Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ladesteuerung
eines Bootstrap-Kondensators, der in einem Schaltregler eines
Leistungstransistors eingebaut ist, der mit einer
elektrischen Last verbunden ist.
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Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zur
Steuerung des Betriebs von spannungsreduzierenden bzw.
Abspannschaltreglern, die einen Bootstrap-Kondensator zum Laden
eines NMOS-Schalters immer dann verwenden, wenn ein kleiner
Strom durch den Regler ausgegeben wird.
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Außerdem betrifft die Erfindung eine Schaltung zur
Ladesteuerung eines Bootstrap-Kondensators und zum Realisieren
des Verfahrens.
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Bekanntlich erfordern zahlreiche Anwendungen in der
Elektroindustrie das Regeln des Werts eines Stroms durch eine
elektrische Last.
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Zum Regeln einer geringeren Ausgangsspannung als die
Eingangsspannung besteht die häufigste Lösung darin, einen
Schaltregler vom Abspanntyp zu verwenden. In diesem Fall wird
der Strom durch die elektrische Last mittels eines
Leistungstransistors geregelt, der von einer Treiberschaltung
gesteuert wird.
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Im Stand der Technik ist der Einsatz von
MOS-Transistoren als Leistungsschalter gegenüber bipolaren Transistoren
bevorzugt. Die Bereitstellung eines MOS-Transistors
verbessert den Wirkungsgrad für den Regler insgesamt; allerdings
beinhaltet sie auch zusätzliche Schaltungskomplexität, da
eine zweite Stromversorgung, die höher als die am Drainanschluß
anzulegende ist, zum Laden des Gateanschlusses des
MOS-Transistors vorgesehen sein muß.
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anzulegende ist, zum Laden des Gateanschlusses des
MOS-Transistors vorgesehen sein muß.
Hintergrund der Technik
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Mehrere bekannte Lösungen stehen zum Herstellen dieser
zweiten Stromversorgung zur Verfügung, von denen die
häufigste den Gebrauch eines Bootstrap-Kondensators vorsieht, der
in der Leitungsphase einer Umlaufdiode wieder geladen werden
kann. Andere und komplexere Lösungen, z. B. die
Bereitstellung einer Aufspannschaltung zum Herstellen der angestrebten
Stromversorgung, beinhalten eine erhöhte Anzahl von
Auswärtsverbindungen für die integrierte Schaltung.
Vorgeschlagen wurde auch die Verwendung einer internen Ladungspumpe,
wobei aber diese Lösung nicht die für schnelle Umschaltungen
des MOS-Schalters erforderliche Ladungsmenge liefern kann.
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Bei der zuerst genannten Lösung beschränkt der Einsatz
eines Bootstrap-Kondensators die Betriebsbedingungen für den
Schaltregler. Übersteigt der zu regelnde Spannungswert die
Differenz zwischen dem Spannungswert, auf den der Bootstrap-
Kondensator geladen wird, und der Einschaltschwelle des MOS-
Schalters, kann das Regelsystem tatsächlich nur ordnungsgemäß
arbeiten, wenn der Lastausgangsstrom größer als ein
Minimalstrom IMIN ist.
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Zur Veranschaulichung dieses Konzepts mag eine Übersicht
über den Betrieb eines Schaltreglers vom Abspanntyp hilfreich
sein.
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Der Bootstrap-Kondensator wird von einem
Spannungsgenerator VREG mit einer Diode in Reihe dazu gespeist, was in der
beigefügten Fig. 1 gezeigt ist.
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Ein MOS-Transistor M1 arbeitet als Schalter, um den zu
einer elektrischen Last LCAD geführten Strom zu regeln. Dazu
hat der Schalter M1 einen ersten Leitungsanschluß, der mit
einer Zufuhrspannungsreferenz Vcc verbunden ist, und einen
zweiten Leitungsanschluß OUT, der mit der Last LOAD über eine
Induktionsspule L verbunden ist. Eine Diode D1 ist zwischen
dem Anschluß OUT und einem an Masse GND gelegten Ende der
Last LOAD verbunden. Ein Kondensator C1 ist parallel zur Last
LOAD verbunden.
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Der Gateanschluß des Schalters M1 ist mit dem Ausgang
einer Treiberschaltung DRIVER verbunden.
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Im Aus-Zustand des Schalters M1 fließt der Strom zur
Induktionsspule L durch die jetzt leitende Diode D1, so daß die
Spannung am Knoten OUT negativ wird und gleich -VD1 ist.
Unter dieser Bedingung kann der Spannungsgenerator VREG einen
Strom zum Laden des Bootstrap-Kondensator: CBOOT abgeben. Die
Maximalspannung VCBOOT am Kondensator ist wie folgt gegeben:
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CBOOTMAX - REG - VD&sub2; - (-VD1) VREG.
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Ist D1 leitend, gibt VREG einen Strom ab, bis VCBOOT
kleiner als VCBOOTMAX wird. Im Betrieb bei einem kleinen Laststrom
gibt es eine Zeitperiode T1, in der der Strom IL an der
Induktionsspule L null wird, was Fig. 2C zeigt. In diesem Fall
wird am Ende der Entladetransiente die Spannung VOUT, am Knoten
OUT gleich Vload gemäß Fig. 2B.
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In dieser Situation kann der Bootstrap-Kondensator nur
in der Zeit geladen werden, in der die Umlaufdiode D1 leitend
ist, was Fig. 3D zeigt. Ist der durch die Last angeforderte
mittlere Strom ein sehr kleiner, sind die Impulse SWITCH zum
Einschalten des Schalters M1 recht schmal und haben eine
relativ große Periode gemäß Fig. 3A, denn es reicht ein kleiner
Strom, um die Ausgangsspannung Vload zu regeln. Am Ende des
Einschaltimpulses nach einer kurzzeitigen Leitungsperiode der
Diode D1, wenn der Bootstrap-Kondensator CBOOT durch den
Generator VREG geladen wird, fällt der Induktionsspulenstrom IL
auf null, und die Spannung VOUT, am Knoten OUT wird gleich
Vload. Unter dieser Bedingung führt der statische Verbrauch
Idriver der Treiberstufe dazu, daß der Bootstrap-Kondensator
allmählich entladen wird. Dieses Entladen setzt sich fort,
bis die Spannung VCBOOT über dem Kondensator gleich der
Differenz zwischen VREG - VD2 und Vload gemäß Fig. 3D ist.
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Damit unter diesen Bedingungen der Schalter M1 beim
nächsten Einschaltimpuls umschaltet, sollte die Spannung am
Bootstrap-Kondensator höher als die Einschaltschwelle VTH des
NMOS-Transistors M1 sein, d. h.:
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VREG - VD&sub2; - Vload ≥ VTH.
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Ist angesichts von VMAX = VREG - VD2 - VTH die zu regelnde
Spannung höher als Ver, so arbeitet der Schaltregler nur
ordnungsgemäß bei größeren Strömen als ein Minimalwert IMIN, der
proportional zum Verbrauch der Treiberschaltung ist. Bei
Strömen unter einem Wert IMIN ist die Ausgangsspannung Vload
gleich Ver.
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In wirklichen Aufbauten von Abspannschaltreglern ist der
kritische Strom zum ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung
viel größer als der theoretische Wert von IMIN da die zuvor
angestellten Überlegungen nicht die weniger als ideale Natur
des Spannungsgenerators VREG berücksichtigen. Tatsächlich wäre
kein realer Generator fähig, seinen Maximalstrom sofort
abzugeben, besonders wenn er für einen kleinen Abfall aufgebaut
ist, was zumeist üblich ist. Als Beispiel zeigt Fig. 4 den
durch den Generator VREG beim Einschalten der Diode D1
abzugebenden Strom I (VREG).
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In einem Minimallastzustand würde der Schalter M1 für
eine sehr kurze Zeit "eingeschaltet" bleiben, und die von VREG
zum Bootstrap-Kondensator geführte Ladungsmenge würde kleiner
als das Optimum sein, was Fig. 5 zeigt.
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Die Dreieckflächen in Fig. 5 zeigen die Ladungsmengen.
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Im Namen des Anmelders wurde eine Europäische
Patentanmeldung Nr. 89119160.3 für eine
Referenzspannungs-Erzeugungsvorrichtung für einen Schaltkreis hinterlegt, der eine
kapazitive Bootstrap-Schaltung aufweist. Die Vorrichtung
gewährleistet eine korrekte Ansteuerspannung für eine Bootstrap-
Schaltung, durch die eine Ausgangsstufe ein Hochamplituden-
Spannungssignal am Ausgang erzeugen und zuführen kann. Obwohl
sie in mancher Hinsicht dem Hintergrund der vorliegenden
Erfindung ähnelt, behandelt diese Vorrichtung nicht direkt das
zugrundeliegende technische Problem der Erfindung.
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Das zugrundeliegende technische Problem der Erfindung
besteht darin, ein Verfahren zur Ladeoptimierung eines
Bootstrap-Kondensators beim Betrieb eines Schaltkreises vom
Abspanntyp bereitzustellen, wobei das Verfahren die Nachteile
bekannter Schaltregler beseitigen kann.
Zusammenfassung der Erfindung
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Der Lösungsgedanke, auf dem die Erfindung beruht,
besteht in einer solchen Modifizierung des Ansteuersignals, das
am Transistorschalter angelegt wird, daß dieser in weniger
häufigen Intervallen eingeschaltet wird, aber längere Zeit im
"Ein"-Zustand bleibt. Dadurch läßt sich die Ladung des
Bootstrap-Kondensators optimieren, wodurch der Generator VREG
seinen Maximalstrom abgeben und somit den Minimalwert des
Laststroms IMIN senken kann.
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Zudem kann der Gesamtwirkungsgrad des Systems verbessert
werden, da der Gateanschluß des Schalters weniger häufig
geladen wird.
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Aufgrund dieses Lösungsgedankens wird das technische
Problem durch ein Verfahren gelöst, das zuvor erwähnt und in
den kennzeichnenden Teilen von Anspruch 1 und nachfolgender
Ansprüche festgelegt ist.
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Gelöst wird das technische Problem ferner durch einen
Schaltregler, der zuvor erwähnt und im kennzeichnenden Teil
von Anspruch 5 festgelegt ist.
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Die Merkmale und Vorteile des Verfahrens und der
Schaltung gemäß der Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung
beispielhafter Ausführungsformen anhand der beigefügten
Zeichnungen hervor.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist eine schematische Ansicht eines Schaltreglers
gemäß dem Stand der Technik.
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Fig. 2A, 2B und 2C zeigen jeweils auf gleicher Zeitbasis
dargestellte Diagramme von Spannungs- und Stromsignalen, die
im Regler von Fig. 1 beim Betrieb mit einem kleinen Laststrom
vorliegen.
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Fig. 3A, 3B, 3C und 3D zeigen jeweils auf gleicher
Zeitbasis dargestellte Diagramme von Spannungs- und
Stromsignalen, die im Regler von Fig. 1 in einem weiteren Zustand
seines Betriebs vorliegen.
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Fig. 4A und 4B zeigen jeweils auf gleicher Zeitbasis
dargestellte Diagramme weiterer Spannungs- und Stromsignale,
die im Regler von Fig. 1 auftreten.
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Fig. 5A und 5B zeigen jeweils auf gleicher Zeitbasis
dargestellte Diagramme der Spannungs- und Stromsignale in
Fig. 4 in einem anderen Betriebszustand des Reglers von Fig.
1.
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Fig. 6 ist ein Ablaufplan des Regelverfahrens der
Erfindung.
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Fig. 7A und 7B zeigen jeweils auf gleicher Zeitbasis
dargestellte Diagramme von Spannungs- und Stromsignalen, die
in einem durch das Verfahren der Erfindung gesteuerten Regler
vorliegen.
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Fig. 8 ist eine schematische Ansicht einer
Steuerschaltung zur Realisierung des Verfahrens der Erfindung.
Nähere Beschreibung
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In den Zeichnungen und insbesondere im Beispiel von Fig.
6 ist mit 1 allgemein ein Ablaufplan bezeichnet, der das
Steuerverfahren der Erfindung veranschaulicht.
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Das erfindungsgemäße Verfahren verwendet einen
Vergleicher, um bei jedem Schaltzyklus die Spannung an diesem
Bootstrap-Kondensator mit einer vorbestimmten Schwellenspannung
Vs zu vergleichen. Ist die Spannung an einem Eingang des
Vergleichers höher als die Schwellenspannung Vs, kann der Regler
normal arbeiten; ansonsten wird die Steuerung des
Transistorschalters dem Regler entzogen, und der Schalter wird für
einen vollen Zyklus zwangsweise in den "Ein"-Zustand versetzt.
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Im Grunde wird der Schaltregler in zwei
verschiedenartigen Betriebsarten betrieben. Liegt die Spannung am Bootstrap-
Kondensator unter der Schwellenspannung Vs des Vergleichers,
übt die Regelschleife keine Steuerung mehr aus, und der
Schalter wird für einen vollen Zyklus zwangsweise in den
"Ein"-Zustand versetzt. Im gesamten nachfolgenden Zyklus
bleibt der Schalter im "Aus"-Zustand, damit der Bootstrap-
Kondensator laden kann.
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Die neuen Merkmale des Verfahrens sind in Fig. 6
hervorgehoben.
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Bei 3 ist ein Ablaufplanblock gezeigt, der den
Normalbetrieb des Schaltreglers 2 darstellt, der als Regelschleife
wirkt, um den Transistor M1 von Fig. 1 umzuschalten.
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Eine schematisch durch einen Block 4 gezeigte
anschließende Prüfung des Werts der Spannung VCBOOT am
Bootstrap-Kondensator liefert einen Nachweis, ob diese Spannung unter der
Schwellenspannung Vs eines Vergleichers 10 liegt, dessen
Aufbau später beschrieben wird. Ist dies nicht der Fall, wird
die Steuerung sofort wieder der Regelschleife übergeben.
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Bei Bejahung wird der Schalter M1 für die Dauer eines
vollen Zyklus zwangsweise eingeschaltet, was mit einem Block
9 bezeichnet ist.
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Ist die Regelschleife 3 gesperrt, muß die
Ausgangsspannung Vload des Reglers 2 weiter geprüft werden. Diese durch
einen Block 7 schematisch dargestellte zusätzliche Prüfung
erfolgt mittels eines Vergleichers, der nicht gezeigt ist, da
er herkömmlich ist, und der den Schalter bei Überschreiten
einer vorbestimmten Überspannungsschwelle zwangsweise in den
"Aus"-Zustand versetzt.
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Durch diese Steuerung des Betriebs des Reglers 2 läßt
sich der Minimalbetriebsstrom IMIN minimieren. Tatsächlich ist
dieser Strom IMIN der gleiche wie der Strom, der durch einen
idealen Spannungsgenerator VREG bereitgestellt würde, da die
Menge der durch den Generator VREG zugeführten Ladung von der
in Fig. 7 durch eine schattierte Fläche gezeigten Art ist.
Im folgenden wird der Aufbau einer Steuerschaltung 10
zum Realisieren des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben,
speziell anhand des Beispiels von Fig. 8.
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Die Schaltung 10 verfügt über einen Vergleicher 9 und
ein Netz 19 aus Logikgattern und bestimmten
Speicherelementen, z. B. D-Flipflops.
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Der Vergleicher 9 hat einen invertierenden Eingang, der
auf einer Spannungsschwelle Vs gehalten wird, und einen
nichtinvertierenden Eingang, an dem eine Spannung VCBOOT - VOUT
vorliegt. Der Vergleicher 9 hat einen Ausgang 8, an dem ein
Taktsignal Cboot_ok erzeugt wird, das einem Spannungswert
entspricht, der am Bootstrap-Kondensator erfaßt wird. Das
Signal ist aktiv, wenn sein logischer Wert tiefpeglig ist.
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Der Ausgang 8 fällt mit einem ersten. Eingang eines
ersten Logikgatters 11 vom NAND-Typ mit zwei Eingängen und einem
Ausgang zusammen, der mit einem Eingang eines zweiten
Logikgatters 12 vom NAND-Typ mit zwei Eingängen verbunden ist.
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Der Ausgang dieses zweiten Gatters 12 ist mit einem
Eingang D eines Speicherelements 20 mit einem natürlichen
Ausgang Q verbunden, der mit einem Eingang eines dritten
Logikgatters 13 vom NAND-Typ rückgekoppelt ist.
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Der negierte Ausgang QN des Speicherelements 20 ist mit
dem zweiten Eingang des ersten Logikgatters 11 verbunden.
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Der Ausgang des dritten Gatters 13 ist mit dem zweiten
Eingang des zweiten Gatters 12 sowie mit einem Eingang I0
eines Multiplexers 25 über einen ersten Inverter 26 verbunden.
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Ein viertes und fünftes Logikgatter, beide vom NAND-Typ
mit zwei Eingängen sowie mit 14 bzw. 15 bezeichnet, empfangen
an jeweiligen Eingängen folgendes: das eine das Signal vom
natürlichen Ausgang Q des Elements 20 und das andere das
Signal vom negierten Ausgang QN des Elements 20. Der Ausgang
des vierten Gatters 14 ist mit einem Eingang eines sechsten
NAND-Gatters 16 mit zwei Eingängen verbunden, dessen Ausgang
mit einem Eingang D eines zweiten Speicherelements 21
verbunden ist.
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Das zweite Speicherelement 21 hat ebenfalls einen
natürlichen Ausgang Q und einen negierten Ausgang QN. Der negierte
Ausgang QN ist mit dem zweiten Eingang des dritten
Logikgatters 13 und dem zweiten Eingang des fünften Logikgatters 15
verbunden. Andererseits ist der natürliche Ausgang Q des
zweiten Elements 21 mit dem zweiten Eingang des vierten
Logikgatters 14 verbunden.
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Schließlich sollte erwähnt werden, daß der negierte
Ausgang des ersten Speicherelements 20 über einen zweiten
Inverter 27 mit dem zweiten Eingang des sechsten Logikgatters 16
verbunden ist.
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Der Multiplexer 25 hat einen Steuereingang 18, der mit
dem Ausgang des fünften Gatters 15 über einen dritten
Inverter 28 verbunden ist.
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Ein weiterer Eingang 11 des Multiplexers 25 empfängt
direkt ein Steuersignal SWITCH vom Regler 2.
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Der Multiplexer 25 hat einen Ausgang OUT, der mit einem
Eingang eines siebenten Logikgatters 17 vom UND-Typ mit zwei
Eingängen verbunden ist. Der andere Eingang des Gatters 17
empfängt ein Überspannungssteuersignal OVERVOLTAGE.
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Der Ausgang des Logikgatters 17 entspricht dem
Steuerausgang der Steuerschaltung 10. Ein Signal SWITCH2 wird an
diesem Ausgang erzeugt und am Gateanschluß des
Leistungstransistors M1 immer dann angelegt, wenn der Transistor M1 nach
einem Vergleich der Bootstrap-Kondensatorspannung mit der
Schwellenspannung Vs zwangsweise in den "Ein"-Zustand zu
versetzen ist.
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Zur Vollständigkeit der Beschreibung sollte das
Vorhandensein eines angelegten Signals CLEAR und jeweiliger
Rücksetzeingänge CP an beiden Speicherelementen 20 und 21
berücksichtigt werden. CLEAR ist ein Zufuhrsteuersignal, das zur
ordnungsgemäßen Inbetriebnahme des Schalters erforderlich
ist.
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Ferner wird ein Signal CLOCK an jeweiligen Eingängen CD
der Speicherelemente 20 und 21 angelegt, um ihre
Betriebstaktung zu regeln.
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CLOCK ist ein Signal, das die Betriebsfrequenz des
Abspannschaltreglers 2 einstellt. Hat dieses Signal CLOCK einen
Hochpegel, ist der Schalter M1 garantiert im "Aus"-Zustand.
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OVERVOLTAGE ist das Signal zum Steuern von
Überspannungen am Reglerausgang. Das Signal SWITCH2 steuert den Schalter
M1 in den "Ein"-Zustand. Ist die Kondensatorspannung korrekt,
fällt dieses Signal mit dem Signal SWITCH zusammen, das durch
die Regelschleife des Reglers 2 eingestellt wird; ansonsten
versetzt SWITCH2 den Schalter M1 für einen Zyklus zwangsweise
in den "Ein"-Zustand und für den nächsten in den
"Aus"-Zustand, wenn keine Überspannung an der Last vorliegt.