DE69607836T2

DE69607836T2 - Hochfrequenzsignalempfang mit frequenzversetzung durch unterabtastende abwärtsumsetzung

Info

Publication number: DE69607836T2
Application number: DE69607836T
Authority: DE
Inventors: Chien-Meen Hwang; B. Lusignan; H. Shen; A. Wooley
Original assignee: Leland Stanford Junior University
Current assignee: Leland Stanford Junior University
Priority date: 1995-06-06
Filing date: 1996-06-06
Publication date: 2000-10-19
Anticipated expiration: 2016-06-07
Also published as: EP0813770A4; AU6096196A; WO1996039750A1; DK0813770T3; DE69607836D1; US5640698A; AU700076B2; ES2148767T3; EP0813770B1; EP0813770A1; ATE192000T1

Description

Hintergrund - technischer Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft Funkempfänger und Verfahren für den Empfang von HF-(Hochfrequenz-)Kommunikationssignalen. Sie betrifft insbesondere Funkempfänger mit äußerst schnellen, zeitdiskreten elektronischen Schaltungen sowie Verfahren für den HF-Signalempfang mit Frequenzversetzung durch unterabtastende Abwärtsumsetzung.

Hintergrund der Erfindung und Erörterung des Standes der Technik

Die überwiegende Mehrheit der HF-Kommunikationsempfänger sind derzeit traditionelle Überlagerungsempfänger. Dieser Empfängertyp arbeitet mit einer oder mehreren ZF-(Zwischenfrequenz-)Stufen zum Filtern und Verstärken von Signalen mit einer festen Frequenz in einer ZF-Kette. Diese Funkarchitektur hat den Vorteil, daß feste Filter in der lokalen Oszillator-(LO-)Kette verwendet werden können.
Ein Blockdiagramm eines typischen Überlagerungsfunkempfängers ist in Fig. 1 dargestellt. Ein HF-Signal, das bei einer Antenne 11 eingeht, passiert durch einen Bandpaß-HF-Filter 13, einen störungsarmen Verstärker (LNA) 15 und einen Bildfilter 17, der ein bandbegrenztes HF-Signal erzeugt. Dieses bandbegrenzte HF-Signal tritt dann in einen ersten Mischer 19 ein, der das HF-Signal abwärts in eine Zwischenfrequenz umsetzt, indem er es mit dem von einem ersten LO 21 erzeugten Signal mischt. Die unerwünschten Mischerprodukte im ZF-Signal werden von einem ZF- Filter 23 zurückgewiesen. Das gefilterte ZF-Signal geht dann in einen zweiten Mischer 25, der es abwärts auf eine weitere Zwischenfrequenz umsetzt, indem er es mit dem von einem zweiten LO 27 erzeugten Signal mischt. Das Signal läuft schließlich durch einen ZF-Verstärker 29 und einen ZF-Filter 31, was zu einem kanalisierten ZF-Signal führt, d. h. zu einem Signal, das einen bestimmten Kanal enthält, der von den anderen Kanälen im ursprünglichen bandbegrenzten ZF-Signal isoliert ist. Ein Analogdemodulator 33 demoduliert das kanalisierte ZF-Signal in ein Basisband- Informationssignal. Die Abstimmung auf einen bestimmten Kanal innerhalb des bandbegrenzten HF-Signals erfolgt durch Ändern der LO-Frequenz des LO 21.
Um Größe, Leistungsaufnahme und Kosten zu reduzieren, wäre es vorteilhaft, die elektronischen Komponenten von Funkempfängern auf einem einzigen Siliziumchip zu integrieren. Die Überlagerungsbauweise erfordert jedoch Schmalband-ZF- Bandpaßfilter hoher Qualität, die auf hohen Frequenzen arbeiten, und diese Komponenten lassen sich mit der derzeitigen Technologie nicht chipintern integrieren.
Stattdessen müssen chipexterne Komponenten wie z. B. SAW-(Oberflächenwellen-) Filter oder abgestimmte Schaltungen verwendet werden, die Resonanzkomponenten wie z. B. Induktoren oder Hohlräume erfordern. Diese externen Filterkomponenten begrenzen Größe, Materialkosten, Montagekosten und Leistungsaufnahme von in Überlagerungsbauweise hergestellten Empfängern nach unten. Außerdem trägt die Notwendigkeit für Mischer- und lokale Oszillatorschaltungen, die auf hohen Frequenzen arbeiten, erheblich zu Leistungsaufnahme und allgemeiner Komplexität des Überlagerungsempfängers bei. Insbesondere erfordern Hochfrequenz-Analogmischer häufig eine erhebliche Leistungmenge, um den linearen Betrieb aufrechtzuerhalten. Es existieren zwar zahlreiche Variationen der Überlagerungsbauweise, aber sie haben alle jeweils die soeben beschriebenen Bauartbeschränkungen.
Die wachsende Nachfrage nach tragbaren Kommunikationen hat Versuche motiviert, Funkempfänger zu entwickeln, die die Integration von mehreren Komponenten auf einem einzigen Chip zulassen. So kann beispielsweise eine digitale ZF-Empfängerkonstruktion, wie in Fig. 2 gezeigt, stärker integriert werden als die Überlagerungsbauart, und erfordert daher weniger externe Komponenten. Wie in der Überlagerungskonstruktion sendet eine Antenne 35 ein HF-Signal durch einen HF-Filter 37 in einen LNA 39 und dann durch einen Bildfilter 41. Das bandbegrenzte HF-Signal wird in einem Mischer 43 mit einem LO-Signal von einem LO 45 gemischt, so daß ein ZF-Signal entsteht. Das ZF-Signal wird dann in einem ZF-Verstärker 47 verstärkt und dann in einem ZF-Filter 49 kanalisiert. Ein ADC (A/D-Wandler) 51, der mit einer Umwandlungsrate arbeitet, die durch eine Taktschaltung 53 bestimmt wird, digitalisiert das kanalisierte ZF-Signal zu einem digitalen ZF-Signal. Das digitale ZF-Signal wird von einem digitalen Demodulator 55 gefiltert und demoduliert und dann zum Rest des Kommunikationssystems als digitales Basisband-Informationssignal geleitet. Die Abstimmung erfolgt durch Variieren der Frequenz des LO 45. Es wurden mehrere Techniken zur Durchführung der digitalen Filterung und Demodulation für diese Empfängerbauweise entwickelt, wie z. B. die, die in den US-Patenten Nr. 4,888,557 und 4,902,979 beschrieben sind.
Im Vergleich zur Überlagerungskonstruktion kann die digitale ZF-Konstruktion kostenärmer hergestellt und montiert werden, weil sie weniger chipexterne Komponenten aufweist. Trotzdem erfordert auch das digitale ZF-Design mehrere chipexterne Komponenten, nämlich externe ZF-Filter, einen Hochfrequenzmischer und einen Hochfrequenz-LO. Das US-Patent Nr. 5,339,459 beschreibt eine Technik, bei der die Notwendigkeit für einen externen Hochfrequenzmischer und LO-Schaltungen durch Verwenden einer Abtasten-und-Halten-Schaltung ausgeschlossen wird. Durch Arbeiten mit einer Abtastrate, die niedriger ist als das bandbegrenzte HF-Signal, d. h. durch Unterabtastung, fungiert die Abtasten-und-Halten-Schaltung als Mischer, um das HF- Signal in ein ZF-Signal umzusetzen. Diese Technik ermöglicht zwar eine weitere Integration und einen Betrieb bei niedrigerer Leistung, er erfordert jedoch weiterhin den Einsatz von chipexternen Komponenten für die für die Kanalisierung benötigten Schmalband-ZF-Bandpaßfilter hoher Qualität.
Das digitale ZF-Design hat auch noch andere Nachteile. Um das Analogsignal getreu zu digitalisieren, muß der ADC mit einer Umwandlungsrate von wenigstens dem Zweifachen der Zwischenfrequenz arbeiten. Ein solcher hochfrequenter ADC nimmt eine große Leistungsmenge auf, um den benötigten Linearitäts- und Dynamikbereich aufrechtzuerhalten. Dies wird noch problematischer bei Empfängerkonstruktionen, bei denen die A/D-Umwandlung am vorderen Ende des Empfängers erfolgt, wie z. B. im US-Patent Nr. 4,893,316.
Ein drittes Empfängerdesign ist der in Fig. 3 gezeigte Direktumwandlungs- oder Null-ZF-Empfänger. Eine Antenne 57 leitet ein HF-Signal durch einen ersten Bandpaß- HF-Filter 59 in einen LNA 61. Das Signal wird dann durch einen zweiten HF-Filter 63 geleitet, so daß sich ein bandbegrenztes HF-Signal ergibt, das dann in einen Mischer 65 eintritt und mit einer LO-Frequenz gemischt wird, die von einem LO 67 erzeugt wird. Bis zu diesem Punkt ist der Aufbau des Direktumwandlungsempfängers im wesentlichen derselbe wie bei den beiden vorherigen Empfängern.
Im Gegensatz zu früheren Konstruktionen wird jedoch die LO-Frequenz auf die Trägerfrequenz des HF-Kanals von Interesse gesetzt. Das resultierende Mischerprodukt ist ein Null-Frequenz-ZF-Signal - ein moduliertes Signal auf Basisbandfrequenz. Dieses Signal wird an einen Tiefpaß-Analogfilter 69 angelegt und dann in einen Analogdemodulator 71 geleitet, so daß sich das demodulierte Analogebasisband-Informationssignal ergibt, das vom Rest des Kommunikationssystems verwendet wird. Alternativ kann ein A/D-Wandler hinter den Mischer 65 geschaltet werden, und die Filterung und Demodulation können digital erfolgen, so daß ein digitales Basisband-Informationssignal zur Verwendung vom Rest des Kommunikationssystems erhalten wird. In beiden Fällen erfolgt die Abstimmung durch Variieren der Frequenz des LO 67, wodurch verschiedene HF-Kanäle in Null- Frequenz-ZF-Signale umgewandelt werden.
Da die Direktumwandlung-Empfängerbauweise ein Null-Frequenz-ZF-Signal erzeugt, werden ihre Filtererfordernisse stark vereinfacht - es werden keine externen ZF-Filterkomponenten mehr benötigt, da das Null-ZF-Signal ein Tonfrequenzsignal ist, das mit einem Tiefpaßfilter niedriger Qualität gefiltert werden kann. So kann der Empfänger ab dem Mischer 65 in einen standardmäßigen Siliziumprozeß integriert werden, so daß die Direktumwandlung-Empfängerbauweise für tragbare Anwendungen potentiell attraktiv wird.
Die Direktumwandlungsbauweise ist jedoch mit mehreren Problemen behaftet, von denen einige recht ernsthaft sind. Wie bei den oben beschriebenen übrigen Bauweisen müssen die bei der Direktumwandlungsbauweise benötigten HF- und Bildfilter Schmalbandfilter hoher Qualität sein, die chipextern bleiben müssen. Darüber hinaus erfordert diese Bauweise den Einsatz von Hochfrequenzmischer- und LO- Schaltungen, die große Leistungsmengen aufnehmen. Zusätzlich kann abgestrahlte Leistung vom LO 67 bei der Antenne 57 eingehen, so daß sich ein DC-Versatz am Ausgang des Mischers 65 ergibt. Dieser DC-Versatz kann weitaus größer sein als das gewünschte Null-ZF-Signal, so daß ein Signalempfang schwierig wird. Die abgestrahlte Leistung vom LO 67 kann auch andere nahegelegene Direktumwandlungsempfänger beeinträchtigen, die auf dieselbe Funkfrequenz eingestellt sind. Ferner werden zum Empfangen von Signalen, die mit Modulationstechniken (wie z. B. FM) übertragen werden, bei denen das untere und das obere Seitenband benötigt werden, zwei Mischer und zwei LOs benötigt, um ein phasengleiches und ein Quadratur- Basisbandsignal zu erzeugen. Dadurch erhöht sich nicht nur die vom Empfänger benötigte Leistung, sondern es muß auch die Phase zwischen den beiden LO-Signalen genau auf 90 Grad gehalten werden, um Demodulationsverzerrungen zu verhindern. Dies kann im Hinblick auf Veränderungen von Temperatur und anderen Betriebsparametern sehr schwer erreichbar sein.
Die internationale Patentbeschreibung Nr. WO-A-94/05087 offenbart einen Direktumwandlungsempfänger, der ein Signal mit einer Abtastfrequenz ω&sub1; abtastet, so daß sich ein Bildsignal mit derselben Frequenz ω&sub1; ergibt, und der dann das digitale Signal dezimiert und digitalisiert, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, das auf der Frequenz Null zentriert ist.
Electronic Design, 39 (1991) vom 23. Mai, Nr. 10 (ISSN 00134872) offenbart die Anwendung von Unterabtastung in digitalen Funkkonstruktionen.
Zusammenfassend sei gesagt, der Stand der Technik beinhaltet zwar verschiedene Empfängerbauweisen, mit denen eine immer größer werdende Integration erzielbar ist, aber sie haben alle signifikante Nachteile, wie z. B. ein oder mehrere der folgenden: die Notwendigkeit für mehrere externe Schaltungskomponenten, die Aufnahme von großen Leistungsmengen, schlechter Signalempfang, Interferenz mit anderen Empfängern, Verzerrung und begrenzter Dynamikbereich.

Aufgaben und Vorteile der Erfindung

Es ist demgemäß eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Funkempfängerkonstruktion mit höherem Integrationsgrad, weniger Material- und Montagekosten und geringeren Leistungsaufnahme bereitzustellen, ohne die betrieblichen Probleme in Verbindung mit früheren Empfängerkonstruktionen. Es ist ferner eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Frequenzabwärtsumsetzung eines HF-Kanals bereitzustellen, ohne daß chipexterne ZF-Filterkomponenten, mehrere LOs, Hochfrequenz-LOs, die mit Frequenzen in der Nähe der HF-Signalfrequenz von Interesse arbeiten, phasengleiche und Quadratur- LOs, Analogmischer oder sehr schnelle A/D-Wandler von hoher Leistung benötigt werden. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Filtern und Auswählen eines bestimmten Kanals innerhalb eines Kanalzuweisungsbandes von Interesse bereitzustellen, ohne daß chipexterne ZF- Komponenten nötig sind, insbesondere Komponenten zur Filterung. Weitere Aufgaben und Vorteile gehen aus einer Betrachtung der nachfolgenden Beschreibung und Zeichnungen hervor.

Zusammenfassung der Erfindung

Die obigen Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden durch Bereitstellen eines neuen Verfahrens für den HF-Kommunikationssignalempfang und einer neuen Empfängerkonstruktion gelöst bzw. erzielt, die dieses Verfahren beinhaltet. Dieses Verfahren beinhaltet das Filtern eines HF-Signals, das ein Kanalzuweisungsband mit einer Bandbreite B enthält, um ein bandbegrenztes HF-Signal mit der Bandbreite W zu erzeugen. Ein HF-Kanal mit der Trägerfrequenz fc ist in diesem Kanalzuweisungsband enthalten. Das Verfahren beinhaltet ferner ein Abtasten-und-Halten-Mittel zum Unterabtasten des bandbegrenzten HF-Signals mit einer Abtastrate fs < fc, so daß ein Bildsignal des HF-Kanals entsteht. Die Bildsignalfrequenz fi erfüllt die Bedingungen fi = nfs + fc und fs - 2fi > (W + B)/2, wobei n eine ganze Zahl ist, die so gewählt wurde, daß fi minimiert wird. Ferner beinhaltet das Verfahren ein zeitdiskretes Abwärtsumwandlungsmittel, um nacheinander das Bildsignal des HF-Kanals in ein niederfrequentes Signal mit der Frequenz fk abwärts umzusetzen, zu filtern und zu verstärkern. Im Gegensatz zu digitalen Signalverarbeitungstechniken werden beim Abwärtsumwandlungsverfahren der Erfindung zeitdiskrete Signalverarbeitungstechniken eingesetzt, die keine digitale Konvertierung und Verarbeitung des Signals erfordern.
Die Erfindung stellt somit ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Filtern und zur Frequenzumsetzung eines HF-Signals gemäß den Merkmalen von Anspruch 1 (und abhängigen Ansprüchen) und Anspruch 5 (und abhängigen Ansprüchen) bereit.
Die vorliegende Erfindung ist durch eine neue und nicht offensichtliche Funkarchitektur gekennzeichnet. Insbesondere ist eines der wesentlichen kennzeichnenden Merkmale der Architektur die Tatsache, daß die Abwärtsumwandlung mit einer analogen zeitdiskreten Signalverarbeitung erfolgt. Architekturen des Standes der Technik arbeiten nicht mit der Kombination von Geräteelementen oder Verfahrenschritten, die in den Ansprüchen angeführt sind, weil diese für Verfahren des Standes der Technik ungeeignet wären.

Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Überlagerungsempfängers, der als Stand der Technik angesehen wird;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines digitalen ZF-Empfängers, der als Stand der Technik angesehen wird;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm eines Direktumwandlungsempfängers, der als Stand der Technik angesehen wird;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines gemäß den Grundsätzen der Erfindung konstruierten Empfängers;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines zeitdiskreten Signalverarbeitungsblockes, der eine Hauptkomponente eines gemäß der Erfindung konstruierten Empfängers ist;
Fig. 6 ist eine Graphik, die eine typische Anordnung von HF-Kanälen innerhalb eines Kanalzuweisungsbandes zeigt, das für gewöhnliche Funkkommunikationen verwendet wird;
Fig. 7 ist eine Graphik, die das bandbegrenzte HF-Signal nach seinem Durchlauf durch den Rauschfilter von Fig. 4 gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 8 ist eine Graphik, die das Spektrum von Bildsignalen zeigt, nachdem das bandbegrenzte HF-Signal erfindungsgemäß unterabgetastet wurde;
Fig. 9a und 9b sind Graphiken, die die notwendigen Beziehungen zwischen fs, fi, B und W illustrieren, um eine Unterabtastung ohne destruktive Rückfaltung zu ermöglichen;
Fig. 10 stellt bildlich die Rückfaltung von Spektralkomponenten aufgrund einer 2 : 1 Abwärtsabtastung dar;
Fig. 11 ist eine Graphik, die den normalisierten Frequenzgang der in der bevorzugten Ausgestaltung verwendeten zeitdiskreten Anti-Rückfaltungsfilter zeigt.

Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltung - physikalische Attribute

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung konstruierten HF-Kommunikationsempfängers. Er beinhaltet eine Antenne 73 zum Anlegen eines HF-Signals an den Eingang eines analogen Bandpaß-HF-Filters 75. Der Ausgang des analogen Bandpaß-HF-Filters 75 geht zum Eingang eines LNA 77, dessen Ausgang an den Eingang eines analogen Rauschfilters 79 angelegt wird. Der Ausgang des analogen HF-Rauschfilters 79 wird an den Eingang einer Abtasten-und- Halten-Schaltung 81 angelegt, die mit Hilfe von Schaltkondensator- Schaltungstechniken aufgebaut ist.
Über ihren Signaleingang hinaus, der an den Ausgang des HF-Rauschfilters 79 angelegt wird, hat die Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 einen Takteingang und einen zeitdiskreten Signalausgang. Ihr zeitdiskreter Signalausgang wird an einem Knoten 82 an den Eingang eines zeitdiskreten Signalverarbeitungsblockes 85 angelegt. Der zeitdiskrete Signalverarbeitungsblock 85 ist eine Hauptkomponente der bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 5 ausführlicher beschrieben.
Der Ausgang des zeitdiskreten Signalverarbeitungsblockes 85 wird durch den Knoten 86 an den Eingang eines ADC 87 angelegt, dessen Ausgang an den Eingang eines Digitalfilters 91 angelegt wird. Der Ausgang des Digitalfilters 91 wird an den Eingang einer digitalen Demodulationsschaltung 93 angelegt, deren digitaler Basisbandausgang in den Rest des Kommunikationssystems gespeist wird.
In Fig. 4 gibt es auch Verbindungen zwischen einer Taktschaltung 83 und fünf Schaltungsblöcken, die für den ordnungsgemäßen Betrieb Synchronisierungstaktsignale benötigen. Die Taktschaltung 83 hat j + 1 Ausgangsleitungen, die j + 1 Taktsignale führen. Eine dieser Ausgangsleitungen von der Taktschaltung 83 hat Verbindung zur Abtasten-und-Halten-Schaltung 81, während eine andere dieser Ausgangsleitungen von der Taktschaltung 83 Verbindung zum ADC 87, zum Digitalfilter 91 und zur digitalen Demodulationsschaltung 93 hat. Der zeitdiskrete Signalverarbeitungsblock 85 hat auch Verbindung mit der Taktschaltung 83. Die Verbindung zwischen diesen beiden Schaltungen ist jedoch eine Mehrleitungsverbindung, die durch den Knoten 84 läuft und aus allen j + 1 Taktsignalleitungen besteht. Die Beziehungen zwischen den Taktsignalen von der Taktschaltung 83 zu diesen fünf Schaltungsblöcken wird an späterer Stelle in dieser Beschreibung erläutert.
Fig. 5 illustriert die Einzelheiten des zeitdiskreten Signalverarbeitungsblocks 85. Dieser Block besteht aus j seriell hintereinandergeschalteten Abwärtsabtastungsstufen 99.1 bis 99.j. Der Eingang der Abwärtsabtastungsstufe 99.1 dient als Eingang zum zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 insgesamt und läuft durch den Knoten 82 zum Ausgang der Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 von Fig. 4. Ebenso dient der Ausgang der Abwärtsabtastungsstufe 99.j als Ausgang zum zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 insgesamt und läuft durch den Knoten 86 zum Eingang des ADC 87 von Fig. 4.
Jede Abwärtsabtastungsstufe hat Verbindung zu zwei Taktsignalleitungen. Mit Ausnahme der ersten und der letzten Taktsignalleitung im zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 hat jede der Taktsignalleitungen Verbindung zu zwei benachbarten Abwärtsabtastungsstufen. Die erste Taktsignalleitung, die Verbindung zum zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 hat, hat auch Verbindung zur Abtasten- und-Halten-Schaltung 81, und ebenso hat die letzte Taktsignalleitung, die Verbindung zum zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 hat, auch Verbindung zum ADC 87, zum Digitalfilter 91 und zur digitalen Demodulationsschaltung 93. Folglich haben j + 1 Taktsignalleitungen Verbindung zwischen den Abwärtsabtastungsstufen durch den Knoten 84 zur Taktschaltung 83 von Fig. 4.
Da die Abwärtsabtastungsstufen gleich aufgebaut sind, reicht es aus, Inhalt und Verbindungen von nur einer dieser Stufen zu erläutern. Die Abwärtsabtastungsstufe 99.1 besteht aus zwei Schaltungen, einem zeitdiskreten Anti-Rückfaltungsfilter 95.1 und einem N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandler 97.1. In der bevorzugten Ausgestaltung werden diese beiden Schaltungen mit Schaltkondensator- Schalttechniken aufgebaut. Innerhalb der Abwärtsabtastungsstufe 99.1 wird der Ausgang des zeitdiskreten Anti-Rückfaltungsfilters 95.1 an den Eingang des N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandlers 97.1 angelegt. Der zeitdiskrete Anti- Rückfaltungsfilter 95.1 und der N : 1 zeitdiskrete Abwärtsabtastungswandler 97.1 haben jeweils Verbindung zu einer separaten Taktsignalleitung von der Taktschaltung 83. Man beachte, daß die Taktsignalleitung, die Verbindung mit dem N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandler 97.1 hat, auch Verbindung zum zeitdiskreten Anti- Rückfaltungsfilter 95.2 hat. Die übrigen Abwärtsabtastungsstufen 99.2 bis 99.j haben ähnliche Verbindungen.
Wieder bezugnehmend auf Fig. 4, alle Schaltungsblöcke in der bevorzugten Ausgestaltung von der Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 bis zur digitalen Demodulationsschaltung 93 sowie dem LNA 77 sind auf einem standardmäßigen Siliziumchip integriert. Da der analoge Bandpaß-HF-Filter 75 und der Rauschfilter 79 Schmalband-HF-Filter hoher Qualität sind, werden sie mit chipexternen Komponenten gebaut. Trotzdem zeigt diese Ausgestaltung ein höheres Maß an Integration, als dies mit früheren Empfängerkonstruktionen möglich war, was zu niedrigeren Produktions- und Montagekosten führt. Die Konstruktion nimmt darüber hinaus weniger Leistung auf als frühere Empfängerbauweisen, da die zeitdiskreten Signalverarbeitungstechniken für die Abwärtskonvertierung keine externen ZF-Filterkomponenten, keine Hochfrequenzmischer oder LOs und keine schnellen A/D-Wandler benötigen.
Fig. 6 illustriert die Eigenschaften des HF-Kommunikationssignals von Interesse für die bevorzugte Ausgestaltung. Die folgende Beschreibung illustriert den Empfang (Abwärtskonvertierung, Filterung und Verstärkung) eines einzelnen analogen Sprachkanals 101a, der aus einem Satz von analogen Sprachkanälen 101 ausgewählt wurde, die in einem Kanalzuweisungsband mit Bandbreite B enthalten sind. Zur Erläuterung sei angenommen, daß B = 10 MHz ist and daß sich der Sprachkanal 101a in der Mitte des Bandes mit der Trägerfrequenz fc = 400 MHz befindet. Es sei ebenfalls angenommen, daß jeder Kanal im Band eine Informationsbandbreite von 10 kHz hat und von benachbarten Kanälen um 30 kHz getrennt ist. Diese Werte wurden speziell nur gewählt, um die Beziehungen erläutern zu helfen, die bei Abwärtskonvertierung und Filterung beteiligt sind, und der Fachperson wird verständlich sein, daß das vorliegende Verfahren des HF-Signalempfangs nicht von diesen spezifischen Werten abhängig ist.

Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltung - Betrieb

Nachfolgend wird der Betrieb eines gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung aufgebauten HF-Kommunikationsempfängers erläutert.
Bezugnehmend auf Fig. 4, eine Antenne 73 legt HF-Signalenergie an den Eingang eines analogen Bandpaß-HF-Filters 75 an. Der analoge Bandpaß-HF-Filter 75 wird benutzt, um ein Kanalzuweisungsband mit Bandbreite B selektiv zu übertragen, während HF-Energie mit Frequenzen außerhalb dieses Bandes gedämpft werden, so daß ein bandbegrenztes HF-Signal erzeugt wird, das einen bestimmten Kanal mit Trägerfrequenz fc enthält.
Das bandbegrenzte HF-Signal geht dann vom Ausgang des analogen Bandpaß- HF-Filters 75 zum Eingang des LNA 77, der das Signal verstärkt und dabei nur minimal zum Rauschpegel beiträgt. Das verstärkte HF-Signal vom Ausgang des LNA 77 wird dann an den HF-Rauschfilter 79 angelegt. Dieser HF-Rauschfilter 79 hat eine Reaktion, die ähnlich ist wie die des analogen Bandpaß-HF-Filters 75. Er überträgt eine Bandbreite B von Signalfrequenzen im Kanalzuweisungsband und dämpft dabei jegliche HF-Energie, die außerhalb dieser Bandbreite liegt, wie z. B. Energie, die möglicherweise vom LNA 77 erzeugt oder verstärkt wurde. Dieser Rauschfilter verbessert die Leistung des Empfängers, indem er verhindert, daß zu starkes Rauschen in den Kanal von Interesse gelangt, wenn die Abwärtskonvertierung an einer späteren Stelle im Empfänger erfolgt.
Die Filter 75 und 79 übertragen zwar effizient Signale innerhalb des Paßbandes mit Bandbreite B, sie lassen aber auch nicht vernachlässigbare Signale in einer größeren Anti-Rückfaltungsbandbreite W durch, einschließlich des Paßbandes von Interesse (s. Fig. 9a und 9b). Diese Anti-Rückfaltungsbandbreite W entsteht aus dem kombinierten Roll-Off der beiden Filtergänge, die durch ihre Qualitätsfaktoren bestimmt werden. Um W minimal zu halten, müssen der analoge Bandpaß-HF-Filter 75 und der Rauschfilter 79 Filter von hoher Qualität sein, die mit chipexternen Komponenten gebaut sind. LNA 77 kann jedoch zusammen mit dem Rest des Empfängers integriert werden. Die Paßbandverstärkung und die Rauschleistung der vorgeschalteten Komponenten von der Antenne 73 durch die Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 bestimmen den Rauschwert und die Empfindlichkeit des Empfängers.
Nach dem Passieren durch den HF-Rauschfilter 79 wird das bandbegrenzte HF- Signal an den Eingang der Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 angelegt, die auch ein Taktsignal mit einer Frequenz fs von der Taktgeneratorschaltung 83 erhält. Dieses Taktsignal bestimmt die Abtastrate der Abtasten-und-Halten-Schaltung 81. Da die Abtastrate fs kleiner ist als die HF-Trägerfrequenz fc, erfolgt Unterabtastung. Gemäß den Grundsätzen der Fourier-Theorie enthält das am Ausgang der Abtasten-und-Halten- Schaltung 81 erzeugte zeitdiskrete Signal unendliche Reproduktionen des bandbegrenzten HF-Signals, die jeweils auf einer Bildsignalfrequenz fi = nfs ± fc zentriert sind, wobei n eine ganze Zahl ist. Das ursprüngliche Signal wird in Fig. 7 gezeigt, und seine Reproduktion ist in Fig. 8 dargestellt. Durch Wählen des Bildsignals mit der niedrigsten Frequenz, d. h. durch Wählen der ganzen Zahl n, die Vif, 1 minimal hält, wird mit diesem Vorgang auf wirksame Weise das HF-Signal in ein Bildsignal mit einer niedrigeren Frequenz fi abwärtskonvertiert oder frequenzumgesetzt.
Die Abtastrate fs muß oberhalb einer Mindestrate liegen, um eine destruktive Rückfaltung während des Unterabtastprozesses zu vermeiden. Diese Mindestrate wird sowohl durch die Bandbreite B des Zuweisungsbandes als auch durch die Bandbreite W des vorgeschalteten HF-Filters bestimmt. Um eine Rückfaltung eines Bildkanals mit Frequenz fi im Bildsignalband zu vermeiden, darf der Bildkanal nicht mit dem äußeren Schwanz der Hülle des benachbarten Bildsignalbandes überlappen, das den entsprechenden Bildkanal mit der Frequenz fs - fi, enthält. Die untere Grenze an der Differenz zwischen fs - fi und fi ist abhängig von der Position des Kanals innerhalb des Bandes. Die Fig. 9a und 9b zeigen die Überlappung zwischen benachbarten Bildbändern jeweils im günstigsten und im ungünstigsten Fall. Im ungünstigsten Fall gibt es immer dann keine Überlappung, wenn fs - 2fi > (W + B)/2 ist. In der bevorzugten Ausgestaltung ist B = 10 MHz und W = 80 MHz, d. h. wir benötigen fs - 2fi > 45 MHz. Aus nachfolgend erörterten Gründen wählt die bevorzugte Ausgestaltung fi = fs/3, so daß die Einschränkung fs - 2fi > 45 MHz impliziert: fs > 135 MHz, und die Einschränkung fi = nfs ± fc impliziert: fs = ± 3fc/(3n - 1) = 1200 MHz, 600 MHz, 300 MHz, 240 MHz, 171 MHz, 150 MHz, 120 MHz, 109 MHz, 92 MHz, ... Somit ist das Bildsignal mit der niedrigsten Frequenz, das eine destruktive Rückfaltung vermeidet, fs = 150 MHz (n = 3). Demzufolge ist fi = 50 MHz.
Nach dem Abtasten des bandbegrenzten HF-Signals mit der Rate fs legt die Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 das zeitdiskrete Signal durch den Knoten 82 an den Eingang des zeitdiskreten Signalverarbeitungsblockes 85 an. Dieser zeitdiskrete Signalverarbeitungsblock führt gleichzeitig Anti-Rückfaltungsfilterung, Kanalauswahlfilterung, Verstärkung und Frequenzabwärtsumwandlung des Signals in aufeinanderfolgenden Schritten durch, wobei letztendlich der analoge Sprachkanal 101a aus dem Kanalzuweisungsband ausgewählt und isoliert und seine Frequenz abwärts in ein niederfrequentes Signal mit Frequenz fk umgesetzt wird.
Die Auswahl verschiedener Kanäle aus dem HF-Kanalzuweisungsband erfolgt durch Einstellen der Abtastrate fs, die durch die Taktschaltung 83 von Fig. 4 erzeugt wird. Da alle von der Taktschaltung 83 kommenden Taktleitungen ein kohärentes Synchronisationssignal mit Frequenz fs oder einen integralen Bruchteil davon liefern, verfolgen alle zeitdiskreten und digitalen Schaltungsblöcke 99 in Fig. 5, die durch den Knoten 84 mit der Taktschaltung 83 Verbindung haben, die Änderungen in fs. Demgemäß werden, wenn der Wert von fs geändert wird, verschiedene HF-Kanäle mit demselben Abwärtskonvertierungs-, Filterungs- und Verstärkungsprozeß abgestimmt wie der HF-Kanal mit fc = 400 MHz.
Bezugnehmend auf Fig. 5, nach dem Anlegen durch den Knoten 82 in den zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 tritt das zeitdiskrete Signal in die Abwärtsabtastungsstufe 99.1 ein. In der Abwärtsabtastungsstufe 99.1 geht das zeitdiskrete Signal durch den Anti-Rückfaltungsfilter 95.1, der durch ein Taktsignal angesteuert wird, das durch den Knoten 83 angelegt wird, um mit einer Rate fs zu arbeiten, die dieselbe ist wie die in der Abtasten-und-Halten-Schaltung 81 von Fig. 4. Der Anti-Rückfaltungsfilter 95.1 beseitigt alle Frequenzen aus dem zeitdiskreten Signal, die sonst während der Abwärtsabtastung auf den gewünschten Kanal zurückgefaltet würden, und verstärkt die verbleibenden gewünschten Frequenzen. Der Frequenzgang des Anti-Rückfaltungsfilters 95.1, der in der bevorzugten Ausgestaltung zur Anwendung kommt, ist in Fig. 11 dargestellt, wo die Frequenzachse auf die Hälfte ihrer Taktrate von 150 MHz normalisiert wird.
Das gefilterte und verstärkte zeitdiskrete Signal wird dann an einen N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandler 97.1 angelegt. Der N : 1 zeitdiskrete Abwärtsabtastungswandler 97.1 ist eine Abtasten-und-Halten-Schaltung mit einer Abtastrate von fs/N, wobei N, das Abwärtsabtastungsverhältnis, eine ganze Zahl größer als eins ist. Nach der Abwärtsabtastung um einen Faktor von N passiert das Signal in die Abwärtsabtastungsstufe 99.2.
In der bevorzugten Ausgestaltung ist N = 2, da dies zum einfachsten Verhalten für die Anti-Rückfaltungsfilter führt. Die Verwendung eines höheren Wertes für das Abwärtsabtastungsverhältnis N würde den Einsatz eines komplexeren Anti- Rückfaltungsfilters mit mehr als einem Notch in seinem Frequenzgang erfordern, um die zusätzlichen Störsignale zu entfernen, die während der Abwärtsabtastung auf den gewünschten Kanal zurückfalten könnten. Je höher der Wert von N ist, desto größer ist die Zahl der normalisierten Frequenzen, die gesperrt werden müßten. Demgemäß muß mit zunehmendem Wert von N auch die Größenordnung von zeitdiskreten Anti- Rückfaltungsfilter erhöht werden. Um die Einfachheit zu erhalten, wird ein niedrigeres Abwärtsabtastungsverhältnis bevorzugt, insbesondere für die Abwärtsabtastungsstufen am schnellen vorderen Ende. Dadurch wird gewährleistet, daß ein integrierter Filter realisierbar ist.
Da die übrigen Abwärtsabtastungsstufen 99.2 bis 99.j ähnlich funktionieren wie die Abwärtsabtastungsstufe 99.1, braucht ihre Auswirkung auf das zeitdiskrete Signal nicht individuell erläutert zu werden. Es ist jedoch wichtig zu verstehen, daß jeder zeitdiskrete Anti-Rückfaltungsfilter 95.i durch die Taktschaltung 83 gesteuert wird, so daß sie mit einer Taktrate arbeitet, die gleich der Abtastrate des diesem voranstehenden N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandlers 97.i-1 ist. Darüber hinaus wird jede aufeinanderfolgende Abwärtsabtastungsstufe 99 von der Taktschaltung 83 angesteuert, so daß sie mit einer Takt- oder Abtastrate arbeitet, die N mal niedriger ist als die vorherige Abwärtsabtastungsstufe. Somit arbeitet in der bevorzugten Ausgestaltung, wo N = 2 ist, jede folgende Abwärtsabtastungsstufe mit der Hälfte der Rate der vorherigen Abwärtsabtastungsstufe. Auf diese Weise wird das zeitdiskrete Signal aufeinanderfolgend frequenzmäßig abwärtskonvertiert. Außerdem wird das gewünschte Signal nacheinander verstärkt und gefiltert, um ihn von den anderen Kanälen zu trennen, die ursprünglich in dem bandbegrenzten HF-Signal vorlagen.
Das Verhältnis von Signalfrequenz zu Abtastrate ist kritisch für die Konstruktion der Anti-Rückfaltungsfilter in den Abwärtsabtastungsstufen. Um eine Anti- Rückfaltungsfilterung in der zeitdiskreten Domäne durchzuführen, muß gewährleistet werden, daß der gewünschte Kanal und Rückfaltungsstörsignale so weit wie möglich frequenzmäßig getrennt werden. Dies ermöglicht eine ausreichende Trennung zwischen Stoppband und Paßband, so daß ein Filter niedrigerer Ordnung leicht konstruiert werden kann. Außerdem muß, da viele Abwärtsabtastungsstufen verwendet werden, gewährleistet werden, daß die Trennung zwischen Stoppband und Paßband auch nach vielen Stufen noch sinnvoll ist. Da die Bandbreite des gewünschten Kanals zu einem signifikanten Anteil der Abtastrate wird, reicht ein Filter niedrigerer Ordnung nicht mehr für eine Anti-Rückfaltungsfilterung aus, da zur ordnungsgemäßen Verhinderung einer Rückfaltungsbildung das Stoppband breiter sein muß als das Band des gewünschten Kanals. An dieser Stelle wird jedoch das Signal frequenzmäßig ausreichend weit abwärtsversetzt, damit eine digitale Verarbeitung praktisch wird.
Fig. 10 zeigt eine Frequenzdarstellung der Auswirkungen einer 2 : 1 Abwärtsabtastung. Die obere Frequenzachse zeigt den Signalfrequenzort von zeitdiskreten Signalen unmittelbar vor der Abtastung durch einen 2 : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandler. Die Signalfrequenzen werden auf die Abtastrate des 2 : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandlers normalisiert. Die untere Frequenzachse zeigt das Frequenzspektrum unmittelbar nach der Abwärtsabtastung, normalisiert auf die Abtastrate des nächsten 2 : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandlers. Die Pfeile zeigen die Darstellung einer normalisierten Frequenz infolge der Abwärtsabtastung an. Für jeden Frequenzwert erfolgt eine Rückfaltung genau auf einen anderen Frequenzwert, der symmetrisch um den Punkt f = 0.5 zentriert ist.
Für die bevorzugte Ausgestaltung, in der N = 2 ist, gibt es zwei spezielle Orte für die Kanalfrequenz: eine normalisierte Frequenz von 4/5 und eine normalisierte Frequenz von 2/3. Für die Kanalfrequenz, die sich an einer normalisierten Frequenz von 4/5 befindet, befindet sich die Komponente, die sich auf den Kanal zurückfaltet, bei einer Frequenz von 1/5. Nach einer 2 : 1 Abwärtsabtastung bewegt sich das Signal auf eine Frequenz von 2/5, und die Rückfaltungsfrequenz für die nächste Stufe der Abwärtsabtastung befindet sich bei 3/5. Nach einer weiteren Abwärtsabtastungsstufe geht der gewünschte Kanal zurück zu einer normalisierten Frequenz von 4/5, und der Zyklus kann so lange fortgesetzt werden, bis die Signalbandbreite den Bereich 3/10 bis 1/2 (0,3 bis 0,5) erreicht. An dieser Stelle wird es unmöglich, die Rückfaltungskomponenten in der nächsten Abwärtsabtastungsstufe mit einem zeitdiskreten Filter zu beseitigen. Die Verwendung der normalisierten Frequenz von 4/5 erfordert daher die abwechselnde Verwendung zweier unterschiedlicher zeitdiskreter Anti-Rückfaltungsfilterkonstruktionen.
Für den Fall, bei dem sich der gewünschte Kanal bei einer normalisierten Frequenz von 2/3 befindet, befindet sich die Rückfaltungsfrequenz bei einer Frequenz von 1/3. Nach einer 2 : 1 Abwärtsabtastung bleibt der gewünschte Kanal bei einer normalisierten Frequenz von 2/3 in bezug auf die Abtastrate der nächsten Abwärtsabtastungsstufe. Somit verändert der gewünschte Kanal niemals den Ort relativ zur Abtastfrequenz. Dies ist ein besonders vorteilhaftes Ergebnis, weil Anti- Rückfaltungsfilter mit ähnlichem Verhalten in allen Abwärtsabtastungsstufen verwendet werden können. Diese Abwärtsabtastung kann so lange fortgesetzt werden, bis die Kanalbandbreite den Bereich 1/2 bis 5/6 (0,5 bis 0,833) umspannt, wonach es unmöglich wird, eine Anti-Rückfaltungsfüterung in der zeitdiskreten Domäne durchzuführen. Aus diesen Gründen benutzt die bevorzugte Ausgestaltung diesen Wert von 2/3 für den Ort des gewünschten Kanals in der normalisierten Frequenz. Demzufolge wählt die bevorzugte Ausgestaltung fi = 2/3 (fs/2) = fs/3. In anderen Ausgestaltungen ist es möglicherweise wünschenswert, diese Anforderung etwas herabzusetzen, um beispielsweise fs/4 < fi < fs/2 zu erhalten.
Wieder bezugnehmend auf Fig. 4, nachdem der gewünschte Kanal durch alle Abwärtsabtastungsstufen 99 gegangen ist (Fig. 5), erscheint er am Ausgang des zeitdiskreten Signalverarbeitungsblocks 85 als niederfrequentes zeitdiskretes Signal mit Frequenz fk und wird durch den Knoten 86 an den Eingang des ADC 87 angelegt. Der ADC 87 tastet das Signal mit einer Konvertierungsrate ab und digitalisiert es, die durch die Taktschaltung 83 bestimmt wird. In der bevorzugten Ausgestaltung ist diese Taktrate dieselbe wie die Abtastrate des letzten 2 : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandlers im zeitdiskreten Signalverarbeitungsblock 85 und ist daher niedrig genug, damit der ADC 87 keine großen Leistungsmengen aufnimmt. Die digitale Repräsentation des gewünschten Kanals wird jetzt in einen Digitalfilter 91 geleitet, der die letzte Kanalisierungsfilterung des gewünschten Kanals durchführt, bevor das Signal zu einem digitalen Demodulator 93 weitergeleitet wird. Der digitale Demodulator 93 demoduliert den gewünschten Kanal, extrahiert seinen Informationsgehalt auf ein digitales Basisband-Ausgangssignal, das zum Rest des Kommunikationssystems geleitet wird.
Die vorliegende Erfindung wurde anhand einer spezifischen bevorzugten Ausgestaltung beschrieben. Diese soll lediglich die Beschreibung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung erleichtern helfen und ist keinesfalls als deren Umfang begrenzend anzusehen. Die Fachperson wird erkennen, daß viele Änderungen und Modifikationen durchaus an der bevorzugten Ausgestaltung vorgenommen werden können, ohne von den Grundsätzen der Erfindung abzuweichen.
So können die Abtasten-und-Halten-Schaltungen, die zeitdiskreten Anti- Rückfaltungsfilter und die N : 1 zeitdiskreten Abwärtsabtastungswandler anstatt mit Schaltkondensatortechniken mit Schaltstromkreisen oder anderen Techniken aufgebaut werden.
Die Fachperson wird auch die Anwendbarkeit der vorliegenden Erfindung auf HF-Kanäle mit unterschiedlichen Charakteristiken im Vergleich zu denen verstehen, die für die bevorzugte Ausgestaltung gewählt werden. Die vorliegende Erfindung ist anwendbar auf einen großen Bereich von HF-Trägerfrequenzen, der lediglich technologisch begrenzt ist. Auch ist die vorliegende Erfindung anwendbar auf viele andere Kanalzuweisungsbandkonfigurationen, die jede beliebige Zahl von Kanälen enthalten, jeweils mit willkürlicher Bandbreite. Das Verfahren kann jedoch mit jedem Modulationstyp verwendet werden, einschließlich z. B. AM, FM, Phasenmodulation und digitale Modulationsformen wie Quadratur-Amplitudenmodulation, Phasenumtastung, gaußsche Mindestumtastung und Frequenzumtastung. Außerdem wird die Fachperson die Optionen erkennen, die bei der Wahl der Abtastfrequenz, der Wahl des Abtastkonvertierungsverhältnisses, der fakultativen Verwendung des LNA 77, den Kompromissen im Hinblick auf die Frequenzgangkennlinien zwischen analogem Bandpaß-HF-Filter 75 und HF-Rauschfilter 79, sowie im Hinblick auf die Auswahl der Zahl der Abwärtsabtastungsstufen zur Verfügung stehen. Diese und andere Modifikationen, die für die Fachperson offensichtlich sind, sind als in den Umfang der vorliegenden Erfindung fallend anzusehen.

Claims

1. Verfahren zum Filtern und Frequenzumsetzen eines HF-Signals, das einen HF- Kanal mit Trägerfrequenz fc enthält, um ein niederfrequentes Nicht-Null-Frequenz- Signal zu erzeugen, das einen abwärtskonvertierten Kanal mit Frequenz fk > 0 enthält, wobei das Verfahren folgendes umfaßt:

Filtern des HF-Signals, um ein bandbegrenztes Signal mit Bandbreite W zu erzeugen, wobei das bandbegrenzte Signal ein Kanalzuweisungsband mit Bandbreite B enthält, wobei das Kanalzuweisungsband den HF-Kanal enthält;

Frequenzabwärtskonvertierung des bandbegrenzten Signals, um das niederfrequente Nicht-Null-Frequenz-Signal zu erzeugen, das den abwärtskonvertierten Kanal mit Frequenz fk > 0 enthält;

dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzabwärtskonvertierung folgendes umfaßt:

(a) zeitdiskrete Abtastung des bandbegrenzten Signals mit einer Abtastfrequenz fs, um ein Bildsignal zu erzeugen, das einen Bildkanal mit Frequenz fi enthält, wobei fi < fs < fc ist, und wobei das Bildsignal ein analoges zeitdiskretes Signal ist; und

(b) zeitdiskrete Abwärtskonvertierung und Abwärtsabtastung des Bildsignals mit Unterabtastung, um das niederfrequente Nicht-Null-Frequenz-Signal zu erzeugen, das den abwärtskonvertierten Kanal mit Frequenz fk > 0 ergibt, wobei das niederfrequente Signal ein analoges zeitdiskretes Signal ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem

fi = mfk für eine rationale Zahl m,

fs - 2fi > (W + B)/2, und

fi = nfs ± fc für eine ganze Zahl n, die fi minimiert.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem fs/4 < fi < fs/2 ist.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-3, bei dem der zeitdiskrete Abwärtskonvertierungs- und Abwärtsabtastungsschritt folgendes umfaßt:

zeitdiskrete Notch- oder Bandpaßfilterung des Bildsignals, um eine störende Rückfaltungsbildung zu verhindern; und

Abwärtsabtastung des Bildsignals, um das Bildsignal frequenzmäßig und im Hinblick auf die Abtastrate abwärts zu versetzen.

5. Funkempfänger, der folgendes umfaßt:

ein Filterungsmittel (75) zum Filtern eines HF-Signals, das einen HF-Kanal der Trägerfrequenz fc in einem Kanalzuweisungsband mit Bandbreite B enthält, wobei die Filterung ein bandbegrenztes Signal mit einer Bandbreite W ergibt, die das Kanalzuweisungsband enthält;

ein Frequenzabwärtskonvertierungsmittel zum Konvertieren des bandbegrenzten Signals, so daß ein niederfrequentes Nicht-Null-Frequenz-Signal erhalten wird, das ein abwärtskonvertierten Kanal mit Frequenz fk enthält;

ein Kanalauswahlfilterungsmittel (91) zum Beseitigen benachbarter Kanalstörungen vom niederfrequenten Signal, um den abwärtskonvertierten Kanal zu isolieren; und

ein Demodulationsmittel (93) zum Demodulieren des abwärtskonvertierten Kanals, um ein Basisbandsignal zu erzeugen;

dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzabwärtskonvertierungsmittel folgendes umfaßt:

(a) ein zeitdiskretes Abtastungsmittel (81) zum Abtasten des bandbegrenzten Signals mit einer Abtastfrequenz fs, um ein Bildsignal zu erzeugen, das einen Bildkanal mit Frequenz fi enthält, wobei fi < fs < fc ist, und wobei das Bildsignal ein analoges zeitdiskretes Signal ist; und

(b) ein zeitdiskretes Abwärtskonvertierungsmittel (85) zum Abwärtskonvertieren und Abwärtsabtasten des Bildsignals mit Unterabtastung, um das niederfrequente Signal zu erzeugen, das den abwärtskonvertierten Kanal mit Frequenz fk enthält, wobei 0 < fk, < fi ist, und wobei das niederfrequente Signal ein analoges zeitdiskretes Signal ist.

6. Funkempfänger nach Anspruch 5, wobei gilt:

fi = mfk für eine rationale Zahl m,

fs - 2fi > (W + B)/2, und

fi = nfs ± fc für eine ganze Zahl n, die fi minimiert.

7. Funkempfänger nach Anspruch 5, bei dem

fs/4 < fi < fs/2 ist.

8. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 5-7, bei dem das Abwärtskonvertierungsmittel folgendes umfaßt:

ein zeitdiskretes Notch- oder Bandpaßfilterungsmittel (95.1) für die Anti- Rückfaltungsfilterung des Bildsignals; und

ein Abwärtsabtastungsmittel (97.1), um das Bildsignal frequenzmäßig und im Hinblick auf die Abtastrate abwärts zu versetzen.

9. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 5-8, ferner umfassend ein Digitalisierungsmittel (ADC97) zum Digitalisieren des niederfrequenten Signals, das den abwärtskonvertierten Kanal enthält.