DE69801358T2

DE69801358T2 - Frequenzwandlerschaltung für Kabelempfänger mit Modem

Info

Publication number: DE69801358T2
Application number: DE69801358T
Authority: DE
Inventors: Syuuji Matsuura
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-11-28
Filing date: 1998-11-26
Publication date: 2002-05-23
Anticipated expiration: 2018-11-27
Also published as: JPH11163683A; DE69801358D1; EP0920121A1; JP3938232B2; US6124766A; CN1086860C; CN1219020A; EP0920121B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Frequenzwandlerschaltung mit einem Tuner in einem Kabelmodem (nachfolgend als "Kabelmodemtuner" bezeichnet), wie für Datenkommunikation mit hoher Geschwindigkeit unter Ausnutzung irgendeines markanten Kanals beim Kabelfernsehen (nachfolgend als "CATV" bezeichnet) Erforderlich. Genauer gesagt, betrifft die Erfindung eine bei einem Kabelmodemtuner angewandte Frequenzwandlerschaltung, die die Eigenschaften hoch- Frequenter Signale korrekt aufrechterhalten kann.

Beschreibung der hintergrundbildenden Technik

Bei CATV wird nun HFC (Abkürzung für Hybrid Fiber/Coax) eingeführt, das darin besteht, dass ein Koaxialkabel als Hauseinführungsleitung verwendet wird und eine optische Faser im Streckenleitungsnetz verwendet wird. HFC wird dazu verwendet, Datenkommunikationsdienste mit einem breiten Band von einigen Mbits große Kunde an jeden Haushaltsort zu liefern. Eine Hochgeschwindigkeits-Datenleitung mit einer Übertragungsrate von 30Mbits/s bei Einer Bandbreite von 6 MHz kann sogar mit 64 QAM (Abkürzung für Quadratur Amplituden Modulation) realisiert werden, die aktuell nicht als Hochtechnologie angesehen wird. Unter Verwendung irgendeines vakanten CATV-Kanals, ist Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikation mit 4 Mbits/s bis 27 Mbits/s möglich. Um eine derartige Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikation zu realisieren, ist ein Kabelmodem erforderlich, das die Hauptfunktion hat, Übertragungssignale in solche Signale, wie sie von Datenverarbeitungsgeräten in Haushalten verwendet werden, und umgekehrt, umzusetzen.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Kabelmodemtuners 100. Gemäß Fig. 6 enthält dieser Kabelmodemtuner 100 einen Eingangsanschluss EIN zum Verbinden einer CATV-Station 300 mit dem Kabelmodemtuner 100 über ein Kommunikationskabel 400, einen Datenanschluss D zum Eingeben von Datensignalen, die durch einen externen QPSK(Quadrature Phase-Shift Keying = Quadratur-Phasenumtastung)-Modulator 500 durch Quadratur-Phasenumtastung moduliert wurden, einen Ausgangsanschluss AUS zum Ausgeben verarbeiteter ZF(Abkürzung für Zwischenfrequenz)-Signale, ein ZF-Filter 101, eine Schaltstufe 102, erste Tuningschaltungen 103-105, Hochfrequenz-Verstärkerschaltungen 106-108, zweite Tuningschaltungen 109-111, eine VHF-HOCHTIEF-Schaltstufe 112, Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114, eine PLL(Abkürzung für Phase- Locked Loop)-Kanalauswählschaltung 115, eine erste ZF-Verstärkerschaltung 116, ein SAW-Filter 117, eine zweite ZF-Verstärkerschaltung 118 und eine Stromaufwärtsschaltung 119.
Hinsichtlich CATV-Signalen in Zusammenhang mit einem Kabelmodemtuner werden im Allgemeinen Stromaufwärtssignale (Signale, die vom Kabelmodemtuner an die CATV-Station übertragen werden) mit 5-42 MHz betrieben, und Stromabwärtssignale (von der CATV-Station an den Kabelmodemtuner übertragene Signale) werden mit 54-860 MHz betrieben.
Im Betrieb wird ein über den Dateneingangsanschluss D geliefertes Datensignal über die Stromaufwärtsschaltung 119 übertragen, um am Eingangsanschluss EIN zur CATV-Station 300 übertragen zu werden. Die Stromaufwärtsschaltung 119 ist ein Tiefpassfilter mit einem Durchlassband von 5-42 MHz.
Ein von der CATV-Station 300 übertragenes Signal wird über den Eingangsanschluss EIN in das Kabelmodem (den Kabelmodemtuner 100) eingegeben. Nachfolgend wird die Verarbeitung der Stromabwärtssignale im Kabelmodemtuner 100 beschrieben.
Ein vom Eingangsanschluss EIN zugeführtes Stromabwärtssignal wird durch das ZF-Filter 101 geleitet und durch die Schaltstufe 102 entweder zur Schaltung 201 zum Empfangen eines UHF-Bands (470-860 MHz) (nachfolgend als "UHF-Band- Schaltung" bezeichnet), die Schaltung 202 zum Empfangen eines UHF·HOCH- Bands (170-470 MHz) (nachfolgend als "VHF·HOCH-Band-Schaltung" bezeichnet) oder eine Schaltung 203 zum Empfangen eines VHF·TIEF-Bands (54-170 MHz) (nachfolgend als "VHF·TIEF-Band-Schaltung" bezeichnet) (d. h. zu einer Bandschaltung entsprechend einem gewünschten Empfangskanal) übertragen. Das ZF- Filter 101 ist ein Hochpassfilter mit einem Dämpfungsband von 5-46 MHz und einem Durchlassband von 54 MHz und darüber.
Entweder die UHF-Band-Schaltung 201, die VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 oder die VHF·TIEF-Band-Schaltung 203 wird entsprechend einem gewünschten Empfangskanal ausgewählt. Nur die ausgewählte Bandschaltung befindet sich im Betriebszustand, und andere Bandschaltungen, die nicht ausgewählt sind, befinden sich in einem Nicht-Betriebszustand. Wenn z. B. ein Kanal im UHF- Band empfangen wird, befindet sich die UHF-Band-Schaltung 201, d. h. die erste Tuningschaltung 103, die Hochfrequenz-Verstärkerschaltung 106, die zweite Tuningschaltung 109 und die Frequenzwandlerschaltung 113 im Betriebszustand, während sich die VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 und die VHF·TIEF-Band 203, d. h. die ersten Tuningschaltungen 104 und 105, die Hochfrequenz-Verstärkerschaltungen 107 und 108, die zweiten Tuningschaltungen 110 und 111, die VHF·HOCH/TIEF-Schaltstufe 112 und die Frequenzwandlerschaltung 114 im Nicht-Betriebszustand befinden.
Diejenigen Schaltungen, die jeweiligen Bandkreisen gemeinsam sind, wie das ZF-Filter 101, die Schaltstufe 102, die PLL-Kanalauswählschaltung 115, die erste ZF-Verstärkerschaltung 116, das SAW-Filter 117, die zweite ZF-Verstärkerschaltung 118 und die Stromaufwärtsschaltung 119 befinden sich immer im Betriebszustand. Die VHF·HOCH/TIEF-Schaltstufe 112 und die Frequenzwandlerschaltung 114 sind der VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 und der VHF·TIEF- Band-Schaltung 203 gemeinsam, und diese Schaltungen befinden sich nur dann im Nicht-Betriebszustand, wenn ein Kanal im UHF-Band empfangen wird.
Nun werden eine Betriebsweise in der UHF-Band-Schaltung 201, der VHF·HOCH- Band-Schaltung 202 und der VHF·TIEF-Band-Schaltung 203 beschrieben. Ein über den Eingangsanschluss EIN, das ZF-Filter 101 und die Schaltstufe 102 empfangenes Signal wird an eine der ersten Tuningschaltungen 103-105 geliefert. Das empfangene Signal wird von einer dieser ersten Tuningschaltungen 103-105 als Signal mit gewünschter Frequenz ausgegeben, durch eine entsprechende der Hochfrequenzverstärkerschaltungen 106-108 in der nächsten Stufe verstärkt und danach an eine entsprechende der zweiten Tuningschaltungen 109-111 geliefert. Das gelieferte Signal wird in die entsprechende der zweiten Tuningschaltungen 109-111 eingegeben und von dieser erneut als Signal der gewünschten Frequenz ausgegeben, das an die entsprechende der Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 zu liefern ist.
Die Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 bestehen jeweils aus einer Mischerschaltung 51 bzw. 61 und Ortsoszillatorschaltungen 52 bzw. 62. Von der entsprechenden der Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 wird ein ZF-Signal ausgegeben, das dadurch erhalten wurde, dass das von der entsprechenden der zweiten Tuningschaltungen 109-111 geliefertes hochfrequentes Signal mit einem Schwingungssignal von der entsprechenden der Ortsoszillatorschaltungen 52 und 62 unter Verwendung der entsprechenden Mischerschaltung 51 bzw. 61 gemischt wird. Anders gesagt, wird das von den zweiten Tuningschaltungen 109-111 ausgegebene hochfrequente Signal durch die Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 in das ZF-Signal umgesetzt. Die Schwingungsfrequenz der Ortsoszillatorschaltungen 52 und 62 wird jeweils durch die PLL-Kanalauswählschaltung 115 gesteuert. Die Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 und die PLL-Kanalauswählschaltung 115 sind auf einem Chip als IC ausgebildet.
So wird das ZF-Signal von der zugehörigen Schaltung hinsichtlich der UHF- Band-Schaltung 201, der VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 und der VHF·TIEF-Band- Schaltung 203 ausgegeben, durch die erste ZF-Verstärkerschaltung 116 verstärkt und dann erneut durch die zweite ZF-Verstärkerschaltung 118 über das SAW-Filter 117 verstärkt und am Ausgangsanschluss AUS ausgegeben.
Fig. 7 zeigt einen herkömmlichen Schaltungsaufbau für die in Fig. 6 dargestellte Frequenzwandlerschaltung 114. In einem Kabelmodemtuner 100 weist eine Frequenzwandlerschaltung 114, die der VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 und der VHF·TIEF-Band-Schaltung 203 gemeinsam ist, den in Fig. 7 dargestellten Aufbau auf.
Gemäß Fig. 7 ist ein IC 13 mit einem Resonanzkreis 41 verbunden, der Anschlüsse T5-T7 über Rückkopplungskondensatoren 14-17 verbindet, die nachfolgend beschrieben werden.
Der IC 13 enthält eine Differenzverstärkerschaltung 42, Mischerschaltungen 1 und 2, die die Mischerschaltung 61 bilden, Pufferverstärker 3 und 4, Anschlüsse T1 und T2 zur Eingabe in die Mischerschaltungen 1 und 2 sowie Anschlüsse T3 und T4 zur Ausgabe aus diesen und einen Anschluss T8 zum Anlegen einer Versorgungsspannung VCC.
Die Differenzverstärkerschaltung 42 enthält eine Differenzstufe bildende Transistoren 51 und 52, Vorspannungswiderstände 7, 8, 10 und 11, Kollektorwiderstände 6 und 12 sowie einen Emitterwiderstand 9.
Die an den Anschluss T8 angelegte Versorgungsspannung VCC wird durch die Vorspannungswiderstände 7 und 8 und die Vorspannungswiderstände 10 und 11 geteilt, um an die Basisanschlüsse der die Differenzstufe bildenden Transistoren 51 bzw. 52 gelegt zu werden. Die an den Anschluss T8 gelegte Versorgungsspannung VCC wird auch über die Kollektorwiderstände 6 und 12 an die Kollektoren der Transistoren 51 bzw. 52 gelegt. Die Emitter der Transistoren 51 und 52 sind über den Emitterwiderstand 9 gemeinsam mit Masse verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 51 und 52 sind mit den Eingangsstufen der Mischerschaltungen 1 bzw. 2 über Pufferverstärker 3 bzw. 4 verbunden.
Der Resonanzkreis 41 und die Differenzverstärkerschaltung 42 innerhalb des IC 13 sind wie folgt angeschlossen. Ein Ende des Resonanzkreises 41 ist über den Rückkopplungskondensator 14 mit der Basis des Transistors 51 verbunden und über den Rückkopplungskondensator 15 mit dem Kollektor des Transistors 52 verbunden. Das andere Ende des Resonanzkreises 41 ist über den Rückkopplungskondensator 16 mit dem Kollektor des Transistors 51 und über den Rückkopplungskondensator 17 mit der Basis des Transistors 52 verbunden.
Im Betrieb sorgt eine Änderung der Vorspannung beim Anlegen der Versorgungsspannung dafür, dass mit der Resonanzfrequenz (100-500 MHz) des Resonanzkreises 41 wegen des Gegentakt-Schwingungsvorgangs in dem Ortsoszillator 62 schwingende Signale mit zueinander umgekehrten Phasen an die Mischerschaltungen 1 und 2 geliefert werden. Demgemäß werden hochfrequente VHF-Signale, die von der VHF·HOCH/TIEF-Schaltstufe 112 über die Anschlüsse T1 und T2 geliefert werden, durch die Mischerschaltungen 1 und 2 in ZF- Signale umgesetzt, um an den Anschlüssen T3 bzw. T4 ausgegeben zu werden. Die an den Anschlüssen T3 und T4 ausgegebenen ZF-Signale werden jeweils mit einem der ZF-Signale kombiniert, die umgekehrte Phase zum anderen ZF-Signal aufweisen, um an die erste ZF-Verstärkerschaltung 116 geliefert zu werden, wie in Fig. 6 dargestellt. Die VHF·HOCH/TIEF-Schaltstufe 112 erlaubt es, von der zweiten Tuningschaltung 110 ausgegebene hochfrequente Signale mit relativ zueinander umgekehrten Phasen an die Anschlüsse T1 und T2 zu legen, abweichend vom Fall, in dem das VHF·HOCH-Band empfangen wird, und sie erlaubt es, von der zweiten Tuningschaltung 111 ausgegebene Signale mit relativ zueinander umgekehrten Phasen an die Anschlüsse T1 und T2 auszugeben, wenn das VHF·TIEF-Band empfangen wird.
Die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 41 wird durch eine an den Anschluss T5 gelegte Abstimmspannung variabel eingestellt. Wenn das VHF·HOCH- Band empfangen wird, werden Spannungen von hohem und niedrigem Pegel an die Anschlüsse T6 bzw. T7 gegeben. Wenn das VHF·TIEF-Band empfangen wird, werden Spannungen von niedrigem und hohem Pegel an die Anschlüsse T6 bzw. T7 gelegt. Demgemäß wird das variable Band der Resonanzfrequenz abhängig vom VHF·HOCH-Band und VHF·TIEF-Band geändert.
Im Kabelmodemtuner 100 werden die über die ersten Tuningschaltungen 103- 105, die Hochfrequenz-Verstärkerschaltungen 106-108 und die zweiten Tuningschaltungen 109-111 gelieferten hochfrequenten Signale durch die Frequenzwandlerschaltungen 113 und 114 in ZF-Signale frequenzmäßig umgesetzt, wie oben beschrieben. In diesem Fall ist es wünschenswert, dass beim Frequenzwandlungsvorgang erzeugte Störsignale so stark wie möglich eingeschränkt werden. Insbesondere dann, wenn die Ortsoszillatorschaltungen 52 und 62 durch die PLL-Schaltung angesteuert werden, beeinträchtigt das von den Ortsoszillatorschaltungen 52 und 62 erzeugte Phasenrauschen das T/R-Verhältnis (Verhältnis des Trägersignals zum Rauschsignal).
Jedoch führt die Ortsoszillatorschaltung 62 beim herkömmlichen Aufbau einen Gegentakt-Schwingungsvorgang aus, und die Rückkopplungskondensatoren sind mit den Kollektorseiten der jeweiligen Transistoren 51 und 52 verbunden, die die Differenzstufe in der Frequenzwandlerschaltung 114 bilden, die der VHF·HOCH-Band-Schaltung 202 und der VHF·TIEF-Band-Schaltung 203 gemeinsam ist, wie in Fig. 7 dargestellt, so dass die Kollektoren der Transistoren 51 und 52 hinsichtlich hochfrequenter Signale induktiv sind. Daher entsteht, wenn mit den Kollektorseiten der Transistoren 51 und 52 kapazitive Elemente verbunden sind, ein parasitärer serieller Resonanzkreis, was zum sogenannten Falleneffekt führt. Der Falleneffekt ist insbesondere im Frequenzband des VHF·HOCH-Bands merklich. Der beim Falleneffekt erzeugte parasitäre serielle Resonanzkreis absorbiert die Schwingungsenergie, so dass die Schwingungs-Ausgangsenergie fällt und das Phasenrauschen zunimmt. Aus diesem Grund ist die Qualität beim Empfang des VHF·HOCH-Bands beim herkömmlichen Kabelmodemtuner 100 nicht gut.
Außerdem benötigt die den Gegentakt-Schwingungsvorgang ausführende Schaltung viel Schwingungsenergie, und ein örtliches Streusignal in Zusammenhang mit dem Schwingungssignal nimmt zu. Ferner ist die Schwingungsstabilität unzufriedenstellend, da die die Differenzstufe bildenden Transistoren 51 und 52 als komplementäre, symmetrische Transistoren ausgebildet werden müssen. Die große Anzahl von Komponenten in Zusammenhang mit der Oszillatorschaltung führt zu schlechter Wirtschaftlichkeit.
Patent Abstracts of Japan vol. 095, No. 009, 31.10.95 & JP 07 162231 A (NEC CORP), 23.06.95 offenbaren eine Oszillatorschaltung mit einem Aufbau gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
US 4 492 934 A betrifft einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Differenapaar von Transistoren mit Vorspannung, deren Emitter mit einer variablen Stromquelle verbunden sind.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist wünschenswert, eine Frequenzwandlerschaltung für einen Kabelmodemtuner mit einer Ortsoszillatorschaltung mit verringertem Phasenrauschen zu schaffen, um die Empfangsqualität zu verbessern und verbesserte örtliche Streusignale, Schwingungsstabilität und Wirtschaftlichkeit zu erzielen.
Eine Frequenzwandlerschaltung für einen Kabelmodemtuner zum Umsetzen eines durch den Kabelmodemtuner empfangenen hochfrequenten Signals in ein Zwischenfrequenzsignal in einem gewünschten Kanal ist wie folgt aufgebaut.
Die erfindungsgemäße Frequenzwandlerschaltung enthält eine Ortsoszillatorschaltung mit einem Resonanzkreis und mit einer Differenzverstärkerschaltung aus einem ersten und einem zweiten Transistor, die eine Differenzstufe bilden und mit dem Resonanzkreis verbunden sind. Der Resonanzkreis und die Differenzverstärkerschaltung sind auf die unten beschriebene Weise verbunden. Ein Ende des Resonanzkreises ist über ein erstes kapazitives Element mit der Basis des ersten Transistors und über ein zweites kapazitives Element mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden. Das andere Ende des Resonanzkreises ist nur über ein drittes kapazitives Element mit der Basis des zweiten Transistors verbunden. Das andere Ende des Resonanzkreises ist nicht mit dem ersten Transistor verbunden.
Entsprechend der obigen Verbindungsart wirkt nur der zweite Transistor der die Differenzstufe bildenden zwei Transistoren als Schwingungstransistor, der einen Schwingungsvorgang unter Verwendung eines vom Resonanzkreis ausgegebenen Signals ausführt. Daher wird in der Ortsoszillatorschaltung ein Gegentakt-Schwingungsvorgang ausgeführt. Im Ergebnis tritt der Falleneffekt durch den herkömmlichen Gegentakt-Schwingungsvorgang nicht auf einfache Weise auf, so dass eine Verringerung des Phasenrauschens und eine Verbesserung der Empfangsqualität erzielt werden. Der Gegentakt-Schwingungsvorgang senkt die Schwingungsenergie, um die örtlichen Streusignale zu senken. Der Schwingungsbetrieb ist stabilisiert, da der erste und zweite Transistor nicht von komplementärem, symmetrischem Typ sind. Im Vergleich mit der herkömmlichen Schaltung, die einen Gegentakt-Schwingungsvorgang ausführt, ist die Anzahl von Komponenten verringert, da die Schaltungsanordnung in Zusammenhang mit der Verbindung zwischen der Kollektorseite des ersten Transistors und dem Resonanzkreis weggelassen ist, was die Wirtschaftlichkeit verbessert.
Bei der oben beschriebenen Verbindungsart können der Kollektor des ersten Transistors und der Kollektor des zweiten Transistors verbunden sein und die Emitterseiten des ersten und zweiten Transistors können geerdet sein.
Demgemäß wirkt der erste Transistor als Impedanzwandlertransistor, der einen impedanzmäßig nicht angepassten Zustand beseitigt, der durch die Tatsache hervorgerufen wird, dass die Kollektorseite des zweiten Transistors eine Schaltung hoher Impedanz und seine Emitterseite eine Schaltung niedriger Impedanz bildet. So wird der Schwingungsvorgang im zweiten Transistor stabilisiert.
Der oben beschriebene Resonanzkreis kann ein viertes kapazitives Element und ein induktives Element enthalten, und die Induktionsstärke des induktiven Elements kann entsprechend einem gewünschten Kanal variabel eingestellt werden.
Außerdem kann ein vom Kabelmodemtuner empfangenes hochfrequentes Signal mehrere Frequenzbänder entsprechend einem gewünschten Kanal enthalten.
Durch die Erfindung ist auch ein Kabelmodemtuner geschaffen, wie er im Anspruch 5 dargelegt ist.
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale, Gesichtspunkte und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen besser erkennbar.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Kabelmodemtuners gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 2 veranschaulicht den Aufbau einer Frequenzwandlerschaltung des Kabelmodemtuners gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 3 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das bereitgestellt ist, um den Betrieb der in Fig. 2 dargestellten Frequenzwandlerschaltung zu beschreiben.
Fig. 4 ist ein Kurvenbild, das das Messergebnis für das T/R-Verhältnis relativ zu jeder Frequenz für einen herkömmlichen Kabelmodemtuner und den Kabelmodemtuner gemäß dem Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt.
Fig. 5 veranschaulicht einen anderen Aufbau einer Frequenzwandlerschaltung des Kabelmodemtuners gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm des herkömmlichen Kabelmodemtuners.
Fig. 7 veranschaulicht einen herkömmlichen Schaltungsaufbau einer in Fig. 6 dargestellten Frequenzwandlerschaltung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Obwohl die Beschreibung bei diesem Ausführungsbeispiel auf eine Schaltung für HF-Signale angewandt ist, ist die Beschreibung in ähnlicher Weise auf eine Schaltung für UHF-Signale anwendbar.
Der Unterschied zwischen einem Kabelmodemtuner 1000 gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel und dem in Fig. 6 dargestellten Kabelmodemtuner 100 besteht darin, dass die Frequenzwandlerschaltung 114 für den Kabelmodemtuner 100 durch eine Frequenzwandlerschaltung 1141 (1142) ersetzt ist. Der Aufbau der Fig. 1 ist mit Ausnahme des vorstehend angegebenen Unterschieds demjenigen der Fig. 6 ähnlich, und es wird eine zugehörige Beschreibung weggelassen.
Fig. 2 zeigt den Aufbau einer Kabelmodemtuner 1141. Gemäß Fig. 2 verfügt die Frequenzwandlerschaltung 1141 über eine Mischerschaltung 61, Pufferverstärker 3 und 4, eine Ortsoszillatorschaltung 622 mit Anschluss an Anschlüsse T15-T18 sowie Anschlüsse T1-T4.
Die Mischerschaltung 61 enthält eine den Eingangsanschluss T1 und den Ausgangsanschluss T3 verbindende Mischerschaltung 1 und eine den Eingangsanschluss T2 und den Ausgangsanschluss T4 verbindende Mischerschaltung 2. Die Mischerschaltungen 1 und 2 mischen Schwingungssignale, wie sie jeweils von der Ortsoszillatorschaltung 622 erzeugt und vom jeweiligen Pufferverstärker 3 bzw. 4 der vorangehenden Stufe erzeugt werden, mit hochfrequenten Signalen, die von einer VHF·HOCH/TIEF-Schaltstufe 112 über Anschlüsse T1 bzw. T2 geliefert werden, um sie in ZF-Signale umzusetzen, wobei diese ZF-Signale an den Anschlüssen T3 bzw. T4 ausgegeben werden. Der Betriebsablauf in der Mischerschaltung 61 ist ähnlich dem herkömmlichen Betriebsablauf.
Die Ortsoszillatorschaltung 622 enthält einen Resonanzkreis 411, eine Differenzverstärkerschaltung 421, Rückkopplungskondensatoren 14, 15 und 17, einen Nebenschlusskondensator 24, Vorwiderstände 26 und 28 in Form einer Diode 25 mit variabler Kapazität, wie unten beschrieben, und Vorwiderstände 27, 29 und 30 einer SW(Abkürzung für Schalten (Switching))-Diode 23, wie unten beschrieben.
Die Differenzverstärkerschaltung 421 enthält eine Differenzstufe bildende Transistoren 511 und 521, Vorwiderstände 97, 98, 90 und 91, Kollektorwiderstände 96 und 92 sowie einen Emitterwiderstand 99.
Die an den Anschluss T18 angelegte Versorgungsspannung VCC wird durch die Vorwiderstände 90 und 91 geteilt, um an die Basis des Transistors 521 geliefert zu werden, der einer der die Differenzstufe bildenden Transistoren ist. Der Kollektor des Transistor 521 ist über die Vorwiderstände 92 und 96 mit dem Kollektor des Transistors 511 verbunden. Die Basis des Transistors 511 ist über den Vorwiderstand 98 geerdet. Die Basis des Transistors 511 ist auch über die Vorwiderstände 96 und 97 mit der Kollektorseite dieses Transistors 511 verbunden. Demgemäß wird, wenn der Transistor 511 eingeschaltet wird, das Ausgangssignal an der Kollektorseite desselben an den Eingang auf der Basisseite rückgeführt.
Der Resonanzkreis 411 enthält variable Frequenzsteuerkondensatoren 18 und 22, Resonanzspulen 19 und 20, einen Abstimmkondensator 21, die SW-Diode 23 und die Diode 25 mit variabler Kapazität. Diese Diode 25 mit variabler Kapazität wird durch eine Spannung (Abstimmspannung) in Sperrichtung vorgespannt, die über die Vorwiderstände 26 und 27 an den Anschluss T15 gelegt wird. Durch Ändern des Pegels der Abstimmspannung wird die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 411 variiert.
Die SW-Diode 23 wird dadurch betrieben, dass eine über die Vorwiderstände 27-30 an die Anschlüsse T16 und T17 angelegte Spannung zugeführt wird. Der Nebenschlusskondensator 24 ist für die SW-Diode 23 vorhanden. Wenn das VHF·TIEF-Band empfangen wird, werden Spannungen von hohem Pegel und tiefem Pegel an die Anschlüsse T16 bzw. T17 gelegt.
Entsprechend wird, wenn das VHF·HOCH-Band empfangen wird, die SW-Diode 23 eingeschaltet, und die einzige induktive Komponente im Resonanzkreis 411 ist die Resonanzspule 19. Wenn das VHF·TIEF-Band empfangen wird, wird die SW-Diode 23 ausgeschaltet, und die induktiven Komponenten werden durch die Resonanzspulen 19 und 20 gebildet. Das variable Band der Resonanzfrequenz wird abhängig davon geändert, ob das VHF·HOCH-Band oder das VHF·TIEF-Band empfangen wird, was durch Ändern der Induktivitätsgröße im Resonanzkreis 411 erfolgt.
Der Resonanzkreis 411 und die Differenzverstärkerschaltung 421 sind auf die unten beschriebene Weise verbunden. Ein Ende des Resonanzkreises 411 ist über den Rückkopplungskondensator 14 mit der Basis des Transistors 511 und über den Rückkopplungskondensator 15 mit dem Kollektor des Transistors 521 verbunden. Das andere Ende des Resonanzkreises 411 ist über den Rückkopplungskondensator 17 nur mit der Basis des Transistors 521 verbunden.
Nachfolgend wird die Betriebsweise der in Fig. 2 dargestellten Ortsoszillatorschaltung beschrieben. In Fig. 3 sind der Signalverlauf eines an einem Punkt A (Kollektorseite des Transistors 521) erfassten Signals sowie der Signalverlauf eines an einem Punkt B (Basisseite des Transistors 521) erfassten Signals während des Betriebs der in Fig. 2 dargestellten Schaltung in solcher Weise dargestellt, dass sie einander entsprechen. Im Betrieb sorgt eine Änderung der Vorspannung beim Anlegen der Versorgungsspannung über den Anschluss T18 dafür, dass der Resonanzkreis 411 mit der Resonanzfrequenz entsprechend jedem Spannungspegel an den Anschlüssen T15-T17 schwingt. Dabei arbeitet der Transistor 521 als Verstärkerschaltung, so dass die an den Punkten A und B erfassten Signale zueinander umgekehrte Phasen aufweisen, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Genauer gesagt, wird ein Schwingungssignal des Resonanzkreises 411, wie es beim Anlegen der Versorgungsspannung erzeugt wird, an die Basisseite des Transistors 521 gegeben, durch diesen Transistor 521 verstärkt und an der Kollektorseite dieses Transistors 521 an einen durch die Diode 25 mit variabler Kapazität und die Resonanzspule 19 oder 20 gebildeten Schwingkreis geliefert. Das vom Transistor 521 ausgegebene Signal wird durch den Schwingkreis geführt, wobei seine Phase umgekehrt wird, oder es dieselbe Phase wie die des Signals am Punkt B aufweist, und es wird an die Basisseite des Transistors 521 geliefert. Daher wird das Schwingungssignal durch diesen Transistor 521 weiter verstärkt, und der Schwingungsbetrieb dauert an. Der Transistor 511 arbeitet als Impedanzwandlertransistor zum impedanzmäßigen Anpassen in Bezug an den Transistor 521. Beim Schwingungsbetrieb ist die Amplitude des Schwingungssignals im Schwingkreis aus der Diode 25 mit variabler Kapazität, der Resonanzspule 19, dem Frequenzsteuerungskondensator 18 und dem Rückkopplungskondensator 14 am größten. Anders gesagt, ist der Schwingkreis eine Schaltung hoher Impedanz. Die Emitterseite des Transistors 521 ist beim Schwingungsbetrieb eine Schaltung niedriger Impedanz. Demgemäß tritt im Transistor 521 ein Zustand mit nicht angepasster Impedanz auf und es kann kein normaler Betrieb gewährleistet werden. Daher ist nicht der Rückkopplungskondensator sondern die Kollektorseite des Transistors 521 mit der Kollektorseite des Transistors 511 verbunden, um einen impedanzmäßig angepassten Zustand des Transistors 521 zu erzielen. Die die Differenzstufe bildenden Transistoren 521 und 511 arbeiten so als Transistor für den Schwingungsvorgang bzw. als Transistor zur Impedanzwandlung. Demgemäß ist der Schwingungsbetrieb der Ortsoszillatorschaltung 622 vom Nicht-Gegentakttyp, um den Falleneffekt zu vermeiden.
Im Ergebnis ist eine Zunahme des Phasenrauschens durch ein Abnehmen des Schwingungsausgangssignals der Ortsoszillatorschaltung 622 beschränkt. Im Vergleich mit der herkömmlichen Schaltung ist das T/R-Verhältnis in einem speziellen Empfangsfrequenzband nicht beeinträchtigt, wie in Fig. 4 veranschaulicht, um die Empfangsqualität zu verbessern.
Die Ortsoszillatorschaltung 622 führt einen Schwingungsbetrieb nicht im Gegentakt aus. Daher ist die Schwingungsenergie verringert, was zu einer Verringerung örtlicher Streusignale führt. Ferner ist der Schwingungsbetrieb stabilisiert, da die die Differenzstufe bildenden Transistoren 511 und 521 nicht vom komplementären, symmetrischen Typ ausgebildet sind. Ferner ist die Anzahl der Komponenten in Zusammenhang mit der Ortsoszillatorschaltung 622 und daher dem Kabelmodemtuner 1000 im Vergleich mit der herkömmlichen Schaltung verringert, da der Rückkopplungskondensator auf der Kollektorseite des Transistors 511, der einer der die Differenzstufe bildenden Transistoren ist, weggelassen, was zu verbesserter Wirtschaftlichkeit führt.
Die in Fig. 5 dargestellte Frequenzwandlerschaltung 1142, kann beim in Fig. 1 dargestellten Kabelmodemtuner 1000 angewandt sein. Die Frequenzwandlerschaltung 1142 in Fig. 5 ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Ortsoszillatorschaltung 623 mit weggelassenem Vorwiderstand 28 vorhanden ist, die der Ortsoszillatorschaltung 622 der Frequenzwandlerschaltung 1141 in Fig. 2 entspricht. Der Aufbau der Frequenzwandlerschaltung 1142 ist mit Ausnahme des oben beschriebenen Aufbaus demjenigen ähnlich, der in Fig. 2 dargestellt ist, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Der Vorwiderstand 28 kann weggelassen sein, und der Resonanzkreis 411 kann geerdet sein, wie es in Fig. 5 dargestellt ist. Demgemäß ist die Anzahl der Komponenten in Zusammenhang mit der Ortsoszillatorschaltung 623 verringert, da der Vorwiderstand 28 weggelassen ist, wodurch hervorragende Wirtschaftlichkeit erzielt ist. Da die Ortsoszillatorschaltung 623 einen Schwingungsvorgang nicht im Gegentakt ausführt, ist dieser Schwingungsvorgang selbst dann gewährleistet, wenn der Vorwiderstand 28 weggelassen ist. (Bei einem Gegentakt- Schwingungsvorgang wird dieser Schwingungsvorgang nicht ausgeführt, wenn der Vorwiderstand 28 weggelassen ist und der Resonanzkreis 411 geerdet ist.) Jedoch ist das örtliche Streusignal in Zusammenhang mit einem Schwingungssignal erhöht. Daher ist dieser Schaltungsaufbau dann besonders wirkungsvoll, wenn Maßnahmen ergriffen sind, um das Streusignal in Zusammenhang mit der Ortsoszillatorschaltung 623 zu bewältigen.

Claims

1. Frequenzwandlerschaltung (1141, 1142) für einen Kabelmodemtuner (1000) zum Umsetzen eines durch diesen empfangenen hochfrequenten Signals in ein Zwischenfrequenzsignal eines gewünschten Kanals, mit:

- einer Ortsoszillatorschaltung (622, 623) mit einem Resonanzkreis (411), und mit einer Differenzverstärkerschaltung (421), die einen ersten und einen zweiten Transistor (511, 521) aufweist, die eine Differenzstufe bilden, und die mit dem Resonanzkreis verbunden ist,

- wobei ein Ende des Resonanzkreises (411) über ein erstes kapazitives Element (14) mit der Basis des ersten Transistors (511) und über ein zweites kapazitives Element (15) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (521) verbunden ist und das andere Ende des Resonanzkreises (411) über ein drittes kapazitives Element (17) nur mit der Basis des zweiten Transistors (521) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, dass das andere Ende des Resonanzkreises (411) nicht mit dem ersten Transistor (511) verbunden ist.

2. Frequenzwandlerschaltung für einen Kabelmodemtuner nach Anspruch 1, bei der der Kollektor des ersten Transistors (511) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (521) verbunden ist und die Emitterseiten des ersten und zweiten Transistors (511, 521) geerdet sind.

3. Frequenzwandlerschaltung für einen Kabelmodemtuner nach Anspruch 1, bei der

- der Resonanzkreis ein viertes kapazitives Element (21) und ein induktives Element (19, 20) enthält, und

- die Induktionsstärke des induktiven Elements (21) entsprechend dem gewünschten Kanal variabel eingestellt wird.

4. Frequenzwandlerschaltung für einen Kabelmodemtuner nach Anspruch 1, bei der das vom Kabelmodemtuner empfangene hochfrequente Signal mehrere verschiedene Frequenzbänder, entsprechend dem gewünschten Kanal, aufweist.

5. Kabelmodemtuner mit einer Frequenzwandlerschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 4.