DE69514523T2

DE69514523T2 - Spannungsvervielfacher mit linearen Regelung

Info

Publication number: DE69514523T2
Application number: DE69514523T
Authority: DE
Inventors: Germano Nicollini
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1995-10-31
Filing date: 1995-10-31
Publication date: 2000-06-15
Anticipated expiration: 2015-11-01
Also published as: EP0772283B1; US5754417A; EP0772283A1; DE69514523D1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungsvervielfacher oder Booster mit einer Ausgangsspannungs-Regelschaltung.
Elektronische Systeme erfordern recht häufig, daß intern höhere Spannungen erzeugt werden als die Versorgungsspannung. Dies ist zum Beispiel bei EEPROM-Speichern der Fall, die Schreibspannungen beträchtlich oberhalb der konventionellen 5-Volt-Versorgungsspannung erfordern, oder bei Bauelementen, die durch Niederspannungsbatterien gespeist werden, die typischerweise 3 Volt oder weniger liefern. Die Schaltung, welche diese Funktion aufweist, ist als Spannungsvervielfacher- oder Boosterschaltung bekannt und ist vorzugsweise innerhalb der integrierten Schaltung ausgebildet.

Technischer Hintergrund

Eine herkömmliche Boosterschaltung, die in integrierten Schaltungen verwendet wird, die einen Versorgungsspannungs-Vervielfachungsfaktor von zwei erfordern, oder mindestens eine erhöhte Versorgungsspannung erfordern, enthält einen Ladungstransferkondensator, der mit Hilfe elektronischer Schalter geschaltet wird, die durch zwei Phasen eines Taktgebers getrieben werden, ferner einen Ladungsspeicherkondensator.
Diese Schaltung kann beträchtlich hohe Ströme ausgeben (bis hin zu einigen zehn mA) und ist mithin in der Lage, eine erhöhte Spannung zum Speisen der integrierten Schaltung insgesamt oder zum Speisen eines beträchtlichen Teils der integrierten Schaltung zu erzeugen.
Der in Verbindung mit der Boosterschaltung verwendete Taktgeber erzeugt zwei einander nicht überlappende, komplementäre Phasensignale. Während der ersten Phase wird an einen ersten Anschluß des Transferkondensators eine Versorgungsspannung gelegt, während ein zweiter Anschluß desselben Kondensators mit Masse verbunden wird. Während der zweiten Phase wird der erste Anschluß von der Versorgungsspannung abgetrennt, während der zweite Anschluß von Masse abgetrennt und an die Versorgungsspannung angeschlossen wird. Auf diese Weise wird der erste Anschluß des Ladungstransferkondensators auf einen Spannungspegel angehoben, der doppelt so hoch ist wie die Versorgungsspannung. Diese erhöhte Spannung dient zum Aufladen eines Ladungsspeicherkondensators. Am Ende der zweiten Phase wird der erste Anschluß des Ladungstransferkondensators von dem Speicherkondensator getrennt und an die Versorgungsspannung zurückgekoppelt. Die an dem Ladungsspeicherkondensator erscheinende Spannung ist die erhöhte ("geboostete") Ausgangsspannung des Spannungsboosters.
Bei einer Stromlieferung von Null wäre die Ausgangsspannung Vout offensichtlich doppelt so hoch wie die Versorgungsspannung und wäre bereits nach wenigen Taktzyklen perfekt stabil. Fließt allerdings Strom zu der Last, so wird der Wert der Ausgangsspannung durch die Spannungsfälle an den Kondensatoren und den Schaltern beeinflußt, die zum Schalten der Kondensatoren dienen. Diese Spannungsfälle schwanken mit dem Wert des Ausgangsstroms, dem verwendeten Verfahren und der Betriebstemperatur. Außerdem spiegeln sich jegliche Änderungen der Versorgungsspannung, wie sie typischerweise in durch Nickel-Kadmium- Batterien gespeisten Systemen auftreten, in der Booster-Ausgangsspannung wieder, im Betrag verdoppelt oder zumindest verstärkt.
Häufig ist es erwünscht, wenn nicht notwendig, daß die erhöhte Ausgangsspannung konstant gehalten wird, wenn Strom in der Last und der Wert der Versorgungsspannung Vbat schwanken. In solchen Fällen muß die Ausgangsspannung von einer speziell vorgesehenen Regelschaltung stabilisiert werden.
Eine frühere Lösung mit einer Schaltung zum Liefern einer stabilisierten Ausgangsspannung ist in der europäischen Patentanmeldung 92 118 084.0 vom 22. Oktober 1992 der Firma Motorola, Inc., veröffentlicht unter der Nummer 0540948 am 12. Mai 1993, offenbart.
Der in jener Patentanmeldung offenbarte Spannungsbooster ist vom gleichen Typ, wie er soeben beschreiben wurde, wobei die darin enthaltene Regelschaltung durch eine Gegenkopplungs-Ausgangsspannungs- Regelschleife implementiert wird.
Die Regelschleife wird gebildet durch einen Integrator, der ein Gleichstrom-Fehlersignal erzeugt, welches proportional ist zu der Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Spannungsboosters und einer Referenzspannung. Dieses Fehlersignal dient zum Treiben (in einer leitenden Phase des Arbeitszyklus der Boosterschaltung) des Steuergates eines MOS-Transistors, der als Schalter zum Verbinden des Ladungstransferkondensators mit der Versorgungsspannung fungiert, wozu dessen interner Widerstand und mithin die Auflade-Zeitkonstante des Kondensators gesteuert wird. Auf diese Weise kann die Ausgangsspannung der Span nungsboosterschaltung in einem eingeschwungenen Zustand konstant auf einem zu der Referenzspannung proportionalen Wert gehalten werden.
Ein bei dieser früheren Lösung anzutreffendes Hauptproblem besteht darin, daß die Abhängigkeit der an das Steuergate des MOS-Transistors angelegten Spannung von dem Innenwiderstand des Transistors deutlich nicht-linear ist. Das Vorhandensein dieses nicht-linearen Elements macht die Regelschleife nicht-linear. Wie der Fachmann sieht, bedeutet eine nicht-lineare Rückkopplungsschleife beträchtliche "Einrast"-Probleme, d. h. Probleme beim Erreichen der passenden Ausgangsspannung von dem Moment an, in welchem die Schaltung eingeschaltet wird, es gibt außerdem Probleme beim Konstanthalten dieser Ausgangsspannung während des Auftretens scharfer Spannungsschwankungen in der Last.
Eine weitere frühere Lösung, die in der europäischen Patentanmeldung Nr. 94 830 413.4 vom 31. August 1994 der Firma SGS-Thomson Microelectronics srl, veröffentlicht unter der Nummer EP 0700146 am 6. März 1996, offenbart ist, sieht einen Spannungsbooster mit einer linearen Ausgangsspannungs-Regelschaltung vor. Diese Patentanmeldung beschreibt eine Spannungsboosterschaltung, die in Fig. 1 in einem gewissen Detail dargestellt ist. Die Schaltung ist von einem Typ mit einem Ladungstransferkondensator C1, der ähnlich wie die oben diskutierte Schaltung zwischen zwei Phasen eines Taktsignals umgeschaltet wird, so daß ein Ladungsspeicherkondensator C2 auf eine erhöhte Spannung Vout bezüglich der Booster-Versorgungsspannung Vbat geladen wird. Die Ausgangsspannung wird von einer linearen Regelschleife geregelt, die einen Integrator enthält, ausgebildet zum Erzeugen eines Fehlersignals aus der Differenz zwischen einer Referenzspannung Vrif und einer zu der Ausgangsspannung Vout proportionalen Spannung Vx. Dieses Feh lersignal wird während einer der beiden Betriebsphasen direkt an den unteren Belag des Ladungstransferkondensators C1 gelegt, um auf diesem Belag eine variable Spannung bereitzustellen, wodurch die Ausgangsspannung auf einem konstanten Wert gehalten werden kann.
Der Integrator enthält einen Operationsverstärker OA, dessen invertierender Eingang an den Mittelknoten eines Spannungsteilers R1, R2 und über eine Reihe aus einem Widerstand R2, einem Integrationskondensator CI und einem Transferschalter oder -gatter M7-M8 an den Ausgang des Verstärkers geschaltet ist. Der nicht-invertierende Eingang liegt über einem Schalter M9 an einer Referenzspannung Vrif und über einen weiteren Schalter M10 auf Massepotential.
In Fig. 2 sind Impulsverläufe für die Steuerphasen in der Schaltung nach Fig. 1 aufgetragen.
Wie man sieht, sind die Phasen F1 und F2 einander nicht überlappende, komplementäre Phasen, die Phase F1_neg fällt im wesentlichen zusammen mit der Phase F1sur_neg, und die Phase F2_neg fällt im wesentlichen zusammen mit der Phase F2sur_neg. Die Phasen F1sur_neg und F2sur_neg werden gemeinsam durch eine Zeitsteuerschaltung erzeugt, die von der Spannung Vout gespeist wird, die eine in Bezug auf die Versorgungsspannung Vbat erhöhte Spannung ist. In anderen Worten: Die Treiberphasen F1sur_neg und F2sur_neg sind erhöhte Phasen.
Die MOS-Transistoren M5 und M6 werden von den Phasensignalen F1sur_neg und F2sur_neg gespeist, die Transistoren M7 und M8 werden von dem Phasensignal F2 und dessen Komplement angesteuert, und der Transistor M9 wird von dem Phasensignal F2 und der Transistor M10 von dem Phasensignal F1 getrieben.
Während der Phase F1 wird der untere Belag des Kondensators C1 zwangsweise von dem Operationsverstärker auf Massepotential gezogen, dessen Rückkopplungsschleife offen ist, und dessen nicht-invertierender Eingang auf Masse liegt, während der obere Belag des Kondensators C1 mit der Versorgungsspannung Vbat verbunden ist. Auf diese Weise wird der Kondensator C1 auf die Spannung Vbat aufgeladen.
Während der Phase F2 wird der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OA von dem geschlossenen Transistors M9 auf die Spannung Vrif gebracht, und gleichzeitig damit wird die Rückkopplungsschleife des Verstärkers OA geschlossen. Auf diese Weise erreicht die Ausgangsspannung des Verstärkers OA einen Wert proportional zu dem Integral des Fehlers zwischen der Spannung Vrif und der Spannung Vx = Vout*(R1/(R1 + R2). Der untere Belag des Kondensators C1 hat daher einen geeigneten Spannungswert, um die Ausgangsspannung auf den gewünschten Wert zu bringen, nämlich
Vout = Vrif * ((R1 + R2) / R1)
Die Anfangs-Absetzzeitspanne während des Einschaltens dieser Schaltung liegt typischerweise in der Größenordnung von 500 Mikrosekunden und ist damit relativ kurz im Vergleich zu der Einstellzeitspanne der oben diskutierten Spannungsbooster.
Diese Spannungsboosterschaltungen werden üblicherweise auf demselben Halbleiter-Plättchen oder -Chip zusammen mit den elektronischen Bau elementen, die von ihnen gespeist werden, integriert. In der in Fig. 1 gezeigten Schaltung sowie auch in den übrigen, oben diskutierten Schaltungen lassen sich die beiden Kondensatoren C1 und C2 deshalb nicht integrieren, weil sie eine zu große Chipfläche belegen würden, bedingt durch ihre große Kapazität. Sämtliche übrigen Komponenten, das heißt der Operationsverstärker OA, als elektronische Schalter verwendete MOS-Transistoren, Widerstände und der Integrationskondensator CI, werden hingegen auf dem Chip integriert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Spannungsvervielfacher oder -booster für relativ hohe Ausgangsströme zu schaffen, der eine lineare Ausgangsspannungs-Regelschaltung aufweist, sehr kurze Einstellzeit besitzt und einen einfacheren Schaltungsaufbau als die herkömmlichen Bauelemente besitzt, um seine Integration auf Silizium zu vereinfachen und dabei beträchtliche Chipfläche einzusparen.
Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Spannungsboosterschaltung gemäß Oberbegriff durch die Kennzeichnungsteile der Ansprüche 1-8.
Die erfindungsgemäße Boosterschaltung kann zum Speisen elektronischer Halbleiterbauelemente dienen, deren Versorgungsspannung erhöht werden muß. Aufgrund ihrer geringen Baugröße hat die erfindungsgemäße Schaltung den Vorteil, daß sie zusammen mit der Schaltung, die sie speisen soll, integrierbar ist.
Die Merkmale und Vorteile der Schaltung gemäß der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, welches beispielhaft und ohne Beschränkung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen dargestellt wird.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein funktionelles Diagramm einer Spannungsboosterschaltung mit einer Ausgangsspannungs-Regelschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 zeigt die Wellenform der Treiberphasen, die in der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden;
Fig. 3 zeigt ein funktionelles Diagramm eines Spannungsboosters mit einer Ausgangsspannungs-Regelschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 4 zeigt die Wellenform der Treiberphasen, die in der Schaltung nach Fig. 3 verwendet werden; und
Fig. 5 ist ein Zeitablaufdiagramm der Ausgangsspannung der in Fig. 3 gezeigten Spannungsboosterschaltung.

Detaillierte Beschreibung

Bezugnehmend auf die Zeichnungsfiguren, insbesondere Fig. 3, ist bei 1 allgemein ein Spannungsbooster dargestellt, der die Erfindung verkörpert. Dieser Booster enthält einen Ladungstransferkondensator C1, der mittels elektronischer Schalter, die durch zwei Phasen eines Taktsignalgebers gesteuert werden, geschaltet wird, um einen Ladungsspeicherkondensator C2 auf eine in Bezug auf die Versorgungsspannung Vbat angehobene Spannung Vout aufzuladen.
Die vier Transistoren M1, M2, M3 und M4, die als elektronische Schalter dienen, sind MOS-Transistoren und besitzen jeweils einen Source- Anschluß, einen Drain-Anschluß und einen Gate- oder Steueranschluß und einen Substrat-Kontakt. Insbesondere sind die Transistoren M1 und M2 p-Kanal-MOS-Transistoren, während die Transistoren M3 und M4 n- Kanal-MOS-Transistoren sind.
Ein erster MOS-Transistor M1 ist mit seinem Source-Anschluß an den Versorgungsanschluß 2 des Boosters angeschlossen, ist mit seinem Drain- und Substrat-Anschluß an einen ersten Anschluß des Ladungstransferkondensators C1 angeschlossen, und empfängt ein erstes Taktsignal F1sur_neg an seinem Gate-Anschluß. Der erste Anschluß des Kondensators C1 ist außerdem mit der Source eines zweiten MOS-Transistors M2 verbunden, der von einem zweiten Taktsignal F2sur_neg getrieben wird. Der zweite Transistor M2 ist mit seinem Drain-Anschluß und seinem Substrat-Kontakt an den Ausgangsanschluß 3 des Boosters angeschlossen. Parallel zu dem Ausgangsanschluß 3 und einer Massereferenz GND der Schaltung liegen ein Ladungsspeicherkondensator C2 und ein Spannungsteiler aus zwei Widerständen R1 und R2. Der Zwischenknoten zwischen den beiden Widerständen R1 und R2 ist an den invertierenden Anschluß eines Operationsverstärkers OA angeschlossen. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OA ist über einen dritten Transistor M3, der von einem dritten Taktsignal F1 angesteuert wird, an Massereferenz GND angeschlossen, und ist über einen vierten Transistor M4, der von einem vierten Taktsignal F2 angesteuert wird, an eine Referenzspannung Vrif angeschlossen. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA ist an einen zweiten Anschluß des Ladungstransferkondensators C1 angeschlossen.
Die Taktsignale F1, F2, F1sur_neg und F2sur_neg werden von einem Taktsignalgeber mit nicht-überlappender Phase konventioneller Bauart erzeugt, wie sie in dem in Fig. 4 gezeigten Zeitablaufdiagramm dargestellt sind. Die Signale F1 und F2 sind einander nicht überlappende Phasensignale, die komplementär zueinander sind, das Signal F1sur_neg ist ein invertiertes Signal, welches in der Spannung gegenüber dem Signal F1 erhöht ist, und F2sur_neg ist ein invertiertes und in der Spannung erhöhtes Signal bezüglich des Signals F2. Der logische Pegel der in der Spannung erhöhten Signale gleicht der erhöhten Spannung Vout am Ausgang des Spannungsboosters.
Während der Phase F1 befinden sich die Transistoren M1 und M3 im leitenden Zustand, wohingegen die Transitoren M2 und M4 gesperrt sind. Der erste Anschluß des Kondensators C1 ist an die Versorgungsspannung angeschlossen, während sein anderer Anschluß durch den Operationsverstärker OA, dessen nicht-invertierender Eingang auf Masse liegt, auf Massepotential gezogen wird. Der Kondensator C1 wird daher auf die Spannung Vbat während der Phase F1 aufgeladen.
Während der Phase F2 sind die Transistoren M1 und M3 gesperrt, und die Transistoren M2 und M4 leiten. Der erste Anschluß des Kondensators C1, der von dem Versorgungsanschluß 2 abgetrennt ist, wird mit dem Ausgangsanschluß 3 des Boosters verbunden, während der zweite Anschluß auf das Potential gebracht wird, welches derzeit am Ausgang des Operationsverstärkers OA herrscht. Während dieser Phase arbeitet der Operationsverstärker OA im Verein mit dem Kondensator C1 und den Widerständen R1 und R2 als Fehlerverstärker, um die Differenz zwischen der Referenzspannung Vrif und der Spannung Vx am Mittelknoten des Teilers R1-R2 zu integrieren. Insbesondere bilden bei leitendem Transistor M2 der Kondensator C1 und der Widerstand R1 eine Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers OA. Der Leitungswiderstand des Transistors M2 ist viel geringer als der Widerstandswert von R2, kann also vernachlässigt werden. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers OA ist über den Widerstand M4 mit der Referenzspannung Vrif verbunden.
Die Spannung Vrif wird von einem konventionellen Spannungsgeber eingestellt, der so arbeitet, daß er eine Spannung liefert, die temperaturstabil und unabhängig von jeglichen Schwankungen in der Versorgungsspannung ist, während die Spannung Vx eine Nachbildung der Ausgangsspannung Vout gemäß folgender Formel ist:
Vx = Vout * (R1 / (R1 + R2)).
Der hohe Wert der Gleichstromverstärkung der Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers OA zwingt die Ausgangsspannung Vout auf den gewünschten Wert, nämlich:
Vout = Vrif * ((R1 + R2) / R1).
Durch geeignete Auswahl der Widerstandswerte von R1 und R2 läßt sich die Ausgangsspannung Vout auf den Sollwert einregeln. Aufgrund der Linearität und der Einfachheit der Regelschaltung wird dieser Ausgangsspannungswert beim Einschalten der Schaltung innerhalb einer sehr kurzen Zeitspanne erreicht, wie dies durch das Zeitablaufdiagramm in Fig. 5 angedeutet ist. Dieses Diagramm veranschaulicht das Muster für die Ausgangsspannung Vout in Abhängigkeit der Zeit nach dem Einschalten der Schaltung.
Insbesondere läßt sich sehen, daß die Ausgangsspannung Vout auf den Sollwert von 4,45 Volt ansteigt, ausgehend von einer Anfangsspannung von 3 Volt als Schaltungs-Versorgungsspannung, und zwar innerhalb von 50 Mikrosekunden, also einer wesentlich kürzeren Zeitspanne als die 500 Mikrosekunden, die von der oben diskutierten und in Fig. 1 gezeigten konventionellen Boosterschaltung gebraucht werden.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Boosterschaltung gegenüber den erläuterten konventionellen Schaltungen ergibt sich durch ihren einfachen Aufbau, der zu einer signifikanten Einsparung an Chipfläche bei der Integration führt. Ein Vergleich dieser Schaltung mit der in Fig. 1 gezeigten Boosterschaltung zeigt, daß in ersterer weniger Komponenten verwendet werden: Insbesondere sind der Integrationskondensator CI, der Widerstand RZ und der durch die Transistoren M7 und M8 gebildete elektronische Schalter entfallen. Diese Komponenten nehmen zusammengenommen in der früheren integrierten Schaltung etwa 50% der von der Spannungsboosterschaltung belegten Chipfläche ein. Folglich läßt sich die Integrationsfläche für die Boosterschaltung gemäß der Erfindung stark verkleinern.
Außerdem verwendet im Vergleich zu der konventionellen Boosterschaltung nach Fig. 1 - welche sechs verschiedene Taktsignale gemäß Fig. 2 verwendet - die erfindungsgemäße Schaltung nur vier Taktsignale F1, F2, F1sur_neg und F2sur_neg. Dies ermöglicht ein Vereinfachen auch der Schaltung zum Implementieren des Taktsignalgebers.

Claims

1. Spannungsbooster (1) mit einem Eingangsanschluß (2) zum Empfangen einer Versorgungsspannung (Vbat) und einem Ausgangsanschluß (3) zum Liefern einer in Bezug auf die Versorgungsspannung erhöhten Spannung (Vout), umfassend:

einen Ladungstransferkondensator (C1);

einen ersten Schalter (M1), gesteuert von einem ersten Treibersignal (F1sur_neg) zum Verbinden eines ersten Anschlusses des Ladungstransferkondensators (C1) mit dem Booster-Eingangsanschluß (2);

einen zweiten Schalter (M2), gesteuert von einem zweiten Treibersignal (F2sur_neg) zum Verbinden des ersten Anschlusses des Ladungstransferkondensators (C1) mit dem Booster-Ausgangsanschluß (3);

einen Ladungsspeicherkondensator (C2), der zwischen den Ausgangsanschluß (3) und eine erste Referenzspannung (GND) geschaltet ist;

einen Fehlerverstärker (4), dei mit einem Eingang an den Booster- Ausgangsanschluß (3) und mit einem Ausgang an einen zweiten Anschluß des Transferkondensators (C1) gekoppelt ist;

dadurch gekennzeichnet, daß der Fehlerverstärker einen Operationsverstärker (OA) aufweist, der mit einem ersten Eingangsanschluß an den Booster-Ausgangsanschluß (3) und mit einem zweiten Eingangsanschluß über einen von einem dritten Treibersignal (F1) gesteuerten dritten Schalter (M3) an die erste Referenzspannung (GND) und über einen von einem vierten Treibersignal (F2) gesteu erten vierten Schalter (M4) an eine zweite Referenzspannung (Vrif) angeschlossen ist.

2. Spannungsbooster nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OA) ein invertierender Eingangsanschluß und der zweite Eingangsanschluß ein nicht-invertierender Eingangsanschluß ist.

3. Spannungsbooster nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OA) über einen Spannungsteiler (R1, R2) an den Booster-Ausgangsanschluß (3) gekoppelt ist.

4. Spannungsbooster nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler einen ersten (R2) und einen zweiten (R1) Widerstand aufweist, die zwischen dem Booster-Ausgangsanschluß (3) und der ersten Referenzspannung (GND) in Reihe geschaltet sind, wobei der gemeinsame Anschluß (Vx) zwischen den beiden Widerständen an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OA) angeschlossen ist.

5. Spannungsbooster nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß während der leitenden Phase des Transistors M2 der Transferkondensator (C1) und der erste Widerstand (R2) eine Rückkopplungsschleife für den Operationsverstärker (OA) bilden, die zwischen dessen Ausgang und dessen invertierendem Eingang liegt.

6. Spannungsbooster nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte (F1) und das vierte (F2) Treibersignal sich in der Phase nicht überlappende Logiksignale sind.

7. Spannungsbooster nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Treibersignal (F1sur_neg) ein in der Spannung erhöhtes logisches Signal ist, komplementär zu dem dritten Treibersignal (F1), und das zweite Treibersignal (F2sur_neg) ein in der Spannung erhöhtes logisches Signal komplementär zu dem vierten Treibersignal (F2) ist.

8. Spannungsbooster nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (M1) und der zweite (M2) Transistor p-Kanal-MOS-Transistoren sind, und der dritte (M3) und der vierte (M4) Transistor n- Kanal-MOS-Transistoren sind.

9. Spannungsbooster nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Referenzspannung (GND) eine Masse-Referenzspannung ist.

10. Elektronisches Halbleiterbauelement, gespeist von oder mit einem Generator für eine erhöhte Spannung, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Spannungsbooster nach Anspruch 1 enthält.