassen. Die Ausgabe des schnellen Fourier-Transformators wird an die Entabbildungseinrichtung angelegt, die eine differenzmäßige Entabbildung entlang der Frequenzachse ausführt. Der Ausgang der Entabbildungseinrichtung umfaßt die entsprechenden Phasenverschiebungen für die Teilträger. Die Phasenversätze dieser Phasenverschiebungen, die durch Echos in Mehrwegumgebungen verursacht werden, sind durch einen Block 400 in Fig. 4, die ein Beispiel eines Streudiagramms des Teilträgersymbols ohne eine Echophasen-Versatzkorrektur zeigt, visualisiert.
Der Ausgang der Entabbildungseinrichtung 142 wird am Eingang einer Echophasen-Versatzkorrektur-Vorrichtung 402 angelegt. Die Echophasenversatz-Korrekturvorrichtung 402 verwendet einen EPOC-Algorithmus, um Echophasen-Versätze im Ausgang der Entabbildungseinrichtung 142 zu eliminieren. Das Ergebnis ist in Block 404 von Fig. 4 gezeigt, d. h. nur die codierten Phasenverschiebungen 0º, 90º, 180º oder 270º sind am Ausgang der Korrekturvorrichtung 420 präsent. Der Ausgang der Korrekturvorrichtung 402 bildet das Signal für die metrische Berechnung, die durchgeführt wird, um den Bitstrom, der die übertragenen Informationen darstellt, wieder herzustellen.
Ein erstes Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus und einer Vorrichtung zur Ausführung desselben wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben.
Ein erstes Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus beginnt mit der Annahme, daß jedes empfangene differenzmäßig codierte komplexe Symbol durch einen Winkel aufgrund von Echos im Mehrwegkanal rotiert wird. Für die Teilträger wird von einer gleichmäßigen Beabstandung in der Frequenz ausgegangen, da dies ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. Wenn die Teilträger in der Frequenz nicht gleichmäßig voneinander beabstandet wären, würde ein Korrekturfaktor in den EPOC-Algorithmus eingeführt werden müssen.
Fig. 5 zeigt die Korrekturvorrichtung 402 (Fig. 4) zur Ausführung des ersten Ausführungsbeispiels eines EPOC- Algorithmus.
Aus dem Ausgang der Entabbildungseinrichtung 142, der einen Echophasenversatz, wie in Fig. 3 z. B. gezeigt ist, enthält, muß die Phasenverschiebung, die mit den übertragenen Informationen in Verbindung stehen, zuerst entfernt werden. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal der Entabbildungseinrichtung 142 einer Entfernungseinheit 500 zugeführt. Im Falle einer DQPSK-Abbildung kann die Entfernungseinheit eine "(.)&sup4;"-Operation ausführen. Die Einheit 550 projiziert alle empfangenen Symbole in den ersten Quadranten. Folglich werden die Phasenverschiebungen, die sich auf die übertragenen Informationen beziehen, aus den Phasenverschiebungen, die die Teliträgersymbole darstellen, eliminiert. Der gleiche Effekt könnte mit einer Modulo-4-Operation erreicht werden.
Nach Eliminieren der informationsverwandten Symbolphasen in der Einheit 500 wäre der erste Lösungsansatz, um eine Einschätzung zu erhalten, einfach den Mittelwert über alle Symbolphasen eines MCM-Symbols zu berechnen. Es wird jedoch bevorzugt, eine Schwellenentscheidung auszuführen, bevor der Mittelwert über alle Symbolphasen eines MCM-Symbols bestimmt wird. Aufgrund des Rayleigh-Schwund können einige der empfangenen Symbole unzuverlässige Informationen zur Bestimmung des Echophasenversatzes beitragen. Daher wird in Abhängigkeit des absoluten Wertes eines Symbols eine Schwellenentscheidung durchgeführt, um zu bestimmen, ob das Symbol zur Einschätzung des Phasenversatzes beiträgt oder nicht.
Daher ist in dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel eine Schwellenentscheidungseinheit 510 enthalten. Nach der Einheit 500 werden der absolute Wert und das Argument eines differenzmäßig decodierten Symbols in jeweiligen Berechnungseinheiten 512 und 514 berechnet. Abhängig vom absoluten Wert eines entsprechenden Symbols wird ein Steuersignal abgeleitet. Dieses Steuersignal wird mit einem Schwellwert in einer Entscheidungsschaltung 516 verglichen. Wenn der absolute Wert, d. h. das Steuersignal desselben, kleiner als ein bestimmter Schwellwert ist, ersetzt die Entscheidungsschaltung 516 den Winkelwert, der in die Mittelungsoperation geht, durch einen Wert, der gleich 0 ist. Zu diesem Zweck ist ein Schalter vorgesehen, um den Ausgang der argumentberechnenden Einheit 514 vom Eingang der Weiterverarbeitungsstufe zu trennen, und der den Eingang der Weiterverarbeitungsstufe mit einer Einheit 518 verbindet, wodurch eine konstante Ausgabe von "0" geliefert wird.
Eine Mittelungseinheit 520 wird bereitgestellt, um einen Mittelwert basierend auf den Phasenversätzen φi zu berechnen, die für die individuellen Teilträgersymbole eines MCM- Symbols wie folgt bestimmt wurden:
= 1/K φi (Gl. 5)
In der Mittelungseinheit 520 wird eine Summation über K- Summanden, die in der Einheit 516 nicht auf 0 gestellt worden sind, ausgeführt. Der Ausgang der Mittelungseinheit 520 ist einer Halteeinheit 522 bereitgestellt, die den Ausgang der Mittelungseinheit 520 K-mal hält. Der Ausgang der Halteeinheit 522 ist mit einer Phasenrotationseinheit 524 verbunden, die die Korrektur der Phasenversätze der K- komplexen Signalpunkte auf Basis des Mittelwerts 9 ausführt.
Die Phasenrotationseinheit 524 führt die Korrektur der Phasenversätze unter Verwendung der folgenden Gleichung aus:
vk' = vk·e-j (Gl. 6)
Bei dieser Gleichung bezeichnet vk' die K phasenkorrigierten differenzmäßig decodierten Symbole für den Eingang in die softmetrische Berechnung, wenn vk die Eingangssymbole bezeichnet. Solange von einem Kanal, der während der Dauer eines MCM-Symbols quasi stationär ist, ausgegangen werden kann, liefert die Verwendung des Mittelwerts über alle Teilträger eines MCM-Symbols korrekte Ergebnisse.
Eine Puffereinheit 527 kann vorgesehen sein, um die komplexen Signalpunkte zu puffern, bis der Mittelwert der Phasenversätze für ein MCM-Symbol bestimmt ist. Der Ausgang der Phasenrotationseinheit 524 wird an die Weiterverarbeitungsstufe 526 zum Ausführen der softmetrischen Berechnung angelegt.
In Hinblick auf die Ergebnisse der obigen Echophasenversatzkorrektur wird wiederum Bezug auf Fig. 3A und 3B genommen. Die beiden Auftragungen stammen aus einer Simulation, die das erste Ausführungsbeispiel eines Echophasen- Versatzkorrekturalgorithmus, der oben beschrieben ist, umfaßte. In dem Augenblick, in dem der Streudiagrammschnappschusses, der in Fig. 3A gezeigt ist, gemacht wurde, verzerrte der Kanal anscheinend die Konstellationen auf solche Weise, daß eine einfache Winkelrotation eine gültige Voraussetzung ist. Wie in Fig. 3B gezeigt ist, kann die Signalkonstellation durch Anwenden des bestimmten Mittelwerts für die Rotation der differenzmäßig erfaßten Symbole zurück zur Achse gedreht werden.
Ein zweites Ausführungsbeispiel eines Echophasenversatz- Korrekturalgorithmus wird nachstehend beschrieben. Dieses zweite Ausführungsbeispiel kann vorzugsweise in Verbindung mit Mehrwegkanälen verwendet werden, die bis zu zwei starke Wegechos aufweisen. Der Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels ist komplexer als der Algorithmus des ersten Ausführungsbeispiels.
Was folgt ist eine mathematische Ableitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines Verfahrens für die Echophasenversatzkorrektur. Die folgenden Annahmen können gemacht werden, um die Erklärung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus zu erleichtern.
Bei diesem Ausführungsbeispiel geht man davon aus, daß das Schutzintervall des MCM-Signals zumindest so lange wie die Impulsantwort h[q] ist, wenn q = 0, 1, ..., Qh-1 des Mehrwegekanals ist.
Am Transmitter wird jedes MCM-Symbol unter Verwendung der oben erklärten Frequenzachsenabbildung angeordnet. Das Symbol des Referenzteilträgers ist gleich 1, d. h. eine 0- Grad-Phasenverschiebung. Die optionale Phasenverschiebung PHI ist gleich 0, d. h. die DQPSK-Signalkonstellation wird nicht rotiert.
Unter Verwendung einer Gleichung kann dies wie folgt ausgedrückt werden
ak = ak-1 a (Gl. 7)
wenn
k: Index k = 1, 2, ...., K des aktiven Teilträgers;
a = e komplexes Phaseninkrementsymbol; m = 0, 1, 2, 3 ist die QPKS-Symbolnummer, die aus den Gray- Codierpaaren von 2 Bits abgeleitet wurde;
a&sub0; = 1: Symbol des Referenzteilträgers.
Am DFT-Ausgang des Empfängers werden die Entscheidungsvariable n
ek = akHk (Gl. 8)
erhalten werden, wenn
die die DFT der Kanalimpulsantwort h[q] bei Position k ist.
Wenn ak ² = 1 ergibt die differenzmäßige Demodulation
Für den Empfänger wird ein zusätzlicher Phasenterm φk eingeführt, der verwendet werden soll, um den systematischen Phasenversatz, der durch den Kanal verursacht wurde, zu korrigieren. Daher ist die finale Entscheidungsvariable am Empfänger
Wie aus der Gleichung 11 zu ersehen ist werden die nützlichen Informationen akinc mit dem Produkt ejφk·Hk·H (Rotation und effektive Übertragungsfunktion des Kanals) gewichtet. Dieses Produkt muß für eine fehlerfreie Erfassung auf einen realen Wert gesetzt werden. In Anbetracht dessen, ist es am besten, den Rotationswinkel so zu wählen, daß er gleich dem negativen Argument von Hk·H ist. Um den gewünschten Algorithmus für Zweiwegkanäle abzuleiten, wird die Beschaffenheit von Hk·H im nächsten Abschnitt untersucht.
Es wird davon ausgegangen daß der Zweiwegkanal zwei Echos mit einem Energiegehalt ungleich 0 aufweist, d. h. zumindest zwei dominante Echos. Diese Annahme ergibt die Impulsantwort
h[q] = c&sub1;δ&sub0;[q] + c&sub2;δ&sub0;[q - q&sub0;] (Gl. 12)
wenn
c&sub1;, c&sub2;: komplexe Koeffizienten, die die Wegechos darstellen;
q&sub0;: Verzögerung des zweiten Wegechos in Hinblick auf das erste Wegecho;
δ&sub0;: Dirac-Puls; δ&sub0;[k] = 1 für k = 0
δ&sub0;[k] = 0 sonst
Die Kanalübertragungsfunktion wird durch Anwenden einer DFT (Gleichung 9) auf Gleichung 12 erhalten:
Hk = H(e ) = c&sub1; + c&sub2;·e (Gl. 13)
Bei Gleichung 13 ist die effektive Übertragungsfunktion für die differenzmäßige Demodulation entlang der Frequenzachse:
Geht von einem geräuschfreien Zweiwegkanal aus, kann aus Gleichung 14 beobachtet werden, daß die Symbole auf der Empfängerseite sich auf einer geraden Linie befinden, falls das Symbol 1 + j0 gesendet worden ist (siehe obige Annahme). Diese gerade Linie kann durch einen Punkt
Ca = C&sub1; ² + C&sub2; ²·e (Gl. 15)
und den Vektor
cb = 2c&sub1;c ·e (Gl. 16)
der ihre Richtung bestimmt, charakterisiert sein.
Mit Hilfe der vorstehenden Annahmen kann die folgende geometrische Ableitung ausgeführt werden. Eine geeignetere Bezeichnung für die geometrische Ableitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus wird erhalten, wenn der reale Teil der komplexen Ebene als x = Re{z} bzw. der imaginäre Teil als y = Im{z}, bezeichnet wird, d. h. z = x + jy. Mit dieser neuen Bezeichnung ist die gerade Linie, auf der die empfangenen Symbole im Falle eines geräuschfreien Zweiwegkanals liegen,
f(x) = a + b·x (Gl. 17)
wenn
und
Zusätzliche Geräusche streuen die Symbole um die gerade Linie, die durch Gleichung 17 bis 19 gegeben ist. In diesem Fall ist die Gleichung 19 die Regressionskurve für den Symbol-Cluster.
Für die geometrische Ableitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus wird der Winkel cpk aus der Gleichung 11 gewählt, um eine Funktion der Quadratdistanz des berücksichtigten Symbols von dem Ursprung:
φk = fK( z ²) (Gl. 20)
zu Sein.
Gleichung 20 zeigt, daß der komplette Signalraum verzerrt ist (Torsion), wobei die Entfernungen aus dem Ursprung jedoch erhalten bleiben.
Für die Ableitung des Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels muß fK(·) bestimmt werden, so daß alle Entscheidungsvariablen v'k (unter der Annahme, daß keine Geräusche vorhanden sind) auf der realen Achse zum liegen kommen:
Im{(x + jf(x))·ejfK( z ²)} = 0 (Gl. 21)
Weitere Transformationen der Gleichung 21 führen zu einer quadratischen Gleichung, die gelöst werden muß, um die Lösung für φk zu erhalten.
Im Fall eines Zweiwegkanals ist die Echophasenversatzkorrektur für eine gegebene Entscheidungsvariable Vk
v = vk·ejφk (Gl. 22)
wenn
Aus den zwei möglichen Lösungen der quadratischen Gleichung, die oben erwähnt ist, ist die Gleichung 23 die eine Lösung, die keine zusätzliche Phasenverschiebung von 180º bewirken kann.
Die zwei Auftragungen in Fig. 6 zeigen die Projektion des EPOC-Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels für einen Quadranten der komplexen Ebene. Das quadratische Gitter in dem Sektor arg(z) ≤ π/4 und die gerade Linie y = f(x) = a + b·x, wenn a = -1.0 und b = 0,5 (gestrichelte Linie) sind hier dargestellt. Im Falle eines geräuschfreien Kanals liegen alle empfangenen Symbole auf dieser geraden Linie, wenn 1 + j0 gesendet wurde. Der in den Auftragungen gezeigte Kreis bestimmt die Grenzlinie für die zwei Fälle von Gleichung 23. Im linken Teil zeigt die Fig. 6 die Situation vor der Projektion, im rechten Teil zeigt Fig. 6 die Situation nach dem Anlegen des Projektionsalgorithmus. Wenn man auf den linken Teil blickt, kann man sehen, daß die gerade Linie nun auf der realen Achse liegt, wenn 2 + j0 der Fixpunkt der Projektion ist. Daher kann geschlußfolgert werden, daß der Echophasen-Versatzkorrektur-Algorithmus gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel das Ziel des Entwurfs erfüllt.
Bevor das zweite Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus angewendet werden kann, muß die Näherungslinie durch die empfangenen Symbole bestimmt werden, d. h. die Parameter a und b müssen geschätzt werden. Zu diesem Zweck wird davon ausgegangen, daß die empfangenen Symbole im Sektor arg(z) ≤ π/4 liegen, wenn 1 + j0 gesendet wurde. Wenn andere Symbole als 1 + j0 gesendet worden sind, kann eine Modulo- Operation angewendet werden, um alle Symbole in deh gewünschten Sektor zu projizieren. Wird in dieser Weise vorgegangen, wird dadurch die Notwendigkeit vermieden, über die Symbole in einer früheren Stufe entscheiden zu müssen, und das Mitteln über alle Signalpunkte eines MCM-Symbols (anstatt nur über ein Viertel von allen Signalpunkten zu mitteln) ermöglicht.
Für die nachstehende Berechnungsregel für den EPOC- Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels wird xi verwendet, um jeweils den realen Teil des i-ten Signalpunkts und yi für seinen imaginären Teil (i = 1, 2, ..., K) zu bezeichnen. Insgesamt stehen für die Bestimmung K-Werte zur Verfügung. Durch Wählen des Verfahrens des geringsten Quadrats kann die gerade Linie, die bestimmt werden muß, erhalten werden durch Minimieren von
Die Lösung für die Gleichung 24 kann in der offen gelegten Literatur gefunden werden. Es gilt
mit den mittleren Werten
Falls notwendig kann eine Einschätzungsverfahren mit höherer Robustheit angewendet werden. Doch der Kompromiß wird eine viel höhere rechnerische Komplexität sein.
Um Probleme mit dem Bereich, in dem die Projizierung anwendbar ist, zu verhindern sollte die Bestimmung der geraden Linie in zwei Teile aufgeteilt werden. Zuerst werden die Mittelpunkte der Schwerkraft des Clusters auf die Achsen verlagert, im Anschluß daran wird der Signalraum verzerrt. Unter der Annahme, daß a und b die Originalparameter der geraden Linie sind und α der Rotationswinkel, mu0 fK(.)mit den transformierten Parametern
angewendet werden.
Neben den beiden EPOC-Algorithmen, die im obigen Abschnitt erläutert wurden, können unterschiedliche Algorithmen entworfen werden, die jedoch höchstwahrscheinlich einen höheren Grad rechnerischer Komplexität aufweisen.
Das neue Abbildungsverfahren für Mehrträger- Modulationsschemata, die hierin vorgestellt werden, besteht im Prinzip aus zwei wichtigen Aspekten: dem differenzmäßigen Abbilden in einem MCM-Symbol entlang der Frequenzachsenrichtung und der Korrektur des kanalechoverwanten Phasenversatzes auf den Teilträgern an der Empfängerseite. Der Vorteil dieses neuen Abbildungsschematas ist seine Robustheit im Hinblick auf die sich schnell verändernden Mehrwegkanäle, die bei hohen Frequenzen bzw. hohen Geschwindigkeiten von mobilen Empfängern auftreten können.

Claims

1. Ein Verfahren zum Ausführen einer Echophasenversatzkorrektur in einem Mehrträger-Demodulationssystem, das folgende Schritte aufweist:

phasendifferenzmäßiges Decodieren (142) von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen;

Bestimmen eines Echophasenversatzes für jede decodierte Phasenverschiebung durch Eliminieren (500) der Phasenverschiebungen, die sich auf die übertragenen Informationen beziehen, aus der decodierten Phasenverschiebung;

Mitteln (520) der Echophasenversätze, um einen gemittelten Versatz zu erzeugen; und

Korrigieren (524) jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem gemittelten Versatz.

2. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem der Schritt des phasendifferenzmäßigen Decodierens den Schritt des phasendifferenzmäßigen Decodierens von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern aufweist, die in der Frequenzachsenrichtung benachbart sind.

3. Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt des phasendifferenzmäßigen Decodierens den Schritt des phasendifferenzmäßigen Decodierens von Phasenverschiebungen basierend auf Phasendifferenzen zwischen zumindest drei simultanen Trägern aufweist, die gleichmäßig in der Frequenzachsenrichtung voneinander beabstandet sind.

4. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, das ferner einen Schritt des Vergleichens (516) eines absoluten Wertes eines Symbols, das einer entsprechenden decodierten Phasenverschiebung zugeordnet ist, mit einer Schwelle aufweist, wobei nur Phasenverschiebungen, denen Symbole derselben zugeordnet sind, die einen absoluten Wert aufweisen, der die Schwelle übertrifft, in dem Schritt des Mittelns der Echophasenversätze verwendet werden.

5. Ein Verfahren zum Ausführen einer Echophasen- Versatzkorrektur in einem Mehrträger-Demodulationssystem, das folgende Schritte aufweist:

phasendifferenzmäßiges Decodieren von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen, wobei die Phasenverschiebungen Signalpunkte in einer komplexen Ebene definieren;

Vorrotieren der Signalpunkte in den Sektor der komplexen Ebene zwischen -45º und +45º;

Bestimmen von Parametern einer geraden Linie, die an den Ort der vorrotierten Signalpunkte in der komplexen Ebene angenähert ist;

Bestimmen eines Phasenversatzes basierend auf den Parametern; und

Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem Phasenversatz.

6. Das Verfahren gemäß Anspruch 5, bei dem die simultanen Träger gleichmäßig in der Frequenzachsenrichtung voneinander beabstandet sind.

7. Das Verfahren gemäß Anspruch 5 oder 6, bei dem der Schritt des Bestimmens der Parameter zumindest ein Quadratverfahren zum Auswählen jener Parameter umfaßt, die die Abweichungen der vorrotierten Signalpunkte von der geraden Linie minimieren.

8. Das Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem die Parameter a, b wie folgt bestimmt werden:

wobei x und y die Koordinaten der Signalpunkte in der komplexen Ebene bezeichnen,

i ein Index von 1 bis N, und

K die Anzahl der Signalpunkte ist.

9. Das Verfahren gemäß Anspruch 8, bei dem der Phasenversatz (φk) wie folgt bestimmt wird:

wobei vk eine gegebene Entscheidungsvariable ist.

10. Eine Echophasenversatz-Korrekturvorrichtung für ein Mehrträger-Demodulationssystem, das folgende Merkmale aufweist:

einen Phasendifferenzdecodierer (142) zum Decodieren von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen;

eine Einrichtung zum Bestimmen eines Echophasenversatzes für jede decodierten Phasenverschiebung, die eine Einrichtung (500) zum Eliminieren der Phasenverschiebung, die sich auf die übertragenen Informationen bezieht, aus der decodierten Phasenverschiebung, umfaßt;

eine Einrichtung (520) zum Mitteln der Echophasenversätze, um einen gemittelten Versatz zu erzeugen; und

eine Einrichtung (524) zum Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem gemittelten Versatz.

11. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der der Phasendifferenzdecodierer angepaßt ist zum Decodieren der Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern, die in der Frequenzachsenrichtung benachbart sind.

12. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 10 oder 11, die ferner eine Einrichtung (516) zum Vergleichen eines absoluten Wertes eines Symbols, das einer entsprechenden decodierten Phasenverschiebung zugeordnet ist, mit einer Schwelle umfaßt, wobei die Einrichtung zum Mitteln des Phasenversatzes nur Phasenverschiebungen verwendet, denen Symbole zugeordnet sind, die einen absoluten Wert aufweisen, der die Schwelle übertrifft.

13. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, bei dem der Phasendifferenzdecodierer angepaßt ist zum Decodieren der Phasenverschiebungen basierend auf Phasendifferenzen zwischen zumindest drei simultanen Trägern, die gleichmäßig in der Frequenzachsenrichtung voneinander beabstandet sind.

14. Eine Echophasenversatz-Korrekturvorrichtung für ein Mehrträger-Demodulationssystem, das folgende Merkmale aufweist:

einen Phasendifferenzdecodierer zum Decodieren von Phasenverschiebungen basierend auf einer Phasendifferenz zwischen simultanen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen, wobei die Phasenverschiebungen Signalpunkte in einer komplexen Ebene definieren;

eine Einrichtung zum Vorrotieren der Signalpunkte in den Sektor der komplexen Ebene zwischen -45º und +45º;

eine Einrichtung zum Bestimmen von Parametern einer geraden Linie, die näherungsweise an den Ort der vorrotierten Signalpunkte in der komplexen Ebene angepaßt ist;

eine Einrichtung zum Bestimmen eines Phasenversatzes basierend auf den Parametern; und

eine Einrichtung zum Korrigieren jeder decodierten Phasenverschiebung basierend auf dem Phasenversatz.

15. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 14, bei der der Phasendifferenzdecodierer eine Einrichtung zum Decodieren von Phasenverschiebungen von zumindest drei simultanen Trägern umfaßt, die in der Frequenzachsenrichtung gleichmäßig voneinander beabstandet sind.

16. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 14 oder 15, bei der die Einrichtung zum Bestimmen der Parameter eine Einrichtung zum Ausführen von zumindest einem Quadratverfahren zum Auswählen jener Parameter umfaßt, die die Abweichungen der vorrotierten Signalpunkte von der geraden Linie minimieren.

17. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 16, bei der die Einrichtung zum Bestimmen dat Parameter die Parameter a, b wie folgt berechnet:

i ein Index von 1 bis N und

K die Anzahl der Signalpunkte ist.

18. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der eine Einrichtung zum Bestimmen des Phasenversatzes (φk) den Phasenversatz (φk) wie folgt berechnet:

wobei vk eine gegebene Entscheidungsvariable ist.