DE69510776T2

DE69510776T2 - Kerr-effekt-fehlerverminderung für faseroptischen kreisel

Info

Publication number: DE69510776T2
Application number: DE69510776T
Authority: DE
Inventors: Glen Sanders; Lee Strandjord
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1994-03-10
Filing date: 1995-03-10
Publication date: 2000-02-10
Anticipated expiration: 2015-03-11
Also published as: EP0749564B1; JPH09505148A; WO1995024611A1; EP0749564A1; CA2184496C; CA2184496A1; DE69510776D1; US5465149A; JP2863009B2

Description

Bezug genommen wird hiermit auf das US-Patent 5.349.441, das auf Honeywell Inc. übertragen ist und den Titel aufweist "Fiber Optic Gyroscope Refractive Index Induced Error Compensation".

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf faseroptische Kreisel, die für die Rotationserfassung verwendet werden und insbesondere auf faseroptische Resonator-Kreisel.
Faseroptische Kreisel sind eine attraktive Einrichtung, mit der die Drehung erfaßt werden kann. Sie können recht klein hergestellt werden und trotzdem aufgebaut sein, um einem beträchtlichen mechanischen Schock, einer Temperaturänderung und anderen Umgebungsextremen zu widerstehen. Bei Abwesenheit von beweglichen Teilen können sie nahezu wartungsfrei sein, und sie besitzen die Möglichkeit, ökonomisch in den Kosten hergestellt zu werden. Sie können ebenfalls auf geringe Drehgeschwindigkeiten empfindlich sein, was bei anderen Arten von optischen Kreiseln ein Problem sein kann.
Es gibt verschiedene Formen von optischen intertialen Rotationssensoren, die den wohlbekannten Sagnac-Effekt verwenden, um eine Drehung um eine zugehörige Achse festzustellen. Diese umfassen aktive optische Kreisel, die das Verstärkungsmedium in einem optischen Hohlraum aufweisen, wie beispielsweise den Ringlaserkreisel und passive optische Kreisel ohne irgendein Verstärkungsmedium in der primären optischen Wegstrecke, wie zum Beispiel der interferometrische faseroptische Kreisel und der faseroptische Ringresonator- Kreisel. Die Vermeidung des aktiven Mediums in der primären optischen Wegstrecke in dem Kreisel eliminiert einige Probleme, die bei aktiven Kreiseln angetroffen werden, wie beispielsweise die Verriegelung bei geringer Drehgeschwindigkeit, die Biasdrift und einige Ursachen der Skalenfaktor- Veränderung.
Interferometrische faseroptische Kreisel verwenden typischerweise eine optische Faser mit einem einzigen räumlichen Schwingungsmodus und mit einer wesentlichen Länge, die durch eine Spule gebildet wird, wobei diese wesentliche Länge der optischen Faser relativ teuer ist. Faseroptische Resonator-Kreisel sind andererseits mit relativ wenigen Wicklungen einer optischen Faser mit einfachem räumlichen Schwingungsmodus aufgebaut, wodurch sie ökonomischer als interferometrische faseroptische Kreisel sind. Ein faseroptischer Resonator-Kreisel besitzt typischerweise in seiner Spule eine optische Faser von drei bis fünfzig Metern gegenüber 100 bis 2.000 Metern einer optischen Faser in Spulen, wie sie bei interferometrischen faseroptischen Kreiseln verwendet werden. Zusätzlich scheinen faseroptische Resonator-Kreisel bestimmte Vorteile in der Skalenfaktor- Linearität und dem dynamischen Bereich zu besitzen.
Bei jedem Typ des passiven Kreisels sind diese Spulen Teil einer im wesentlichen geschlossenen optischen Wegstrecke, in welche eine elektromagnetische Welle oder Lichtwelle eingeführt und in ein paar solcher Wellen aufgespalten wird, um in entgegengesetzten Richtungen durch die optische Faserspule fortzuschreiten und letztlich auf einem Photodetektor oder auf Photodetektoren aufzutreffen, wobei ein einziger Photodetektor für beide Wellen in interferometrischen faseroptischen Kreiseln und entsprechende Photodetektoren eines Paares von Photodetektoren in faseroptischen Resonator-Kreiseln verwendet werden. Die Drehung um die Sensorachse des Kernes der gewickelten optischen Faser in jede Richtung liefert eine effektive optische Weglängenerhöhung in einer Drehrichtung und eine effektive optische Weglängenverminderung in der entgegengesetzten Drehrichtung für eine Welle dieses Paares von elektromagnetischen Wellen. Das entgegengesetzte Ergebnis tritt für die verbleibende Welle des Paares von elektromagnetischen Wellen für eine solche Drehung auf. Solche Weglängendifferenzen zwischen dem Paar von elektromagnetischen Wellen führen entsprechende Phasenverschiebungen zwischen jenen Wellen in interferometrischen faseroptischen Kreiseln ein bzw. entsprechende unterschiedliche effektive optische Hohlraum-Weglängen für diese Wellen in einem faseroptischen Resonator-Kreisel.
In diesem letzteren Fall werden ein oder mehrere optische Frequenzschieber verwendet, um wirksam die Frequenz einer entsprechenden Welle eines Paares elektromagnetischer Wellen einzustellen, die in entgegengesetzten Richtungen in der faseroptischen Resonatorspule umlaufen. Dies wird durch einen Frequenzschieber verwirklicht, der die Frequenz einer entsprechenden elektromagnetischen Eingangswelle verschiebt, wodurch die interessierende elektromagnetische Resonatorwelle ansteigt. Infolgedessen können durch Rückführungsanordnungen die Frequenzen einer jeden Welle des Paares von elektromagnetischen Wellen in Resonanz mit der effektiven optischen Weglänge gehalten werden, die diese Welle in der faseroptischen Resonatorspule antrifft. Somit wird irgendein Frequenzunterschied zwischen diesen Wellen zu einem Maß der Drehgeschwindigkeit, die die faseroptische Resonatorspule um die Achse erfährt, um die die Spule angeordnet ist. Bei solchen Resonanzen besitzt jede Welle Teile, die zuvor in die Resonatorspule eingeführt wurden und noch nicht gelöscht sind, und Teile, die momentan in die Resonatorspule mit einer solchen Frequenz eingeführt wurden, daß sie sich alle in Phase miteinander befinden, so daß sie additiv kombiniert werden, um einen Spitzenwert in der Intensität dieser Welle in dem Resonator über einen lokalen Frequenzbereich vorzugeben.
Die Frequenzdifferenz zwischen den Wellen des Paares von entgegengesetzten elektromagnetischen Wellen soll in einem faseroptischen Resonanz-Kreisel konstant sein, wenn sich die Rotationszustände um die Achse der optischen Resonator-Faserspule nicht verändern, wodurch gefordert wird, daß stabile Resonanzzustände in diesem Resonator in jenen Fällen auftreten. Ferner gibt es verschiedene Vorteile bei der Erzielung der Frequenzverschiebung der elektromagnetischen Resonatorwellen durch Betrieb eines oder mehrerer integrierter optischer Phasenmodulatoren für diesen Zweck, durch welchen die entsprechende elektromagnetische Eingangswelle übertragen wird. Diese Vorteile betreffen die Wirtschaftlichkeit, das Packungsvolumen und die Leistung. Die Erzielung einer konstanten Frequenzdifferenz zwischen diesen Wellen des Resonator-Wellenpaares unter Verwendung eines solchen Phasenmodulators erfordert, daß der Phasenmodulator die Phase in der Form einer linearen Rampe verändert, da die Ableitung der Phase bezüglich der Zeit die Frequenz ergibt.
Aufgrund der Unmöglichkeit, daß ein Phasenmodulator eine unendliche Dauer der linearen Rampe bezüglich der Zeit vorgibt, muß eine sich wiederholende lineare Rampe mit periodischer Rückstellung der Phase auf einen Referenzwert verwendet werden. Die sich ergebende Sägezahn-Phasenänderung führt zu einer Serrodyn-Phasenmodulation jener elektromagnetischen Wellen, die durch den Modulator verlaufen.
Verschiedener Stand der Technik kann von Bedeutung sein. Ein internationales Patentdokument WO-A-93114380 offenbart einen passiven faseroptischen Ringresonator-Kreisel mit einem Fehlerreduzierer für die Reduktion von Rotations- Geschwindigkeitsfehlern, die durch Polarisations-Modenkopplung und unterschiedliche Polarisations-Modencharakteristiken hervorgerufen werden, die einer gewickelten optischen Faser zugeordnet sind, die ein Paar von Haupt- Doppelbrechungsachsen in dem Kreisel besitzt, der eine Drehung um eine Symmetrieachse dieser gewickelten optischen Faser erfassen kann, die eine geschlossene optische Wegstrecke bildet.
Ein Artikel mit dem Titel "Method to Reduce the Optical Kerr-Effect-Induced Bias in an Optical Passive Ring-Resonator Gyro" von K. Takiguchi et al., auf den Seiten 203-206 in IEEE Photonics Technology Letters, Nr. 2, Band 4, Februar 1992 offenbart einen passiven faseroptischen Ringresonator-Kreisel, der augenscheinlich einen Weg aufweist, um den Kerr-Effekt zu vermindern, der einen Bias in den Kreisel einführt. Die Lichtwellenintensität in dem Resonator wird durch eine Sinuswelle mit geringer Frequenz moduliert. Der Bias wird erhalten durch synchrone Feststellung mit der Modulationsfrequenz und wird in eine Lichtwellenintensität in der Resonatorspule zurückgeführt, um den Bias zu null zu machen.
Es sei das bekannte faseroptische Resonator-Kreiselsystem von Fig. 1 betrachtet. Ein optischer Hohlraumresonator 10, der durch eine kontinuierliche Wegstrecke einer optischen Faser gebildet wird, ist mit einem Eingangs- Richtungskoppler 11 und einem Ausgangs-Richtungskoppler 12 versehen. Der Resonator 10 ist durch eine optische Faser mit einem einzigen räumlichen Schwingungsmodus gebildet, die zwei Polarisations-Eigenzustände besitzt. Die Vermeidung unterschiedlicher optischer Weglängen für die elektromagnetischen Wellen in jedem Zustand erfolgt durch sorgfältiges Mischen der polarisierten Wellen in jedem Zustand oder alternativ dadurch, daß nur ein Polarisations- Eigenzustand durch die Verwendung eines Polarisators in der Existenz gestattet wird. Im ersten Fall wird ein solches Mischen erzielt durch Herstellung der Resonatorspulen, wobei zwei Enden einer solchen Faser mit einer Länge von drei bis fünfzig Metern miteinander verspleißt werden, so daß die Doppelbrechungs- Hauptachsen der Faser in Bezug aufeinander um 90º auf gegenüberliegenden Seiten der Spleißstelle 13 gedreht sind. Alternativ kann anstelle einer Spleißung der Block 13 einen Polarisator darstellen. Die Resonatorfaser ist durch einen Verlustkoeffizienten a gekennzeichnet und, wenn eine Spleißung verwendet wird, durch eine mittlere Fortpflanzungskonstante β&sub0; für die Haupt- Doppelbrechungsachsen unter der Annahme einer idealen Spleißung von 90º.
Wenn ein Polarisator verwendet wird, so wird die Fortpflanzungskonstante diejenige der optischen Wegstrecke des erlaubten Eigenzustandes der elektromagnetischen Wellen sein, der die Übertragungsachse des Polarisators umfaßt unter der Annahme, daß ein hinreichend großes Auslöschungsverhältnis seine Blockierachse kennzeichnet.
Der Richtungskoppler 11 wird hergestellt durch geeignetes Verschmelzen einer optischen Eingangsfaser 14 mit der optischen Faser in dem Resonator 10, wobei die Fasern abgeschrägt sind, wenn sie in den verschmolzenen Teil auf jeder Seite dieses Teiles verlaufen. Der Richtungskoppler 11 liefert eine Phasenverschiebung von π/2 zwischen einer elektromagnetischen Eingangswelle und der sich ergebenden elektromagnetischen Welle an dem Resonatorausgang, wobei die Ausgangswelle ferner in bezug auf die elektromagnetische Eingangswelle durch einen Koppler-Kopplungskoeffizienten k&sub1; und einen Koppler- Verlustkoeffizienten γ&sub1; gekennzeichnet ist. Der Richtungskoppler 11 besitzt um sich eine geeignete Verpackungsanordnung.
Der Richtungskoppler 12 ist allgemein in der gleichen Weise wie der Richtungskoppler 11 aufgebaut, wobei aber hier eine optische Ausgangsfaser 15 mit der optischen Faser des Resonators 10 verschmolzen ist. Der Richtungskoppler 12 ist gekennzeichnet durch einen Koppler- Kopplungskoeffizienten k&sub2; und einen Koppler-Verlustkoeffizienten γ&sub2;.
Die entgegengesetzten Enden der optischen Eingangsfaser 14 sind jeweils mit einem integrierten Optikchip 16 verbunden, der aus Lithium-Niobat (LiNbO&sub3;) als Grundmaterial gebildet ist. Diese Enden der Faser 14 sind geeignet mit integrierten optischen Wellenleitern 17 und 18 gekoppelt, die in dem Grundmaterial des integrierten Optikchips 16 gebildet sind. Die Beziehung zwischen den Enden der optischen Eingangsfaser 14 und den Enden der integrierten Wellenleiter 17 und 18 sind dergestalt, daß elektromagnetische Wellen wirksam dazwischen ohne ungebührliche Verluste weitergereicht werden können. Der integrierte Wellenleiter 17 ist zwischen einem Paar von Metallplatten vorgesehen, die auf dem Grundmaterial des integrierten Optikchips 16 gebildet sind, um einen Phasenmodulator 19 vorzugeben. In gleicher Weise ist der integrierte Wellenleiter 18 zwischen einem anderen Paar von Metallplatten gebildet, die auf dem Grundmaterial angeordnet sind, um zu einem weiteren Phasenmodulator 20 in dem integrierten Optikchip 16 zu führen. Die integrierten Wellenleiter 17 und 18 sind miteinander zu einem einzigen integrierten Wellenleiter 21 vermischt, um hierdurch einen "Y-Koppler" in dem integrierten Optikchip 16 vorzugeben.
Ein Laser 22 ist mit dem integrierten Wellenleiter 21 in einer geeigneten Weise gekoppelt, so daß Licht wirksam von dem Laser 22 zu dem integrierten Wellenleiter 21 übertragen werden kann. Der Laser 22 ist typischerweise ein Festkörper-Laser, der elektromagnetische Strahlung mit einer Wellenlänge von 1,3 um und mit einer Spektrallinienbreite von einem bis einigen hundert kHz emittiert. Die Wellenlänge, bei der der Laser 22 arbeitet, bzw. die Frequenz f&sub0; desselben kann durch Signale an einem Eingang desselben eingestellt werden. Eine typische Weise zur Vorgabe einer solchen Einstellung liegt in der Steuerung der Temperatur oder des Stromes durch den Festkörper-Laser oder in dem "Pumpen" der lichtemittierenden Halbleiter-Diode für den Festkörper-Laser, welcher im letzteren Fall ein Nd:Yag-Laser sein kann. Wenn die Diode den emittierenden Laser bildet, so kann der Lasertyp ein Laser mit externem Hohlraum, ein verteilter Rückkopplungslaser oder ein anderer Laser geeigneter Art sein.
Somit wird die elektromagnetische Strahlung, die durch den Laser 22 mit einer variablen Frequenz f&sub0; emittiert wird, in den integrierten Wellenleiter 21 eingekoppelt und von dort in zwei Teile aufgespalten, um ein Paar elektromagnetischer Wellen zu bilden, die in der optischen Eingangsstrecke in zueinander entgegengesetzten Richtungen wandern. Das heißt, der elektromagnetische Wellenteil, der durch den integrierten Wellenleiter 17 übertragen wird, schreitet durch diesen und hinter den Phasenmodulator 19 in die optische Eingangsfaser 14 fort und wird über den Eingangs-Richtungskoppler 11 mit einem Bruchteil k&sub1; kontinuierlich in den Resonator 10 eingekoppelt, um diesen wiederholt in einer ersten Richtung im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen, wobei ein fortgesetzter bruchteiliger Verlust dieser Welle von γ&sub1; in dem Koppler 11 in der zuvor aufgezeigten Weise auftritt. Der verbleibende Teil dieser Welle, der weder in den Resonator 10 eintritt, noch in dem Koppler 11 verlorengeht, wandert in der optischen Eingangsfaser 14 in den integrierten optischen Wellenleiter 18 fort und verläuft durch den Phasenmodulator 20 und schließlich durch den integrierten Wellenleiter 21 zurück zu dem Laser 22. Gewöhnlicherweise enthält der Laser 22 einen Isolator, um zurückkehrende Wellen daran zu hindern, den Laserteil zu erreichen, so daß seine Eigenschaften durch diese zurückkehrenden Wellen unbeeinflußt bleiben.
In gleicher Weise verläuft der elektromagnetische Wellenteil von dem Laser 22, der in den integrierten Wellenleiter 21 eintritt und in dem integrierten Wellenleiter 18 seinen Beginn hat durch den Phasenmodulator 20 in die optische Eingangsfaser 14 und in den Eingangs-Richtungskoppler 11, wobei ein Bruchteil k&sub1; derselben kontinuierlich in den Resonator 10 eingekoppelt wird, begleitet von einem fortgesetzten bruchteiligen Verlust von γ&sub1;, um wiederholt den Resonator 10 in einer entgegengesetzten Richtung (im Uhrzeigersinn) gegenüber dem ersten in den Resonator 10 eingekoppelten Teil zu durchlaufen. Der verbleibende Teil, der nicht in den Resonator 10 eingekoppelt wird und nicht in dem Richtungskoppler 11 verlorengeht, verläuft durch die optische Eingangsfaser 14 in den integrierten Wellenleiter 17 und durch den Phasenmodulator 19, um erneut in entgegengesetzter Richtung den integrierten Wellenleiter 21 bei seiner Rückkehr zu dem Laser 22 zu durchwandern.
Das Paar von in entgegengesetzter Richtung wandernden elektromagnetischen Wellen in dem Resonator 10, eine Welle im Uhrzeigersinn und eine Welle im Gegenuhrzeigersinn, wird jeweils mit einem Bruchteil k&sub2; fortgesetzt in die optische Ausgangsfaser 15 eingekoppelt, wobei ein Bruchteil γ&sub2; jeweils fortgesetzt in dem Koppler 12 verlorengeht. Die Welle im Gegenuhrzeigersinn wird durch den Koppler 12 und die Faser 15 zu einem entsprechenden Photodetektor 23 übertragen und die Welle im Uhrzeigersinn wird durch sie zu einem entsprechenden Photodetektor 24 übertragen, wobei diese Photodetektoren an entgegengesetzten Enden der optischen Ausgangsfaser 15 positioniert sind. Die Photodetektoren 23 und 24 sind typischerweise p-i-n-Photodioden, wobei jede von ihnen an ein entsprechendes Paar von Vorspann- und Verstärkungsschaltkreise 25 und 26 angeschlossen ist.
Die Frequenz der durch den Laser 22 emittierten elektromagnetischen Strahlung besitzt, nachdem sie aus ihrer kombinierten Form in dem integrierten Wellenleiter 21 in getrennte Teile in den integrierten Wellenleitern 17 und 18 aufgespalten ist, einen sich ergebenden Teil der gegenüber der Frequenz f&sub0; zu einer entsprechenden Resonanzfrequenz verschoben ist, was durch die an den Phasenmodulator 19 angelegte Serrodyn-Signalform geschieht. Der Teil der elektromagnetischen Welle, der in den integrierten Wellenleiter 17 aufgeteilt wird, ist gegen die Frequenz f&sub0; auf die Frequenz f&sub0;+f&sub1; durch den Phasenmodulator 19 verschoben, und diese in der Frequenz verschobene elektromagnetische Welle wird sodann durch den Eingangs-Richtungskoppler 11 in den Resonator 10 als die elektromagnetische Welle im Gegenuhrzeigersinn eingekoppelt. Der Teil der elektromagnetischen Welle, der in den integrierten Wellenleiter 18 von dem integrierten Wellenleiter 21 gerichtet wird, ist jedoch nicht in der Frequenz in dem System von Fig. 1 verschoben, obgleich die Frequenz alternativ ähnlich von f&sub0; zu f&sub0;+f&sub2; durch den Phasenmodulator 20 bei der Bildung der Welle im Uhrzeigersinn in der Spule 19 verschoben sein könnte. Diese Anordnung würde die unmittelbare Messung von Differenzen in den Frequenzen zwischen zwei Serrodyn-Generatoren gestatten, die in einer solchen Anordnung verwendet werden, um ein System-Ausgangssignal anstelle des absoluten Frequenzwertes eines einzigen Generators zu erhalten, was in einigen Fällen passender sein kann. Das Verschieben der Frequenz der Welle in dem integrierten Wellenleiter wird durch eine Serrodyn-Signalform hervorgerufen, die wie oben angezeigt, an den Phasenmodulator 19 angelegt wird, wobei die Serrodyn-Signalform für den Phasenmodulator 19 von einem gesteuerten Serrodyn-Generator 27 geliefert wird. Eine ähnliche Serrodyn-Signalform wird an den Modulator 20 durch einen Serrodyn-Generator mit fester Frequenz angelegt, wenn die Welle in dem Wellenleiter 18 ebenfalls in der Frequenz verschoben werden soll.
Somit liefert der gesteuerte Serrodyn-Generator 27 ein Ausgangssignal mit Sägezahn-Wellenform und einer sich wiederholenden linearen Rampe mit variabler Frequenz f&sub1;, wobei die Frequenz f&sub1; dieser Sägezahn-Wellenform durch einen Eingang gesteuert wird, der auf der oberen Seite des Generators 27 in Fig. 1 gezeigt ist. Die sich wiederholende lineare Rampenfrequenz einer Sägezahn-Wellenform von einem anderen Serrodyn-Generator, wenn dieser als Teil der Steuerung des Modulators 20 gewählt wird, wäre, wie zuvor angegeben, fest und würde auf einem konstanten Wert f&sub2; gehalten.
Strukturelle Einzelheiten des gesteuerten Serrodyn-Generators 27 sind innerhalb des Kastens in gestrichelten Linien gezeigt, die den Generator in Fig. 1 als drei getrennte Blöcke wiedergeben. Den Frequenz-Steuereingang des Generators 27 bildet der Eingang eines Spannungs/Frequenz-Wandlers 27'. Die Frequenz des Ausgangssignales des Wandlers 27', die proportional zu der Spannung an seinem Eingang ist, gibt die Rate der Zählstandsansammlung in einem Zähler 27" vor, an den der Ausgang des Wandlers 27' angeschlossen ist. Der Ausgangs- Gesamtzählstand des Zählers 27" wird einem Digital/Analog-Wandler 27''' vorgegeben, um eine "Treppenstufen"-Wellenform für die Annäherung der linearen "Rampen" zu bilden, die in einer echten Serrodyn-Wellenform auftreten.
Die elektromagnetische Welle im Uhrzeigersinn im Resonator 10 und die elektromagnetische Welle im Gegenuhrzeigersinn im Resonator 10 müssen mit ihren Frequenzen immer gegen Werte gesteuert werden, die diese Wellen zur Resonanz im Resonator 10 für die wirksame optische Weglänge veranlassen. Dies umfaßt die Weglängenveränderung, die sich aus irgendeiner Drehung des Resonators 10 um seine Symmetrieachse ergibt, welche im wesentlichen senkrecht zu der Ebene der Schleife liegt, die diesen optischen Resonator bildet. Da die Frequenz der Serrodyn-Signalform des gesteuerten Serrodyn-Generators 27 extern gesteuert wird, kann der Frequenzwert auf einen Wert eingestellt werden, so daß sich die entsprechende Welle im Gegenuhrzeigersinn im Resonator 10 in Resonanz mit ihrer wirksamen Weglänge befindet, wobei dies zumindest im Fall des eingeschwungenen Zustandes der Fall ist. Es kann natürlich Übergangseffekte geben, die in Fällen von hinreichend schnellen Änderungen der Drehgeschwindigkeiten des Resonators 10 keine Resonanz ergeben.
Andererseits erfordert die Abwesenheit einer Sägezahn-Wellenform eines anderen Serrodyn-Generators um Teil der Steuerung des in Fig. 1 gezeigten Modulators 20 zu bilden, oder die Verwendung einer konstanten Frequenz für die Sägezahn-Wellenform eines anderen alternativ gewählten Serrodyn-Generators, um einen Teil der Steuerung des Modulators 20 zu bilden, daß die elektromagnetische Welle im Uhrzeigersinn im Resonator 10 durch andere Mittel eingestellt wird. Die in Fig. 1 gewählten Mittel liegen in der Einstellung des Frequenzwertes des Lichtes im Laser 22. Somit kann die Einstellung des Wertes der Frequenz f&sub1; der Sägezahn-Wellenform des gesteuerten Serrodyn-Generators 27 unabhängig von der Einstellung der Frequenz f&sub0; des Lasers 22 verwirklicht werden, so daß in Fällen des eingeschwungenen Zustandes sowohl die elektromagnetische Welle im Gegenuhrzeigersinn als auch die elektromagnetische Welle im Uhrzeigersinn im Resonator 10 sich in Resonanz befinden können, trotzdem jede Welle eine unterschiedliche effektive optische Weglängenstrecke darin antrifft.
Die Einstellung der Frequenz der elektromagnetischen Wellen im Gegenuhrzeigersinn und im Uhrzeigersinn, die in entgegengesetzten Richtungen im Resonator 10 wandern, bedeutet die Einstellung der Frequenz jeder dieser Wellen so, daß sie in der Mitte eines der Spitzenwerte in den entsprechenden Intensitätsspektren für den Resonator 10 arbeiten, die durch solche Wellen angetroffen werden. Die Beibehaltung der Frequenz der Wellen im Gegenuhrzeigersinn und im Uhrzeigersinn in der Mitte eines entsprechenden Resonanz-Spitzenwertes eines entsprechenden Resonator-Intensitätsspektrums wird zu einer schwierigen Angelegenheit, wenn dieser Spitzenwert direkt geschätzt werden muß, ohne irgendeinen zusätzlichen Hinweis vorzugeben, wo sich die Mitte des Resonanz-Spitzenwertes tatsächlich gerade befindet. Daher führt das System von Fig. 1 eine Bias-Modulation in bezug auf jede der Wellen im Gegenuhrzeigersinn und im Uhrzeigersinn in dem Resonator 10 durch Phasenmodulatoren 19 und 20 entsprechend ein. Solch eine Bias-Modulation einer jeden dieser Wellen wird in einer entsprechenden Rückkopplungsschleife verwendet, um eine Schleifen-Diskriminantencharakteristik vorzugeben, gefolgt von einem Signal, auf das durch diese Schleife eingewirkt wird, um die Frequenz f&sub0; und f&sub1; in der erforderlichen Weise einzustellen und die Resonanz der Wellen im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn entsprechend aufrecht zu erhalten.
Ein Bias-Modulationsgenerator 28 liefert ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz fm, um direkt den Modulator 20 zu steuern. In gleicher Weise liefert ein weiterer Bias-Modulationsgenerator 29 eine sinusförmige Wellenform mit einer Frequenz fn, welche der Sägezahn-Wellenform mit der Frequenz f&sub1; hinzugefügt wird, die durch den Serrodyn-Generator 27 geliefert wird. Die Frequenzen fm und fn unterscheiden sich voneinander, um die Einflüsse der elektromagnetischen Wellen-Rückstreuung in der optischen Faser des Resonators 10 zu reduzieren. Das durch den Bias-Modulationsgenerator 28 gelieferte sinusförmige Signal wird einem Knoten 30 zugeführt. Die Addition des sinusförmigen Signales, das durch den Bias-Modulationsgenerator 29 geliefert wird, zu der Sägezahn-Wellenform, die durch den Serrodyn-Generator 27 geliefert wird, wird in einem Summierer 31 verwirklicht.
Die sinusförmige Wellenform, die am Knoten 30 vorgegeben wird, wird in einem Leistungsverstärker 32 verstärkt, welcher verwendet wird, um eine hinreichende Spannung für den Betrieb des Phasenmodulators 20 vorzugeben. In gleicher Weise wird das kombinierte Ausgangssignal, das durch den Summierer 31 vorgegeben wird, dem Eingang eines weiteren Leistungsverstärkers 33 vorgegeben, der verwendet wird, um eine hinreichende Spannung für den Betrieb des Phasenmodulators 20 vorzugeben.
Bei dieser Anordnung wird die elektromagnetische Eingangswelle des Resonators 10 von dem integrierten Wellenleiter 17 eine momentane elektrische Feldfrequenz aufweisen von:
f&sub0;+f&sub1;-fnΔφnsinωnt
wobei Δφn die Amplitude der Bias-Modulations-Phasenänderung bei der Frequenz fn ist. Der Teil der elektromagnetischen Welle, die den Photodetektor 23 über den Resonator 10 erreicht, ist nicht nur in der Frequenz auf einen Wert von f&sub0;+f&sub1; verschoben, sondern ebenfalls effektiv mit fn frequenzmoduliert. In Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Resonanzfrequenz und f&sub0;+f&sub1; besitzt somit die Intensität an dem Photodetektor Veränderungen, die darin mit ganzzahligen Vielfachen von fn auftreten (obgleich die Grundschwingung und die ungeraden Harmonischen derselben nicht mit genauer Resonanz auftreten). Diese letzteren Komponenten besitzen Amplitudenfaktoren bezogen auf die Abweichung, die auftritt in der Summe von (a) der Phasenverschiebung, die aus der Fortpflanzungskonstanten multipliziert mit der Weglänge in Gegenuhrzeigerrichtung im Resonator 10 resultiert plus (b) den Phasenverschiebungen aufgrund der Rotation und anderer Quellen gegenüber einem Wert, der einem ganzzahligen Vielfachen von 2π entspricht, einem Zustand, der für die Resonanz entlang der effektiven optischen Weglänge in dieser Richtung erforderlich ist.
Die elektromagnetische Welle in dem integrierten Wellenleiter 18 auf dem Weg zum Resonator 10 besitzt eine momentane Frequenz von:
f&sub0;-fmΔφmsinωmt
wobei Δφm die Amplitude der Bias-Modulations-Phasenänderung bei der Frequenz fm ist. Der Bruchteil davon, der den Photodetektor 24 über den Resonator 10 erreicht, befindet sich in diesem Fall auf einem Frequenzwert von f&sub0; und ist mit fm frequenzmoduliert. Erneut wird die Intensität an dem Photodetektor 24 Veränderungen mit einem ganzzahligen Vielfachen von fm aufweisen, obgleich nicht bei der Grundschwingung und den ungeraden Harmonischen, wenn sich diese Wellen im Uhrzeigersinn auf genauer Resonanz befinden. Diese letzteren Komponenten besitzen ebenfalls Amplitudenfaktoren, bezogen auf die Abweichung der Summe von (a) der Phasenverschiebung, die aus der Fortpflanzungskonstanten multipliziert mit der Weglänge in Uhrzeigerrichtung im Resonator 10 resultiert plus (b) Phasenverschiebungen aufgrund der Rotation und anderer Quellen gegenüber einem Wert, der einem ganzzahligen Vielfachen von 2π entspricht, was erneut ein erforderlicher Zustand für die Resonanz entlang der wirksamen optischen Weglänge in dieser Richtung ist.
Da das Ausgangssignal des Photodetektors 24 eine Frequenzkomponente bei fm besitzt, das heißt ein Maß der Abweichung von der Resonanz im Resonator 10 in Uhrzeigerrichtung, wird das Ausgangssignal des Bias- und Verstärker- Photodetektorschaltkreises 26 einem Filter 34 zugeführt, der Signalteile mit einer Frequenzkomponente fm weiterreichen kann. In gleicher Weise besitzt das Ausgangssignal des Photodetektors 23 eine Frequenzkomponente bei fn, das heißt ein Maß für die Abweichung von der Resonanz in Gegenuhrzeigerrichtung, und es ist ein Filter 35 am Ausgang des Photodetektor-Bias- und Verstärker- Schaltkreises 25 vorgesehen, das Komponenten mit einer Frequenz von fn weiterreichen kann.
Das Ausgangssignal von dem Filter 34 wird sodann einem Phasendetektor 36 an einem Betriebs-Signaleingang vorgegeben. Der Phasendetektor 36 ist ein phasenempfindlicher Detektor, der an einem Demodulations-Signaleingang das Ausgangssignal des Bias-Modulationsgenerators 28 empfängt, welches das sinusförmige Signal mit der Frequenz fm ist. In gleicher Weise wird das Ausgangssignal des Filters 35 einem Betriebs-Signaleingang eines weiteren Phasendetektors 37 vorgegeben, der ebenfalls an einem Demodulationseingang das sinusförmige Ausgangssignal mit der Frequenz fn des Bias- Modulationsgenerators 29 empfängt. Die Ausgangssignale der Phasendetektoren 36 und 37 folgen einer Schleifen-Diskriminantencharakteristik, so daß sie anzeigen, wie weit die entsprechenden Frequenzen im Resonator 10 von der Resonanz entfernt sind.
Die durch den Ausgang der Phasendetektoren 36 und 37 verfolgte Diskriminantencharakteristik verändert das algebraische Vorzeichen für die Frequenzen auf jeder Seite der Resonanzüberhöhung und besitzt eine Größe von null bei der Resonanzspitze bzw. der Resonanzmitte. Tatsächlich wird für hinreichend kleine Werte der Ausgangssignale des Bias-Modulationsgenerators die durch die Ausgangssignale der Phasendetektoren 36 und 37 verfolgte Charakteristik dicht bei der Ableitung bezüglich der Frequenz des Intensitätsspektrums in der Nähe der entsprechenden Resonanzüberhöhung sein. Somit werden durch die Ausgangscharakteristiken, denen die Ausgangssignale der Phasendetektoren 36 und 37 folgen, Signale vorgegeben, die für eine Rückkopplungsschleife gut geeignet sind und verwendet werden können, um Frequenzen einzustellen, um die entsprechenden elektromagnetischen Wellen im Resonator 10 in Resonanz zu halten.
Fehler in der Rückkopplungsschleife sind zu eliminieren, und somit wird das Ausgangssignal des Phasendetektors 36 einem Integrator 38 zugeführt und das Ausgangssignal des Phasendetektors 37 wird einem weiteren Integrator 39 zugeführt. Abweichungen von der Resonanz werden in diesen Integratoren gespeichert, welche sodann in der Schleife verwendet werden, um die Wellen zurück zur Resonanz in dem Resonator 10 zu bringen. Das Ausgangssignal des Integrators 38 wird seinerseits einem Verstärker 40 zugeführt, der verwendet wird, um Signale an den Laser 22 vorzugeben und die Frequenz f&sub0; des Lichtes zu steuern, das durch den Laser 22 emittiert wird, wodurch die Rückkopplungsschleife für die Einstellung dieser Frequenz geschlossen wird. In gleicher Weise wird das Ausgangssignal des Integrators 39 einem Verstärker 41 zugeführt, welcher seinerseits mit seinem Ausgang dem Modulationseingang des gesteuerten Serrodyn-Generators 27 zugeführt wird, wodurch die verbleibende Rückkopplungsschleife für die Einstellung der Serrodyn-Frequenz f&sub1; vervollständigt wird.
Bestimmte Fehler können jedoch aufgrund der Einflüsse der Fortpflanzungscharakteristiken des Resonators 10 auf die elektromagnetischen Wellen, die darin entgegengesetzt fortschreiten, entstehen, welche zu Frequenzdifferenzen führen, die so auftreten, als wären sie durch Rotationen des Resonators 10 um seine Symmetrieachse senkrecht zu der Ebene, in der er angeordnet ist, induziert worden. Eine solche Fehlerquelle ist das nicht lineare Verhalten des optischen Fasermaterials (primär geschmolzenes Silikatglas), in welchem diese elektromagnetischen Wellen fortschreiten, was zu unterschiedlichen Brechungsindizes führt die durch jene Wellen bei der Fortpflanzung durch den Resonator 10 angetroffen werden.
Es wurde gefunden, daß die Struktur des geschmolzenen Silikatglases in der optischen Faser, die in der Resonatorspule 10 verwendet wird, zu einem Anstieg einer nicht linearen Polarisationsdichte führt, die als von dritter Ordnung in dem elektrischen Feld charakterisiert werden kann. Dies bedeutet, daß das Material einen nicht linearen dielektrischen Tensor besitzt und somit einen nicht linearen Brechungsindex, der sich für elektromagnetische Wellen unterscheiden kann, die sich in entgegengesetzten Richtungen durch die Spule fortpflanzen. Somit zeigen die Fortpflanzungs-"Konstanten" für die elektromagnetischen Wellen, die in Uhrzeiger- und Gegenuhrzeigerrichtung in der Spule 10 fortschreiten, einen hinzugefügten nicht linearen Term, der von der Intensität der elektrischen Felder abhängt, die die Wellen durchschreiten, das heißt von dem optischen Kerr-Effekt. Diese zusätzlichen Terme können wie folgt ausgedrückt werden:
wobei ΔβKcw(t,z) die Änderung in der Fortpflanzungs-"Konstanten" für die elektromagnetische Welle im Uhrzeigersinn im Resonator 10 aufgrund dieses Effektes ist und ΔβKccw(t.z) die Änderung in der Fortpflanzungs-"Konstanten" für die im Gegenuhrzeigersinn wandernde elektromagnetische Welle aufgrund des Effektes in Abhängigkeit von der Entfernung ist, die in der Spule 10 durchwandert wird und durch z dargestellt ist. Die Intensität Icw(t,z) ist die Intensität zu einer Zeit t und in einer Position z entlang der Spule 10 der Welle im Uhrzeigersinn und die Intensität Iccw(t,z) ist die gleiche Intensität für die Welle im Gegenuhrzeigersinn, die entlang der Spule 10 wandert. Der Kerr-Koeffizient ist n&sub2; und A repräsentiert eine Querschnittsfläche der Faser, in der die sich fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen konzentriert sind, wobei c die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum ist.
Wie ersichtlich, sind die Werte für diese letzten zwei Ausdrücke unterschiedlich, wenn Icw ungleich Iccw ist, was anzeigt, daß Unterschiede in diesen hinzugefügten Termen für die Fortpflanzungs- "Konstante" nur bei Differenzen auftreten können, die in den Intensitäten der in der Spule 10 fortschreitenden Wellen im Uhrzeigersinn und Gegenuhrzeigersinn vorliegen. Solche Differenzen in der Intensität sind in der Praxis schwierig oder unmöglich zu vermeiden, so daß unterschiedliche Fortpflanzungskonstanten durch jede der gegenläufigen Wellen in dieser Spule angetroffen werden, eine Situation, von der herausgefunden wurde, daß sie zu entsprechenden Resonanzfrequenz-Differenzen zwischen diesen Wellen führt, die sich in der Natur nicht von den Resonanzfrequenz- Differenzen unterscheiden, die aus Drehungen dieser Spule entstehen. Somit führt ein solches nicht lineares Materialverhalten zu Fehlern im Ausgang des Systems von Fig. 1.
Die Natur solcher Fehler, die aufgrund des Auftretens dieser nicht linearen Terme in den Fortpflanzungs- "Konstanten" für die elektromagnetischen Wellen in der Spule 10 entstehen, kann aufgefunden werden unter Verwendung einer geeigneten Darstellung für diese in der Spule 10 fortschreitenden Wellen. Eine solche Darstellung, die als geeignet für die Welle im Uhrzeigersinn gezeigt werden kann, ist folgendermaßen vorgegeben:
wobei z einen Wert von null am Ausgang des Kopplers 11 für Wellen im Uhrzeigersinn besitzt, einen Wert von I&sub1; am Eingang des Kopplers 12 für Wellen im Uhrzeigersinn besitzt und einen Wert von L am Eingang des Kopplers 11 für Wellen im Uhrzeigersinn besitzt, wobei von den Kopplern angenommen wird, daß sie keine beträchtliche Ausdehnung entlang der z-Wegstrecke besitzen. Somit ist die Entfernung von dem Koppler 11 zu dem Koppler 12, die nicht durch die Spleißung (oder den Polarisator) 13 verläuft, mit I&sub1; vorgegeben und die Entfernung von dem Koppler 12 zu dem Koppler 11 durch die Spleißung (oder den Polarisator) 13 ist durch I&sub2; vorgegeben, wobei L = I&sub1;+I&sub2; ist.
Die effektive Fortpflanzungs- "Konstante" βcw, in der vorangehenden Gleichung gibt die effektive Phasenänderung pro Einheitslänge entlang der Spule 10 vor und umfaßt ein Paar von Ausdrücken, das heißt βcw=β&sub0;-Δβmsinωmt, Der Ausdruck β&sub0;=2πnefff&sub0;/c ist das gewichtete Mittel der Fortpflanzungskonstanten der zwei Haupt-Doppelbrechungsachsen der optischen Faser im Resonator 10, wenn eine Spleißung 13 verwendet worden ist. Dieser Mittelwert beruht auf der Unterteilung der Wanderung über jede Achse durch die elektromagnetischen Wellen in dem Resonator in dem entsprechenden Polarisationszustand mit Änderungen zwischen den Achsen, die auf die 90º-Drehung durch die Spleißung in der optischen Faser des zuvor beschriebenen Resonators zurückzuführen sind. Eine andere Drehung gegenüber 90º ergibt eine ungleiche Gewichtung dieser Achsen. Wenn andererseits ein Polarisator anstelle einer Spleißung in Block 13 verwendet wird, so gibt es nur eine einzige Fortpflanzungskonstante, da neff nicht länger ein Mittelwert der Brechungsindizes ist, sondern ein einziger Wert für den Brechungsindex (unter Vernachlässigung anderer Brechungsindexthemen). Erneut gibt der Parameter θ in den vorstehenden Gleichungen für Ecw irgendeine hinzugefügte Phase aufgrund der 90º-Spleißung oder der Spleißung von nahezu 90º vor, an der der Block 13 anstelle eines Polarisators beteiligt ist.
Der Parameter Δβm=2πnefffmΔφm/c ist die äquivalente Änderung in der effektiven Fortpflanzungskonstanten aufgrund der eingehenden elektromagnetischen Wellen, die sinusförmig mit der Frequenz ωm mit einer Spitzen- Amplitudenänderung von Δφm moduliert worden sind. Der Parameter ±φr repräsentiert die Sagnac-Phasenverschiebung, die durch eine Drehung in einer Richtung oder einer anderen um die Symmetrieachse des Resonators 10 senkrecht zu einer Ebene eingeführt wird, die durch den gesamten Resonator verläuft. Der Koeffizient α ist der Koeffizient, der den Verlust pro Längeneinheit in der optischen Faser der Resonatorspule 10 vorgibt. Der Faktor q repräsentiert die Unterteilung der elektromagnetischen Welle Ein von dem Laser 22 aufgrund der Aufteilung dieser Welle durch den "Y"-Koppler 21 und ebenfalls die Verluste für diese Welle, die auf dem Weg zu dem Eingangs-Richtungskoppler 11 angesammelt werden. Natürlich ist ω&sub0;=2πf&sub0; die Oszillationsfrequenz in der durch den Laser 22 vorgegebenen elektromagnetischen Welle. Der Parameter u ist der Zählparameter der Anzahl von Umläufen der elektromagnetischen Wellen um die Spule 10. Schließlich repräsentiert der Parameter θKcw die Phasenänderung für einen Umlauf durch die Spule 10 der elektromagnetischen Welle in Uhrzeigerrichtung aufgrund des Kerr-Effektes.
Obgleich die letzte Gleichung tatsächlich nur für die Wanderung der elektromagnetischen Welle im Resonator 10 im Uhrzeigersinn steht, die in dem integrierten optischen Wellenleiter 18 beginnt, ist das Gegenstück der Gleichung für Wellen, die in dem integrierten Wellenleiter 17 beginnen und in entgegengesetzter bzw. Gegenuhrzeigerrichtung im Resonator 10 verlaufen, ganz ähnlich und wird hier nicht getrennt wiedergegeben. Solche Wellen im Gegenuhrzeigersinn besitzen jedoch das entgegengesetzte Vorzeichen für jede durch Drehung induzierte Phasenverschiebung und sie besitzen eine geringfügig unterschiedliche effektive Fortpilanzungs-"Konstante" βccw aufgrund der Frequenzverschiebungen, die auf die Verwendung des Serrodyn-Generators 27 zurückzuführen sind. Somit gilt βccw=β0-1Δβnsinωnt. Sodann gilt β&sub0;=2πneff(f&sub0;+f&sub1;)/c und Δβn=2πnefffnΔφn/c, wobei Δφn die Spitzenamplitude der sinusförmigen Bias- Modulation ist.
Aus der vorangehenden Gleichung für Ecw, und aus dem Gegenstück der Gleichung für Eccw, die hier nicht wiedergegeben wird, können die Intensitäten aufgefunden werden, die diesen sich fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen Icw(t,z) und Iccw(t,z) zugeordnet sind. Somit gilt:
wobei
und
In gleicher Weise gilt
Die wohlbekannte Grenze für die unendliche geometrische Reihe ist verwendet worden, um diese Gleichungen für die Intensität im Uhrzeigersinn zu erhalten, wie dies aus der wohlbekannten Euler-Gleichung bekannt ist.
In einer ähnlichen Weise kann die Intensität im Gegenuhrzeigersinn aufgefunden werden.
wobei p die Aufspaltung von Ein repräsentiert, die in den Wellenleiter 17 verläuft sowie die Verluste, die beim Fortschreiten zu dem Eingangs-Richtkoppler 11 angesammelt werden und wobei
Hierbei repräsentiert θKccw die Phasenänderung in der Resonatorspule 10 für einen Durchgang der elektromagnetischen Welle im Gegenuhrzeigersinn aufgrund des optischen Kerr-Effektes. Ebenfalls gilt
Diese Gleichungen können ferner konsolidiert werden durch geeignete Substitutionen basierend auf der folgenden Definition, die in diesem Text weiter gemacht wird:
wobei Gebrauch von einer trigonometrischen Identität gemacht wird.
Diese Intensitätsgleichungen können sodann verwendet werden, um θKcw auszuwerten, da der Kerr-Effekt-Phasenfehler im Uhrzeigersinn aufgefunden werden kann durch Integration der Veränderung in der Fortpflanzungs- "Konstante" aufgrund des Kerr-Effektes über die optische Wegstrecke durch die Resonatorspule 10 oder durch
Aus der obigen Gleichung für ΔβKcw(t.z) kann dieser letzte Ausdruck neu angeschrieben werden als
Die in diesem letzten Ausdruck beteiligten Integrale können ausgewertet werden und gezeigt werden wie folgt:
Diese Ausdrücke für die Integrale können vereinfacht werden durch Einführung von I&sub1;= L/2, welches typischerweise die Situation ist, die in dem System von Fig. 1 auftritt, obgleich sie nicht einen geforderten Zustand für den erfolgreichen Betrieb des Systems darstellt. Wenn diese Einführung gemacht wird, so sind die Ausdrücke in den Klammern bei den Auswertungen der obigen Integrale einander gleich, was es erlaubt, den Ausdruck für θKcw wie folgt anzuschreiben:
θKcw = δ I&sub0; [q² Γ(Δcw+θKcw) + 2 p²Γ(Δccw+θKccw)]
wobei
und
In einer ähnlichen Weise kann θKccw wie folgt aufgefunden werden:
θKccw = δ I&sub0; [p² Γ(Δccw+θKccw) + 2q²Γ(Δcw+θKcw)]
Wie zuvor angezeigt wird die Frequenz des im Uhrzeigersinn wandernden elektromagnetischen Wellenteiles Icw-d, der die Photodiode 24 erreicht, in der den Laser 22 betreibenden Rückkopplungsschleife gesteuert, um den Wert f&sub0; einzustellen und die elektromagnetische Weile in Resonanz in der Resonatorspule 10 im eingeschwungenen Zustand zu halten. Dies wird verwirklicht in der Rückkopplungsschleife für den Laser 22, indem irgendeine Bias-Modulations-Frequenzkomponente bei der Bias-Modulationsfrequenz ωn in Icw-d auf null gezwungen wird, indem der Wert von f&sub0; hinreichend verschoben wird, damit sich die Welle im Uhrzeigersinn in Resonanz befindet. Eine solche Rückkopplungswirkung ergibt eine Wellenintensität im Uhrzeigersinn an der Photodiode 24 von
In einem solchen Resonanzzustand muß die gesamte Phasenänderung Δcw+ Kcw der Welle im Uhrzeigersinn über die optische Wegstrecke durch die optische Resonator-Faserspule 10 einer ganzen Anzahl von Zyklen entsprechen, damit sie stabil über dieser Wegstrecke erzeugt werden kann. Der Parameter Kcw ist der zeitliche Mittelwert der Kerr-Effekt-Phasenänderung θKcw. Diese Resonanzbedingung kann ausgedrückt werden als Bβ&sub0;L±φr+ Kcw unter der Annahme eines Polarisators für den Block 13 (andernfalls muß der Spleißungswinkel θ eingeschlossen sein).
In einer gleichen Weise trifft der Teil der Welle im Gegenuhrzeigersinn in der Resonatorspule 10 auf die Photodiode 23 und die dort beginnende Rückkopplungsschleife für die Steuerung des Serrodyn-Generators 27 stellt die Frequenz ω&sub0;+ω&sub1;. der Welle im Gegenuhrzeigersinn ein, um diese Welle in Resonanz in der optischen Resonator-Faserspule 10 im eingeschwungenen Zustand zu halten. Erneut wird dies in der Rückkopplungsschleife verwirklicht, indem irgendeine Bias-Modulations-Signalfrequenzkomponente mit der Bias- Modulationsfrequenz ωn in der Wellenintensität Iccw-d im Gegenuhrzeigersinn auf der Photodiode 23 zu null gemacht wird, was zu dem Ergebnis führt
Unter diesen Umständen muß im Resonanzzustand erneut die Phasenänderung Δccw+ Kccw in Gegenuhrzeigerrichtung in der optischen Strecke in der Spule 10 für die elektromagnetische Welle im Gegenuhrzeigersinn eine ganze Anzahl von Zyklen betragen, um diese Welle über dieser Strecke stabil zu reproduzieren. Dieser Zustand kann ausgedrückt werden als B&sub0;&submin;&sub1;L φr+ Kccw=2mπ unter der Annahme der Verwendung eines Polarisators für den Block 13, wobei erneut m eine ganze Zahl ist und Kccw der zeitliche Mittelwert der Kerr-Effekt- Phasenänderung über dieser optischen Wegstrecke ist.
Diese zwei Resonanzzustände in den vorangehenden Paragraphen werden wie angegeben während stetiger Zustände in dem System von Fig. 1 aufrecht erhalten. Somit müssen irgendwelche Änderungen in irgendeinem der Terme der Gleichungen für diese Resonanzbedingung sich einander ausgleichen, wenn diese Zustände beibehalten werden sollen. Infolgedessen müssen die folgenden Bedingungen eingehalten werden:
Der Strich über den Symbolen gibt erneut an, daß der zeitliche Mittelwert genommen wird. Die Einflüsse von φr, θKcw und Kccw in den Harmonischen der Modulationsfrequenzen in den Signalen an den Photodioden 23 und 24 sind somit viel geringer als sowohl 2π und die Amplituden der Bias-Modulationen Δφm und Δφn, so daß sie vernachläßigt werden können.
Unter Verwendung dieser letzten zwei Gleichungen und der zuvor gefundenen Ausdrücke für θKcw und θKccw erhält man das Ergebnis:
Unter den Bias-Modulationen über die Resonanzen bei den Bias- Modulationsfrequenzen ωm und ωn entspricht somit die mittlere Phasenänderung über der Zeit in Uhrzeigerrichtung gegenüber der Resonanz, die durch die Bias- Modulations-Rückkopplungsschleifen eingestellt wird, der mittleren Phasenänderung über der Zeit über der optischen Wegstrecke aufgrund des Vorliegens des optischen Kerr-Effektes. Diese mittlere zeitliche Phasenänderung aufgrund des Kerr-Effektes tritt auf, weil die Bias-Modulations-Signalamplituden die mittlere zeitliche Intensität in dem Resonator in jeder Fortpflanzungsrichtung des Resonators 10 unterschiedlich beeinflussen. Dies bewirkt seinerseits, daß die Rückkopplungsschleifen optische Frequenzen aufrecht erhalten, die nicht alleine auf die Rotationsgeschwindigkeit des Resonators 10 zurückgeführt sind, sondern ebenfalls auf die Gegenwart des optischen Kerr-Effektes, was somit zu einem Fehler führt. Diese Situation trifft ebenfalls zu auf die mittlere zeitliche Phasenänderung ccw gegenüber der Resonanz in Gegenuhrzeigerrichtung, die durch diese Schleifen eingestellt wird. Diese letzten zwei Ausdrücke würden andernfalls bei Abwesenheit des Kerr-Effektes null betragen.
Wie wohl bekannt, ist die Frequenzdifferenz zwischen den elektromagnetischen Wellen im Uhrzeiger- und Gegenuhrzeigersinn in der Resonatorspule 10 für eine Drehgeschwindigkeit Ω vorgegeben durch:
wobei A die durch die Resonatorspule 10 umschlossene Fläche ist, P der Umfang dieser Fläche ist und λ die Wellenlänge im Zentrum des Spektrums der elektromagnetischen Wellen ist, die durch die Quelle 11 emittiert werden. Somit kann der effektive Rotations-Geschwindigkeitsfehler ΩKe aufgrund des Kerr- Effektes wie folgt angeschrieben werden:
wobei ΔfKe hier die Resonanz-Frequenzdifferenz zwischen den Wellen im Uhrzeiger- und Gegenuhrzeigersinn aufgrund des optischen Kerr-Effektes ist. Diese Frequenzdifferenz entspricht der Gesamt-Phasendifferenz cw- ccw, die zwischen den Wellen im Uhrzeiger- und Gegenuhrzeigersinn entlang des Umfanges des Ringes 10 aufgrund des Kerr-Effektes auftritt, geteilt durch 2π, was die Anzahl der Amplituden-Wellenzyklen über diesem Umfang ergibt, geteilt durch die Fortpflanzungszeit über diesen Umfang, was neffP/c entspricht, das heißt ΔfKe = ( cw- ccw/2π)c/neffP.
Der Ausdruck zuvor für den Drehgeschwindigkeitsfehler ΩKe aufgrund des Kerr- Effektes kann somit unter Verwendung des zuvor angegebenen Ausdruckes neu angeschrieben werden, und dieser letzte Ausdruck zusammen mit den obigen Ausdrücken für Δcw und Δccw ergeben das folgende Ergebnis:
Daher kann der Rotationsgeschwindigkeitsfehler ΩKe ausgewertet werden, indem Werte für die zwei zeitlichen Mittelwerte aufgefunden werden, die darin auftreten, bzw. durch
Die Integrale in diesen letzten Ausdrücken sind ausgewertet worden unter Verwendung einer Annäherung mit kleinem Winkel beruhend auf der Tatsache, daß die Amplitude der Phasenänderungen aufgrund der Bias-Modulationen relativ klein sind. Wie dies typisch ist, wird ebenfalls angenommen, daß die Differenz zwischen den Phasenänderungsamplituden der Bias-Modulationen gering sind, bzw. daß gilt
und die folgende Definition wurde gemacht
sodann gilt
Unter diesen Umständen wird der Drehgeschwindigkeitsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes zu:
Dieses Ergebnis für den Drehgeschwindigkeitsfehler aufgrund des Kerr-Effektes kann in vereinfachter Form durch die Einführung von zwei Konstanten c&sub1; und c&sub2; angeschrieben werden, die wie folgt definiert sind:
und
Sodann kann der vorstehende Ausdruck für den Drehgeschwindigkeitsfehler aufgrund des Kerr-Effektes angeschrieben werden als
ΩKe = c&sub1;I&sub0;{(q²-p²)-c&sub2;(Δβm-Δβn)L
Somit ist ersichtlich, daß der Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund des Kerr- Effektes linear von der Eingangsintensität der durch den Laser 22 vorgegebenen elektromagnetischen Wellen abhängt. Zusätzlich ist erkennbar, daß der Fehler aufgrund ungleicher gegenläufiger elektromagnetischer Wellen entsteht, was darauf zurückzuführen ist, daß ungleiche Teile p und q der Eingangswellen in solche gegenläufigen Wellen an der integrierten Wellenleiterverbindung 21 umgewandelt werden, die einen "Y"-Koppler in dem integrierten Optikchip 16 vorgibt, was noch verstärkt wird durch Ungleichheiten in den Bias- Modulationsamplituden und Frequenzen, was zu ungleichen entsprechenden Modulations-Fortpflanzungs-, "Konstanten" Δβm und Δβn führt. In der Praxis sind solche Ungleichheiten oftmals, wenn nicht gewöhnlicherweise, unvermeidbar, so daß die sich ergebenden Kerr-Effekt-Fehler vorliegen.
Um eine geeignete Genauigkeit in einem faseroptischen Resonator-Kreisel in vielen Anwendungsfällen zu erzielen, müssen derartige Fehler im wesentlichen reduziert oder eliminiert werden. Eine Weise zur Korrektur von Fehlern dieser Art ist in dem US-Patent 4.673.293 von Sanders wiedergegeben. Dort wurde eine Rückkopplung verwendet, um die Intensität einer der sich fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen zu verändern und ein Fehlersignal basierend auf Fehlern der vorgenannten Natur gegen einen Wert von null zu bringen. Diese Anordnung erfordert jedoch die Verwendung eines Intensitätsmodulators in der Wegstrecke einer der gegenläufigen elektromagnetischen Wellen, um deren Steuerung zu bewirken. Ein Modulator dieser Art mit hinreichender Leistungsfähigkeit ist typischerweise teuer aufgrund der Schwierigkeiten der geeigneten Herstellung für den beabsichtigten Zweck. Es besteht daher ein Wunsch, einen faseroptischen Kreisel vorzugeben, der die gegenwärtigen Fehler aufgrund des Kerr-Effektes in einer alternativen Weise vermeidet.
Ein anderes Verfahren zur Korrektur von Fehlern der vorgenannten Natur ist in dem verwandten US-Patent 5.349.441 wiedergegeben. Dort ist eine Kompensationsanordnung für die Kompensation von Kreisel-Ausgangssignalen in einer solchen Weise beschrieben, daß sie frei oder nahezu frei von solchen Fehlern bleiben. Nichtsdestotrotz gibt es Situationen, wo es erwünscht ist, daß bei dem Ausgangssignal des Kreiselsystems solche Fehler vermindert oder eliminiert sind, um das Erfordernis für Kompensationsanordnungen zu vermeiden. Es verbleibt somit ein Wunsch, einen faseroptischen Kreisel vorzugeben, der die zuvor angegebenen Fehler aufgrund des Kerr-Effektes in einer alternativen Weise vermeidet.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung gibt einen Fehlerreduzierer für die Reduzierung von Rotationsgeschwindigkeitsfehlern vor, die aufgrund eines optischen Kerr-Effektes entstehen, der in einer gewickelten optischen Faser in einem Rotationssensor auftritt, der in der Lage ist, eine Drehung um eine Achse der gewickelten Faser zu erfassen, die in einer geschlossenen optischen Wegstrecke gebildet ist und einen angeschlossenen Koppler besitzt, um die Kopplung elektromagnetischer Wellen zwischen dieser gewickelten optischen Faser und einer externen optischen Faser zu gestatten. Die Rotation wird erfaßt indem ein Paar elektromagnetischer Wellen, die durch die gewickelte optische Faser in entgegengesetzten Richtungen wandern, jeweils auf einem entsprechenden Photodetektor eines Paares von Photodetektoren auftreffen. Wenigstens eine dieser entgegengesetzt umlaufenden Wellen wird in ihrer Phase variiert, indem ausgewählte Signale einem Eingang eines Phasenmodulators zugeführt werden, wobei der Photodetektor, der diese Welle empfängt, ein Ausgangssignal liefert, das dieser Welle entspricht. Ein Amplitudenmodulations-Signalgenerator gibt eine Amplituden-Modulationskomponente in den entgegengesetzt umlaufenden elektromagnetischen Wellen in der gewickelten optischen Faser vor. Ein Abgleich-Steuersignalgenerator besitzt einen Amplituden-Steuereingang und einen Ausgang, der elektrisch an den Phasenmodulator angeschlossen ist, so daß er in der Lage ist, eine Phasen-Modulationskomponente in einer elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser mit einer ausgewählten Abgleich-Steuerfrequenz vorzugeben. Dieser Signalgenerator kann Werte der Amplitude der Phasenmodulationskomponente einstellen, wobei dies durch Signale befohlen wird, die an seinem Amplituden-Steuereingang vorgegeben werden.
Ein Signalkomponenten-Phasendetektor besitzt einen Detektionseingang, der elektrisch an den Photodetektor angeschlossen ist, um sein Ausgangssignal zu empfangen. Dieser Signalkomponenten-Phasendetektor ruft Ausgangssignale hervor, die an seinem Ausgang auftreten und Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die an seinem Detektionseingang basierend auf einer ausgewählten Demodulationsfrequenz auftreten. Ein Amplitudenmodulations- Signalkomponenten-Phasendetektor besitzt einen Ausgang, der elektrisch an den Amplitudensteuereingang der Abgleich-Steuersignal-Erzeugungseinrichtung angeschlossen ist und besitzt sowohl einen Detektionseingang, der elektrisch mit dem Ausgang des Signalkomponenten-Phasendetektors verbunden ist, als auch einen Demodulationseingang, der elektrisch an den Amplitudenmodulations- Signalgenerator angeschlossen ist. Der Amplitudenmodulations- Signalkomponenten-Phasendetektor ruft Signale an seinem Ausgang hervor, die Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die an seinem Detektionseingang basierend auf seiner Demodulations-Eingangsfrequenz auftreten. Ein Integrator kann in dem Amplitudenmodulations-Signalkomponenten- Phasendetektor vor dem Amplitudensteuereingang der Abgleich-Steuersignal- Erzeugungseinrichtung enthalten sein, um Fehler über der Zeit zu eliminieren.
Ein Einstell-Signalgenerator für eine gesteuerte Frequenz liefert ein Ausgangssignal an den Phasenmodulator mit einer ausgewählten Betriebsfrequenz. Der Signalkomponenten-Phasendetektor zieht eine gewünschte Signalkomponente aus dem Photodetektor-Ausgangssignal heraus und liefert darauf beruhend ein Signal an den Einstell-Signalgenerator für die gesteuerte Frequenz, um eine Betriebsfrequenz auszuwählen. Der Einstell-Signalgenerator für die gesteuerte Frequenz besitzt typischerweise eine Ausgangs-Signalform, die im wesentlichen der Serrodyn-Signalform folgt. Ein Integrator kann in der Signalkomponenten-Auswahleinrichtung vor der Verbindung mit dem Einstell- Signalgenerator für die gesteuerte Frequenz enthalten sein, um Fehler über der Zeit zu vermeiden. Wenn die Erzeugungseinrichtung für das abgeglichene Steuersignal als eine Erzeugungseinrichtung für ein Resonanz-Feststellsignal dient, so wird ihr Ausgang dem Signalkomponenten-Phasendetektor an einem Demodulationseingang vorgegeben, um die Demodulationsfrequenz auszuwählen; andernfalls wird eine getrennte Resonanzfeststell- Signalerzeugungseinrichtung für diesen Zweck vorgesehen. Elektromagnetische Wellen in der Resonatorspule können den entsprechenden Photodetektor entweder über den anfänglich beschriebenen Koppler erreichen oder über einen zweiten Koppler, der ebenfalls an die gewickelte optische Faser angeschlossen ist, um zwischen ihr und einer anderen externen optischen Faser elektromagnetische Wellen zu koppeln.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein schematisches Systemdiagramm eines faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, das im Stand der Technik bekannt ist und eine Signalverarbeitungsanordnung und eine optische Übertragungsstrecke und Geräteanordnung kombiniert;
Fig. 2A u. 2B zeigen ein schematisches Systemdiagramm eines faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, das die vorliegende Erfindung aufweist und eine Signalverarbeitungsanordnung und eine optische Übertragungsstrecke und Geräteanordnung kombiniert,
Fig. 3 zeigt ein schematisches Systemdiagramm eines weiteren faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, das eine weitere Verwirklichung der vorliegenden Erfindung beinhaltet und eine Signalverarbeitungsanordnung und eine optische Übertragungsstrecke und Geräteanordnung kombiniert;
Fig. 4A u. 4B zeigen ein schematisches Systemdiagramm eines faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, das eine weitere Verwirklichung der vorliegenden Erfindung beinhaltet und eine Signalverarbeitungsanordnung und eine optische Übertragungsstrecke und Geräteanordnung kombiniert; und
Fig. 5 zeigt ein schematisches Systemdiagramm eines weiteren faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, das noch eine weitere Verwirklichung der vorliegenden Erfindung beinhaltet und eine Signalverarbeitungsanordnung und eine optische Übertragungsstrecke und Geräteanordnung kombiniert.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Fig. 2A und 2B zeigen ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei welchem eine Kerr-Effekt-Fehler-Steuer-Rückkopplungsschleife zu dem in Fig. 1 gezeigten System hinzugefügt worden ist, um ein Ausgangssignal vorzugeben, das die Drehgeschwindigkeit des Sensors repräsentiert, wobei Fehler, die andernfalls aufgrund des optischen Kerr-Effektes darin vorliegen, im wesentlichen reduziert oder eliminiert sind. Die verwendeten Bezeichnungen für die verschiedenen Einrichtungen, Übertragungsstrecken und Blöcke in den Fig. 2A und 2B sind die gleichen wie jene, welche in Fig. 1 für die entsprechenden dort gezeigten Gegenstände verwendet wurden.
Eine Alternative ist in den Fig. 2A und 2B gezeigt, die in Fig. 1 nicht gezeigt wurde, bei der der Summierer 31 durch die Verwendung eines weiteren Phasenmodulators 19' eliminiert werden kann, der in Fig. 2B in gestrichelter Linienform in dem integrierten Optikchip 16 gezeigt ist. In diesem Fall wird der Ausgang des gesteuerten Serrodyn-Generators 27 direkt mit dem Eingang des Verstärkers 33 verbunden, wobei der Summierer 31 eliminiert ist. Der Ausgang des Bias-Modulationsgenerators 29 folgt bei dieser Anordnung der gestrichelten Linienverbindung, die in Fig. 2A gezeigt ist, indem er zunächst mit dem Eingang eines weiteren Verstärkers 33' verbunden wird, um die erforderliche Spannung für den Betrieb des Phasenmodulators 19' zu liefern. Der Ausgang des Verstärkers 33' in Fig. 2A ist über eine gestrichelte Linie mit dem Phasenmodulator 19' von Fig. 2B verbunden, so daß die durch ihn hindurchlaufenden elektromagnetischen Wellen in der Phase moduliert werden, entsprechend dem durch den Generator 29 gelieferten Signal.
Der Rotations-Geschwindigkeitsfehler ΩKe aufgrund des Kerr-Effektes in dem Teil des Systems in den Fig. 2A und 2B, der mit Fig. 1 gemeinsam ist (oder die Alternative in gestrichelter Linie) und der zuvor für Fig. 1 angegeben wurde als
ΩKe = c&sub1;I&sub0;{(q²-p²)-c&sub2;(Δβm-Δβn)L(p²+q²) s,
ist, wie zuvor angezeigt, linear zu der elektromagnetischen Wellen- Eingangsintensität I&sub0;. Unter diesen Umständen sind irgendwelche Änderungen, die in dem optischen Kerr-Effekt-Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund von entsprechenden Änderungen in der Eingangsintensität auftreten, ebenfalls linear zugeordnet, so daß gilt
ΩKe = c&sub1;{(q²-p²)-c&sub2;(Δβm-Δβn)L(p²+q²)}ΔI&sub0;,
wobei ΩKe die optische Kerr-Effekt-Rotationsgeschwindigkeits-Fehleränderung und ΔI&sub0; die Wellen-Intensitätsänderung ist.
Wenn somit eine Änderung in der Eingangsintensität I&sub0; durch Amplitudenmodulation dieser Intensität erzwungen wird, um eine solche Änderung darin hervorzurufen, so kann die lineare Beziehung zwischen der Intensität I&sub0; und dem Rotationsgeschwindigkeitsfehler ΩKe aufgrund des optischen Kerr-Effektes aufgefunden werden, da dies die gleiche lineare Beziehung ist, die zwischen Änderungen in der Intensität ΔI&sub0; und Änderungen in dem Kerr-Effekt-Fehler ΔΩKe auftritt. Wenn die lineare Beziehung zwischen ΔΩKe und ΔI&sub0; von einer solchen Natur ist, daß sie im wesentlichen auf einen Wert von null gebracht werden kann, so wird der Ausgangsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes im wesentlichen reduziert oder eliminiert.
Daher ist ein Amplitudenmodulations-Signalgenerator 50 in Fig. 28 vorgesehen, der an die Laservorrichtung 22 zum Zweck der Amplitudenmodulation der elektromagnetischen Wellen angeschlossen ist, die von dem Laser 22 dem Eingangs-Wellenleiter in dem integrierten Optikchip 16 mit einer Modulationsfrequenz fam vorgegeben werden und typischerweise unter Verwendung einer Sinus-Wellenform im Bereich von einem bis zu einigen wenigen KHz liegen. Irgendeine geeignete elektromagnetische Wellen- Modulationsvorrichtung kann in dem Laser 22 für diesen Zweck verwendet werden, wobei eine typische Anordnung darin liegt, daß ein Signal von dem Generator 50 den Stromfluß durch die Laserdiode moduliert.
Solch eine Amplitudenmodulation der elektromagnetischen Wellenintensität von dem Laser 22 kann dargestellt werden als
wobei &sub0; den zeitlichen Mittelwert der Laserintensität repräsentiert, Iam die Amplitude der Amplitudenmodulation repräsentiert und ωam die Kreisfrequenz der Amplitudenmodulation bzw. ωam = 2πfam repräsentiert. Ersetzt man in dieser Gleichung den Wert für ΔI&sub0; in der letzten für ΔΩKe gegebenen Gleichung, so ergibt sich
ΔΩKe = c&sub1;{(q²-p²)-c&sub2;(Δβm-Δβn)L(p²+q²)}Iam cosωamt
Die Beziehung zwischen der Änderung in dem Ausgangsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes und der Amplitudenmodulation kann somit in einer Frequenzkomponente bei der Modulationsfrequenz fam gefunden werden und die Beziehung zwischen der Änderung in der Intensität und dem optischen Kerr- Effekt-Fehler hängt erkennbar teilweise von einem Parameter ab, der gesteuert werden kann, das heißt von den Bias-Modulationsamplituden Δβm und Δβm. Infolgedessen kann der Ausgangsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes im wesentlichen reduziert oder eliminiert werden, indem die Amplituden- Modulationskomponente bei der Frequenz fam, die in einer der Bias-Modulations- Signalamplituden bei den Frequenzen fm und fn vorliegen und die von den Photodetektor-Signalverarbeitungsschaltkreisen 26 oder 25 erhalten werden, gegen null gesteuert werden.
Dies erfordert die Lieferung ausgewählter Bias-Modulations-Signalamplituden bei Frequenzen fm und fn, die aus entsprechenden Intensitäten von elektromagnetischen Wellen erhalten werden, die auf Photodetektor- Signalverarbeitungsschaltkreise 26 oder 25 auftreffen über phasenempfindliche Detektoren 36 oder 37, um ein Signal vorzugeben, das eine Rotationsgeschwindigkeit einschließlich Rotationsgeschwindigkeitsfehler repräsentiert. Solch ein Signal wird sodann zu einem weiteren phasenempfindlichen Detektor geliefert, der dieses Signal bei der Frequenz fam demoduliert, um die Amplitudenkomponente darin bei dieser Frequenz zu erhalten, die linear auf eine entsprechende optische Kerr-Effekt-Veränderung bezogen ist. Dieser phasenempfindliche Detektor wird ein Ausgangssignal besitzen, das einer Diskriminantencharakteristik über der Frequenz folgt und für den Betrieb als Fehlersignalquelle für den Rest der Rückkopplungsschleife geeignet ist, um die ausgewählte Bias-Modulationsamplitude zu steuern und diese Veränderung zu reduzieren oder zu eliminieren und somit gleichzeitig den optischen Kerr-Effekt-Fehler zu reduzieren oder zu eliminieren.
Solch ein phasenempfindlicher Detektor 51 ist in Fig. 2A gezeigt und empfängt ein Eingangssignal an seinem Signaleingang von dem phasenempfindlichen Detektor 37, obgleich das Eingangssignal für den phasenempfindlichen Detektor 51 ebenfalls am Ausgang des Integrators 39 oder des Verstärkers 41 genommen werden kann mit einer geeigneten Phaseneinstellung des Signales an seinem Demodulationseingang von dem Amplitudenmodulations-Signalgenerator 50. Wenn dieses Eingangssignal von dem Phasendetektor 37 genommen wird, wie dies in Fig. 2A gezeigt ist, so muß die Frequenz ωam=2πfam einen Wert besitzen, der außerhalb der Bandbreite der Rückkopplungsschleife liegt, die den Serrodyn-Generator 27 steuert und somit nicht auf Phasenänderungen zwischen den gegenläufigen Wellen in der Spule 10 ansprechen kann, die bei Frequenzen in der Nähe von ωam auftreten, die, falls gestattet, irgendwelche Signale bei ωam für den Detektor 51 auf null bringen würden. Eine andere dieser Alternativen, bei der das Eingangssignal für den phasenempfindlichen Detektor 51 von dem Ausgang des Verstärkers 41 genommen wird, ist in gestrichelter Linie in Fig. 2A gezeigt. Wenn diese Alternative der Eingangs-Signalquelle verwendet wird, so muß die Frequenz ωam=2πfam einen Wert besitzen, der klein genug ist, um innerhalb der Bandbreite dieser gleichen Rückkopplungsschleife für die Steuerung des Serrodyn-Generators 27 zu liegen, so daß er auf Phasenänderungen in der Spule 10 ansprechen kann, die bei Frequenzen in der Nähe von ωam auftreten, wenn ein Signal für den Detektor 51 festgestellt werden soll.
Das Ausgangssignal v&sub5;&sub1; des phasenempfindlichen Detektors 51 ist das zeitliche Mittel von (a) des Signales an seinem Signaleingang von dem Ausgang v&sub3;&sub7; des phasenempfindlichen Detektors 37, das ΔΩKe repräsentiert, und von (b) dem Cosinussignal v&sub5;&sub0; an seinem Demodulationseingang von dem Amplitudenmodulations-Signalgenerator 50, die beide miteinander multipliziert werden, wobei das zeitliche Mittel davon über der Periode des Modulationssignales Tam=2π/ωam=1/fam genommen wird. Somit kann das Ausgangssignal v&sub5;&sub1; des phasenempfindlichen Detektors 51 dargestellt werden als
Die Konstante G repräsentiert die effektive Verstärkung der Bias- und Verstärkungselektronik 25, des Filters 35, der phasenempfindlichen Detektoren 37 und 51 sowie der Amplituden des Referenzsignales an seinem Demodulationseingang von dem Amplitudenmodulations-Signalgenerator 50. Diese Konstante repräsentiert ferner die Proportionalität zwischen dem Signal, das am Photodetektor 23 bei fn empfangen wird und der Rotationsgeschwindigkeit der Spule 10 und der Fehler bei dieser Geschwindigkeit.
Dieses Fehlersignal, das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Detektors 51, wird benutzt, um die Bias-Modulationsamplitude Δβn einzustellen, um dieses Fehlersignal auf einen Wert von null aufgrund des Vorliegens eines Integrators 52 in der ergänzenden Rückkopplungsschleife zu steuern, die in Fig. 2A als dem System von Fig. 1 hinzugefügt gezeigt ist. Der Integrator 52 empfängt an seinem Integrationseingang das Ausgangssignal von dem Phasendetektor 51 und liefert eine über die Zeit integrierte Version dieses Signales an seinem Ausgang, welches einem Verstärker 53 zugeführt wird. Der Ausgang des Verstärkers 53 wird einer Summiervorrichtung 54 vorgegeben, wo er mit einer Referenzspannung von einer Spannungs-Referenzquelle 55 summiert wird. Die summierten Signale werden an dem Ausgang der Summiereinrichtung 54 dem Eingang einer modifizierten Version des Bias-Modulationsgenerators 29 von Fig. 1 vorgegeben, wobei diese modifizierte Version in Fig. 2A mit 29' bezeichnet ist. Die Modifikation des Bias-Modulationsgenerators 29 von Fig. 1 gestattet eine Einstellung seiner Amplitudenwerte durch Signale, die an einem mit einer Bias- Modulationsamplitude gesteuerten Eingang zugeführt werden, demjenigen Eingang, dem das Signal von der Summiereinrichtung 54 zugeführt wird. Somit besitzt der Bias-Modulationsgenerator 29' von Fig. 2A die Fähigkeit der Einstellung der Amplitude Δβn des Bias-Modulationssignales bei der Frequenz fn durch Steuerung der Signale, die an seinem Bias-Modulationsamplituden- Steuereingang zugeführt werden.
Das Ausgangssignal von dem phasenempfindlichen Detektor 51 kann gefunden werden durch Substituieren in dieser letzten, das Ausgangssignal repräsentierenden Gleichung des Wertes für die Änderung in dem optischen Kerr- Effekt-Fehler aufgrund des Lasers 22, der in seiner Amplitude moduliert wird, wie dies in der Gleichung angegeben ist, die der letzten Gleichung vorangeht. Macht man diese Substitution und führt die Integration aus, so ergibt sich das Ergebnis:
Wie vorstehend aufgezeigt, zwängt die hinzugefügte Rückkopplungsschleife diesen Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 51 auf null, das heißt, v&sub5;&sub1; = 0. Ersetzt man diesen Wert für v&sub5;&sub1; in der vorangehenden Gleichung, so ergibt sich der Wert der Amplitude für das Bias-Modulationssignal bei der Frequenz fn, das durch den Bias-Modulationsgenerator 29' vorgegeben werden muß, um die Beziehung zwischen der Intensität und dem Fehler aufgrund des optischen Kerr- Effektes auf einen Wert von null zu bringen oder
Ersetzt man diesen Wert für Δβn, in der Gleichung zuvor, die für den Fehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes ΩKe gegeben wurde, so zeigt sich das gewünschte Ergebnis für den optischen Kerr-Effekt-Fehler von
Somit gestattet die Hinzufügung der Rückkopplungsschleife in den Fig. 2A und 2B im wesentlichen die Eliminierung des Fehlers aufgrund des optischen Kerr-Effektes.
Es sei vermerkt, daß die Referenzspannung, die durch den Spannungs- Referenzgenerator 55 vorgegeben wird, verwendet wird, um die gewünschten Anfangszustände in dem System einzustellen. Der Wert der Referenzspannung an dem Ausgang des Generators 55 kann gewählt werden, um Fehler aufgrund von anderen Quellen in dem System zu reduzieren oder die Empfindlichkeit des System-Ausgangssignales einzustellen oder ähnliches.
Es gibt eine Anzahl von Variationen bei der Verwirklichung eines faseroptischen Resonator-Kreiselsystems, die sich von dem Kern-System unterscheiden, das in den Fig. 1, 2A und 2B gezeigt ist. Die Fehler-Reduzieranordnung, die dem grundlegenden System von Fig. 1 in den Fig. 2A und 2B hinzugefügt worden ist, kann jedoch bei solchen Varianten des grundlegenden Systems gemäß Fig. 1 im wesentlichen ebenfalls verwendet werden.
Zum Beispiel werden die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Systeme oftmals als "transmissive" faseroptische Resonator-Kreiselsysteme bezeichnet. Ein "reflektives" faseroptisches Resonator-Kreiselsystem ist eine andere Alternative, die in Fig. 3 gezeigt ist und bei der die optische Kerr-Effekt-Drehgeschwindigkeit erneut durch Verwendung des im wesentlichen gleichen Fehler-Reduziersystems reduziert oder eliminiert ist.
Der Hauptunterschied in dem "reflektiven" faseroptischen Resonator- Kreiselsystem ist der, daß es nur einen einzigen Koppler gibt, der optisch den Resonator 10 mit dem Rest des Systems verbindet. Das heißt, ein mit 11, 12 bezeichneter Koppler ist in Fig. 3 gezeigt, der elektromagnetische Wellen in den Resonator 10 und aus dem Resonator 10 von und in eine externe optische Faser koppelt, die mit 14, 15 bezeichnet ist und sowohl als optische Eingangsfaser als auch als optische Ausgangsfaser für das System dient. Dies ist möglich aufgrund der Verwendung von zwei weiteren optischen Kopplern 100 und 101, welche elektromagnetische Wellen von der externen optischen Faser 14, 15 zu den Photodetektoren 24 und 23 entsprechend koppeln.
Die Ausgänge dieser Photodetektoren werden entsprechenden Bias- und Signalverarbeitungsschaltkreisen 26 und 25 entsprechend vorgegeben. Die Bias- und Signalverarbeitungsschaltkreise 26 und 25 liefern sodann Signale zu der gleichen Art von Rückkopplungsschleifenanordnungen in Fig. 3, wie es die in gleicher Weise bezeichneten Bias- und Signalverarbeitungsschaltkreise in den Systemen von Fig. 2A und 2B tun.
Erneut kann das Eingangssignal für den phasenempfindlichen Detektor 51 von dem Ausgangssignal des phasenempfindlichen Detektors 37 genommen werden, wie dies in ausgezogenen Linien in Fig. 3 gezeigt ist, oder das Eingangssignal kann von dem Ausgangssignal des Integrators 39 oder des Verstärkers 41 genommen werden. Hier ist erneut das Beispiel der Entnahme des Eingangssignales für den phasenempfindlichen Detektor 51 von dem Ausgang des Verstärkers 41 in gestrichelter Linienform gezeigt.
Erneut wird das Ausgangssignal des Phasendetektors 51 dem Integrator 52 zugeführt, in welchem es über der Zeit integriert und dem Verstärker 53 zugeführt wird Die Summiereinrichtung 54 erhält erneut das über der Zeit integrierte Signal von dem Ausgang des Verstärkers 53 und kombiniert es mit einem Signal von der Spannungsreferenz 55, um die Kombination an den Amplitudensteuereingang des Bias-Modulationsgenerators 29 zu liefern. Erneut liefert diese gerade beschriebene hinzugefügte Rückkopplungsschleife die Reduktion oder Eliminierung von Fehlern aufgrund des optischen Kerr-Effektes in der gleichen Weise, wie dies bei der entsprechenden Fehlersteuer-Rückkopplungsschleife gemäß Fig. 2A erfolgte.
Der Hauptunterschied im Betrieb liegt hierbei darin, daß die elektromagnetischen Wellen, die die Photodetektoren 23 und 24 erreichen, nicht nur jene Wellen sind, die in dem Resonator 10 zirkuliert worden sind, sondern ebenfalls entsprechende Teile von elektromagnetischen Eingangswellen, die nicht in den Resonator 10 durch den optischen Koppler 11, 12 eingekoppelt wurden. Somit gibt es zwei Paare von elektromagnetischen Wellen in der externen Faser 14, 15, wobei jedes Element eines jeden Paares gegenüber dem anderen einer unterschiedlichen Wegstrecke folgt und wobei jedes Paar einen entsprechenden Photodetektor der Photodetektoren 23 und 24 erreicht. Dies führt dazu, daß jedes Element des Paares mit dem anderen in diesem Paar beim Auftreffen auf den Photodetektor entsprechend diesem Paar eine Interferenz bildet. Das heißt, daß die elektrischen Feldkomponenten der elektromagnetischen Wellen, die den Photodetektor 23 erreichen, wie folgt dargestellt werden können:
Ed-23 = c&sub1;qE'in + c&sub2;Eccw
wobei Ed-23 die elektrische Feldkomponente der elektromagnetischen Wellen repräsentiert, die den Photodetektor 23 erreicht; qE'n die elektromagnetische Eingangsstrahlung repräsentiert, die durch den integrierten Wellenleiter 17 vorgegeben wird; Eccw die elektromagnetischen Wellen im Gegenuhrzeigersinn repräsentiert, die von dem Resonator 10 in die externe Faser 14, 15 zurückgekoppelt worden sind und c&sub1; und c&sub2; Konstanten sind, die die Einflüsse verschiedener Teilkopplungen. Verluste und Phasenverzögerungen auf diese den Photodetektor 23 erreichenden elektromagnetischen Wellenkomponenten sind.
In gleicher Weise können die elektrischen Feldkomponenten der elektromagnetischen Wellen, die den Photodetektor 24 erreichen, wie folgt dargestellt werden:
Ed-24 = c&sub3;pE'in + c&sub4;Ecw
wobei Ed-24 die elektrische Feldkomponente der elektromagnetischen Wellen repräsentiert, die den Photodetektor 24 erreichen, pE'n die elektrische Feldkomponente der elektromagnetischen Welle in der externen Faser 14, 15 repräsentiert, die durch den integrierten Wellenleiter 18 vorgegeben wird, Ecw die im Uhrzeigersinn wandernden elektromagnetischen Wellen repräsentiert, die von dem Resonator 10 in die externe optische Faser 14, 15 zurückgekoppelt worden sind und c&sub3; und c&sub4; Konstanten sind, die erneut verschiedene Teilkopplungen, Verluste und Phasenverzögerungen dieser elektrischen Feldkomponenten der elektromagnetische Welle repräsentieren, die den Photodetektor 24 erreichen.
Da die elektrischen Feldkomponenten von zwei unterschiedlichen optischen Wegstrecken in den elektromagnetischen Wellen, die die Photodetektoren 23 und 24 erreichen, bei der Ankunft miteinander überlappen, müssen die Intensitäten dieser Detektoren wie folgt angeschrieben werden:
Id-23 = Ed-23 · E'd-23 = c&sub1;qE'in ² + c&sub2;Eccw ² + 2 c&sub1;qE'in c&sub2;Eccw cosσ&sub1;
und
Id-24 = Ed-24 · E'd-24 = c&sub3;qE'in ² + c&sub4;Ecw ² + 2 c&sub3;qE'in c&sub4;Ecw cosσ&sub2;
wobei σ die Phasendifferenz zwischen den Komponenten der elektromagnetischen Wellen von zwei Wegstrecken ist, die einen entsprechenden Photodetektor erreichen. Infolgedessen unterscheiden die das System von Fig. 3 charakterisierenden Gleichungen sich etwas von den Gleichungen, die zuvor angegeben wurden und das System der Fig. 2A und 2B charakterisieren. Tatsächlich wird der Auftritt von Resonanz im Resonator 10, der zu einem Spitzenwert in der elektromagnetischen Energie bei der bei einer solchen Resonanz vorgegebenen Frequenz führt, zu einer Aufhebung an den Photodetektoren in Fig. 3 führen, so daß die Resonanz durch einen Wert von null in der auf diesen Photodetektoren auftreffenden Intensität führt. Nichtsdestotrotz wird eine Analyse des Systems von Fig. 3, die diese Unterschiede in Rechnung stellt, zu Gleichungen führen, die ein ähnliches Ergebnis für den optischen Kerr-Effekt-Rotationsgeschwindigkeitsfehler zeigen. Somit kann eine ähnliche Fehler-Reduzieranordnung bei dem System von Fig. 3 verwendet werden, wie es bei dem System der Fig. 2A und 2B verwendet wurde.
Wie zuvor beschrieben, ist das in den Fig. 2A und 2B und in Fig. 3 gezeigte System erfolgreich bei der Eliminierung des optischen Kerr-Effekt-Fehlers durch Einstellung der Amplitude Δβn des Bias-Modulationssignales bei der Frequenz fn in einer weiteren Rückkopplungsschleife. Diese Schleife wird gebildet durch Hinzufügung eines weiteren Phasendetektors am Ausgang des Phasendetektors nach dem entsprechenden Photodetektor, der ein Signal von der Spule 10 erhält, wobei die sich ergebende Schleife den entsprechenden Bias- Modulationsgenerator als Schleifenbetätiger betreibt. Obgleich eine solche Rückkopplungsschleife gezeigt worden ist, um das gewünschte Ziel der Eliminierung des optischen Kerr-Effekt-Fehlers zu erreichen, gibt es andere Fehlerquellen in der Spule 10, die ebenfalls vermindert oder eliminiert werden können durch Einstellung der Amplituden der Bias-Modulationssignale. Ein solches Beispiel ist der Auftritt von Fehlern aufgrund von Rückstreuung elektromagnetischer Wellen, die in dem optischen Fasermaterial des Resonators 10 fortschreiten aufgrund von Fluktuationen in dem Brechungsindex entlang der Fortpflanzungsstrecke, die auf die Spleißungen, Unreinheiten oder kleine Risse zurückzuführen sind, die alle solche Wellen veranlassen können, in entgegengesetzter Richtung reflektiert zu werden und zu wandern.
Um widerstreitende Anforderungen an die Bias-Modulationssignalamplituden zu vermeiden, besteht somit ein Vorteil in der Aufhebung des optischen Kerr-Effekt- Rotationsgeschwindigkeitsfehlers zumindest in einigen Fällen durch ein alternatives Verfahren. Eine solche Alternative ist verfügbar durch Modulation der elektromagnetischen Wellen direkt in dem integrierten Optikchip 16 durch Vorgabe eines weiteres Signales an die Phasenmodulatoren in diesem Chip oder durch Hinzufügung eines weiteren Phasenmodulators für den Empfang dieses Signales. Das zusätzliche Signal für diese zusätzliche Modulation kann durch einen gesteuerten Sinus-Signalgenerator vorgegeben werden, um somit eine weitere Frequenzkomponente in die elektromagnetischen Wellen einzuführen. Wenn zum Beispiel ein hinzugefügter Phasenmodulator in dem integrierten Optikchip 16 um den integrierten Wellenleiter 17 positioniert ist, so wird die elektromagnetische Eingangswelle zu dem Resonator 10 von diesem Wellenleiter sodann eine momentane elektrische Feldfrequenz aufweisen von
f&sub0;+f&sub1;-fnΔφnsinωnt, s-fbΔφb inωbt
wobei fb die hinzugefügte Frequenz von dem zusätzlichen gesteuerten Sinus- Generator ist und Δφb die Amplitude dieser zusätzlichen Bias-Modulations- Phasenänderung bei der Frequenz von fb ist. Die Frequenz fb sollte einen Wert besitzen, der groß ist im Vergleich zu den Frequenzen der Ausgangssignale von irgendeinem der anderen Signalgeneratoren in dem System der Fig. 4A und 4B, so daß insbesondere mehrere Zyklen dieses Sinussignales in jeden Zyklus der Bias-Modulationssignale fm und fn passen, so daß sie effektiv als ein Mittelwert während solcher Zyklen auftritt. Solch eine Einführung wird die effektive Fortpflanzungs-"Konstante" βccw in der Spule 10 verändern zu
βccw = β&sub0;&submin;&sub1; - Δβnsinωnt - Δβbsimωbt
wobei
Ein solches System ist in den Fig. 4A und 4B gezeigt. Erneut sind die für die verschiedenen Einrichtungen, Übertragungsstrecken und Blöcke in den Fig. 4A und 4B verwendeten Bezeichnungen die gleichen wie jene, die bei den Fig. 1, 2A und 2B für entsprechende dort gezeigte Gegenstände verwendet wurden. Anstatt daß der Ausgang der Summiereinrichtung 54 in Fig. 2A zu der Amplitudensteuerung in dem Bias-Modulationsgenerator 29' geht, wie es in dieser Figur gezeigt ist, geht der Ausgang des Summierers 54 in Fig. 4A zu dem Amplituden-Steuereingang eines zusätzlichen Sinus-Kompensationsgenerators 60, der in Fig. 4B gezeigt ist. Der Ausgang dieses Kompensationsgenerators ist in dieser letzten Figur mit einem hinzugefügten Phasenmodulator 19' in dem integrierten Optikchip 16 verbunden (anstelle der Wahlmöglichkeit der Zuführung des Signales des Bias-Modulationsgenerators 29 zu dem Phasenmodulator, wie dies in Fig. 2A gezeigt ist). Der Bias-Modulationsgenerator in Fig. 4A ist erneut mit 29 bezeichnet, da ein Amplituden-Steuereingang bei diesem nicht länger verwendet wird.
Die Einführung dieses Kompensationssignales über den Wellenleiter 19' verändert das Verhalten der elektromagnetischen Wellen im Gegenuhrzeigersinn in der Spule 10. Obgleich die Intensität dieser Wellen noch wie folgt angeschrieben werden kann
und
wird der Ausdruck für die Gesamt-Phasenänderung Δccw der Welle im Gegenuhrzeigersinn über die optische Wegstrecke durch die optische Resonator- Faserspule 10 mit Ausnahme der Phasenänderung aufgrund des Kerr-Effektes nunmehr zu
ΔccwΔβ&sub0;&submin;&sub1;L-ΔβnLsinωnt-ΔβbLsinωbt - φr+θ
Infolgedessen wird der zeitliche Mittelwert der Phasenänderung in Uhrzeiger- und Gegenuhrzeigerrichtung gegenüber der Resonanz, die durch die Bias- Modulations-Rückkopplungsschleife eingestellt wird, zu
In gleicher Weise wird für die Welle im Uhrzeigersinn der entsprechende Mittelwert zu
Infolgedessen wird der anfängliche Ausdruck für den Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes basierend auf diesen Größen zu
Die zwei zeitlichen Mittelwerte, die in diesem letzten Ausdruck für den Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes auftreten, werden ausgewertet zu
und
Diese Ergebnisse können neu angeschrieben werden, wenn die Definitionen
und
gemacht werden. Sodann wird jeder zeitliche Mittelwert zu
und
Setzt man diese Ergebnisse für die zeitlichen Mittelwerte in den vorangehenden Ausdruck für den Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund des optischen Kerr- Effektes ein, so ergibt sich
Eine algebraische Manipulation ergibt
Macht man die Definitionen
und
so wird dieser Rotationsgeschwindigkeitsfehler zu
Ωke = C'&sub1;I&sub0;{(q²-p²)-C'&sub2;(Δβm-Δβr)L(p²+q²)}
Dieser letzte Ausdruck ist der gleiche Ausdruck, der zuvor für das System der Fig. 2A und 2B erhalten wurde, jedoch mit unterschiedlichen Definitionen für die Konstanten C'&sub1;, und C'&sub2; gegenüber den Konstanten C&sub1; und C&sub2;, wie sie für dieses System aufgefunden wurden. Zusätzlich ersetzt hier Δβr den Wert Δβn, der in der früheren Fehlergleichung für das System der Fig. 2A und 2B aufgetreten ist.
Somit ist erneut erkennbar, daß der Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes linear von der Eingangsintensität der elektromagnetischen Wellen abhängt, die durch den Laser 22 vorgegeben werden. Infolgedessen wird erneut jede Änderung, die in dem optischen Kerr- Effekt-Rotationsgeschwindigkeitsfehler aufgrund einer entsprechenden Änderung in der Eingangsintensität auftritt, ebenfalls linear darauf bezogen sein. Wenn somit die gleiche amplitudenmodulierte elektromagnetische Wellenintensität von dem Laser 22 durch den Amplitudenmodulations-Signalgenerator 50 vorgegeben wird, so kann die Beziehung zwischen der Änderung in dem Ausgangsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes in der Amplitudenmodulation erneut in einer Frequenzkomponente bei der Modulationsfrequenz fam aufgefunden werden, die aus dem folgenden Ausdruck erkennbar ist.
ΔΩke = C'1{(q²-p²)-C'&sub2;L(p²-q²)(Δβm-Δβ²n+Δβ²b)}Iam cosωt
wobei die Substitution
Δβr = Δβ²n+Δβ2b
gemacht wurde. Erneut hängt die Beziehung zwischen der Änderung in der Intensität und dem optischen Kerr-Effekt-Fehler teilweise von einem Parameter Δβb ab, der gesteuert werden kann und der sich von Bias-Modulationsamplituden Δβm und Δβn unterscheidet. Infolgedessen kann der Ausgangsfehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes wesentlich vermindert oder eliminiert werden durch Steuerung der Amplituden-Modulationskomponente bei der Frequenz von fam gegen null, die in der Bias-Modulations-Signalamplitude bei der Frequenz fn vorhanden ist, die wie zuvor von dem Photodetektorsignal- Verarbeitungsschaltkreis 25 über das Filter 35, den phasenempfindlichen Detektor 37 und den phasenempfindlichen Detektor 51 erhalten wird. Die diesen Komponenten enthaltene Rückkopplungsschleife liefert erneut das Fehlersignal am Ausgang des Phasendetektors 51, um es für die Einstellung der zusätzlichen Modulationsamplitude Δβb in einer solchen Weise zu verwenden, um dieses Fehlersignal auf einen Wert von null im Hinblick auf die Gegenwart des Integrators 52 zu steuern.
Das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Detektors 51 wird wie zuvor aufgefunden, wobei jedoch statt dessen der gerade erhaltene Ausdruck für die Änderung in dem optischen Kerr-Effekt-Fehler aufgrund der Ausgangsintensität des Lasers 22 verwendet wird, die in der Amplitude moduliert ist, was ergibt:
Wenn das Signal v&sub5;&sub1; auf null gezwungen wird, das heißt v&sub5;&sub1; = 0, so wird der sich ergebende Ausdruck für die zusätzliche Modulationsamplitude erhalten zu
Dieser Wert für Δβb zwingt den Fehler aufgrund des optischen Kerr-Effektes auf null. Somit gestattet die zusätzliche Rückkopplungsschleife, die den phasenempfindlichen Detektor 51, den Integrator 52, den Verstärker 53, den Kompensationsgenerator 60 und den Phasenmodulator 19' beinhaltet, ebenfalls im wesentlichen die Eliminierung des Fehlers in der Rotationsgeschwindigkeitsinformation aufgrund des optischen Kerr-Effektes.
Fig. 5 zeigt ein reflektives faseroptisches Resonator-Kreiselsystem, das im wesentlichen das gleiche Fehler-Reduziersystem verwendet, wie es in dem transmissiven System der Fig. 4A und 4B verwendet wurde. Mit Ausnahme dieses Fehler-Reduziersystems ist das System von Fig. 5 im wesentlichen das gleiche wie das System von Fig. 3.
Obgleich die vorliegende Erfindung in bezug auf bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, werden Fachleute erkennen, daß Änderungen in der Form und den Einzelheiten vorgenommen werden können, ohne daß von dem Rahmen der Erfindung abgewichen wird, wie sie in den angefügten Ansprüchen definiert ist.

Claims

1. Fehlerreduzierer zum Reduzieren von Rotationsgeschwindigkeitsfehlern, die aufgrund eines optischen Kerr-Effektes in einer gewickelten optischen Faser (10) in einem Rotationssensor entstehen, der in der Lage ist, die Rotation um eine Achse der gewickelten optischen Faser (10) zu erfassen, die in einer geschlossenen optischen Wegstrecke in Verbindung mit wenigstens einem ersten Wicklungskoppler (11) gebildet ist, der damit verbunden ist, so daß elektromagnetische Wellen zwischen der gewickelten optischen Faser (10) und einer ersten externen optischen Faser (14) gekoppelt werden können, wobei die Rotationserfassung darauf beruht, daß entgegengesetzte elektromagnetische Wellen in der gewickelten optischen Faser durch die gewickelte optische Faser (10) in entgegengesetzten Richtungen fortschreiten, was dazu führt, daß jede der entgegengesetzten elektromagnetischen Wellen in der gewickelten optischen Faser wenigstens teilweise auf einen entsprechenden ersten und zweiten Photodetektor (23, 24) innerhalb einer Vielzahl von Photodetektoren auftreffen, von denen jeder an eine ausgewählte gewickelte optische Faser (10) und die externe optische Faser (14) angeschlossen ist, wobei wenigstens eine der entgegengesetzten elektromagnetischen Wellen der gewickelten optischen Faser, die in einer der entgegengesetzten Richtungen fortschreiten, einer Phasenänderung durch eine erste Gruppe von ausgewählten Signalen unterworfen ist, die einem ersten Eingang eines ersten Phasenmodulators (19) zugeführt werden, wobei der erste Photodetektor (23) ein Ausgangssignal aufgrund des Auftreffens einer entsprechenden entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser vorgibt, welches für diese Welle repräsentativ ist, wobei der Fehlerreduzierer umfaßt: eine Ausgleichs-Steuersignal-Erzeugungseinrichtung (29) mit einem Amplituden- Steuereingang Und einem Ausgang, der elektrisch mit dem ersten Phasenmodulator (19) verbunden ist, um in der Lage zu sein, eine Phasenmodulationskomponente in der entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser mit einer ausgewählten Ausgleichs-Steuerfrequenz vorzugeben, wobei die Ausgleichs- Steuersignal-Erzeugungseinrichtung ferner in der Lage ist, Amplitudenwerte der hierdurch vorgegebenen Phasen-Modulationskomponente gemäß einer zweiten Gruppe von ausgewählten Signalen einzustellen, die an dem Amplituden- Steuereingang vorgegeben werden; und eine erste Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) mit einem Ausgang und einem Feststelleingang, der elektrisch an den ersten Photodetektor (23) angeschlossen ist, um das Ausgangssignal von dem ersten Photodetektor zu empfangen, wobei die Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) in der Lage ist, Ausgangssignale am Ausgang vorzugeben, die Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die an dem Feststelleingang derselben basierend auf einer ersten ausgewählten Demodulationsfrequenz auftreten, gekennzeichnet durch eine Amplitudenmodulationssignal-Generatoreinrichtung (50), die in der Lage ist, eine Amplituden-Modulationskomponente in den entgegengesetzten elektromagnetischen Wellen der gewickelten optischen Faser (10) vorzugeben; und eine Amplitudenmodulationssignalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (51), die mit einem Ausgang elektrisch an den Amplituden-Steuereingang der Ausgleichs- Steuersignal-Erzeugungseinrichtung (29) angeschlossen ist und die sowohl einen Feststelleingang aufweist, der elektrisch mit dem Ausgang der ersten Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) verbunden ist, um das Ausgangssignal der ersten Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung zu empfangen und einen Demodulationseingang aufweist, der elektrisch mit der Amplitudenmodulationssignal-Erzeugungseinrichtung (50) verbunden ist, wobei die Amplitudenmodulations-Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (51) in der Lage ist, Signale zu verwenden, die an den Demodulationseingang derselben geliefert werden und eine wesentliche Demodulations-Signalkomponente bei einer zweiten ausgewählten Demodulationsfrequenz besitzen, um die zweite Gruppe von ausgewählten Signalen zu veranlassen an dem Ausgang derselben aufzutreten und Amplituden von Signalkomponenten zu repräsentieren, die an dem Feststelleingang derselben basierend auf der Demodulationsfrequenz auftreten, wobei die zweite Gruppe von Signalen, die dem Amplitudeneingang der Ausgleichs-Steuersignal- Erzeugungseinrichtung (29) zugeführt werden, Amplitudenwerte der Phasenmodulationskomponente in der entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser über den ersten Phasenmodulator (19) einstellt, um die Amplituden der Signalkomponenten aufzuheben, die auf einer entsprechende optische Veränderung des Kerr-Effektes bezogen sind, die durch die zweite Gruppe von ausgewählten Signalen repräsentiert werden, wodurch die Veränderung des Kerr- Effektes vermieden oder eliminiert wird und somit der optische Kerr-Effekt vermieden oder eliminiert wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste externe optische Faser in bezug auf den ersten Phasenmodulator (19) so positioniert ist, daß elektromagnetische Wellen, die durch wenigstens einen Teil derselben verlaufen, ebenfalls durch den ersten Phasenmodulator (19) verlaufen, so daß sie Gegenstand von Phasenänderungen aufgrund von ausgewählten Signalen sind, die an den ersten Eingang des ersten Phasenmodulators (19) angelegt werden.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Ausgleichs-Steuersignal- Erzeugungseinrichtung (29) eine erste Resonanz-Bestimmungssignal- Erzeugungseinrichtung (29) umfaßt, die mit einem Ausgang elektrisch an einen ausgewählten ersten Phasenmodulator (19) und irgendeinen zusätzlich vorgesehenen Phasenmodulator angeschlossen ist, tun in der Lage zu sein, eine Phasenmodulationskomponente in der entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser bei einer ersten Resonanz-Überwachungsfrequenz vorzugeben und damit über eine Resonanzfeststell-Summiereinrichtung (31) verbunden ist, die einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Ausgang der ersten Resonanz-Feststellsignal-Erzeugungseinrichtung (29) verbunden ist, und einen Ausgang besitzt, der mit einem ersten ausgewählten und einem zusätzlichen Phasenmodulator (19) elektrisch verbunden ist, wobei die Resonanzfeststell- Summiereinrichtung (31) ebenfalls einen zweiten Eingang besitzt und in der Lage ist, eine dritte Gruppe von ausgewählten Signalen zu kombinieren, die an dem ersten und zweiten Eingang vorgegeben werden, um ein Ausgangssignal an dem Ausgang basierend auf solch kombinierten Signalen vorzugeben; und wobei die Vorrichtung ferner umfaßt eine gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) mit einem Frequenz-Einstelleingang, der elektrisch mit dem Ausgang der ersten Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) verbunden ist und mit einem Ausgang, der elektrisch mit dem zweiten Eingang der Resonanzfeststell- Summiereinrichtung (31) verbunden ist, wobei die gesteuerte Frequenzeinstell- Signalerzeugungseinrichtung (27) in der Lage ist, ein Ausgangssignal am Ausgang vorzugeben, das eine Grund-Signalform aufweist, die mit einer ausgewählten Verschiebefrequenz eines Wertes wiederholt wird, der auf Signalen beruht, die an dem Frequenz-Einstelleingang auftreten; und wobei ferner die erste Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) einen Demodulationseingang besitzt, der elektrisch an den Ausgang der ersten Resonanzteststell-Signalerzeugungseinrichtung (29) angeschlossen ist, wobei die erste Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) in der Lage ist, Signale zu verwenden, die an den Demodulationseingang geliefert werden und eine wesentliche Demodulations-Signalkomponente bei der Demodulationsfrequenz besitzt, um den Auftritt von Ausgangssignalen am Ausgang derselben zu veranlassen, die Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die am Feststelleingang derselben beruhend auf der Demodulationsfrequenz auftreten.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend wenigstens einen zusätzlichen Phasenmodulator (19), der in bezug auf den ersten Phasenmodulator (19) so positioniert ist, daß elektromagnetische Wellen, die Phasenänderungen aufgrund von dem ersten Phasenmodulator (19) zugeführten ausgewählten Signalen unterworfen sind, ebenfalls Phasenänderungen aufgrund von ausgewählten Signalen unterworfen sind, die dem zusätzlichen Phasenmodulator (19) zugeführt werden; und wobei die Vorrichtung ferner noch umfaßt eine erste Resonanz-Bestimmungssignal- Erzeugungseinrichtung (29), die mit einem Ausgang elektrisch an einen ausgewählten ersten Phasenmodulator (19) und irgendeinen zusätzlichen Phasenmodulator (19) angeschlossen ist, die angeordnet sind, um eine Phasenmodulationskomponente in der entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser (10) bei einer ausgewählten ersten Resonanzüberwachungsfrequenz vorgeben zu können und eine gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) mit einem Frequenz-Einstelleingang, der elektrisch mit dem Ausgang der ersten Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) verbunden ist und ein Ausgang besitzt, der elektrisch mit einem ausgewählten ersten Phasenmodulator (19) und irgendeinem der zusätzlichen Phasenmodulatoren (19) verbunden ist, um eine Phasenmodulationskomponente in der entgegengesetzten elektromagnetischen Welle der gewickelten optischen Faser (10) vorgeben zu können, wobei die gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) in der Lage ist, ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang vorzugeben, das eine Grundsignalform besitzt, die mit einer ausgewählten Verschiebefrequenz eines Wertes wiederholt wird, der auf Signalen beruht, die an dem Frequenz-Einstelleingang auftreten; und wobei ferner die erste Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) einen Demodulationseingang besitzt, der elektrisch an den Ausgang der ersten Resonanz-Feststellsignal- Erzeugungseinrichtung (29) angeschlossen ist, wobei die erste Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) in der Lage ist, Signale zu verwenden, die an den Demodulationseingang geliefert werden und eine wesentliche Demodulations- Signalkomponente bei der Demodulationsfrequenz besitzen, um den Auftritt von Ausgangssignalen am Ausgang derselben zu veranlassen, die Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die am Feststelleingang derselben beruhend auf der Demodulationsfrequenz auftreten.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Ausgleichs-Steuersignal- Erzeugungseinrichtung eine erste Resonanz-Bestimmungs- Signalerzeugungseinrichtung (29) ist, die den Amplituden-Steuereingang und den Ausgang besitzt und wobei die Ausgleichs-Steuerfrequenz eine erste Resonanz- Überwachungsfrequenz ist, und wobei ferner die erste Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) einen Demodulationseingang besitzt, der elektrisch mit dem Ausgang der ersten Resonanz-Bestimmungs-Signalerzeugungseinrichtung (29) verbunden ist, wobei die erste Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (37) in der Lage ist, Signale zu verwenden, die an dem Demodulationseingang derselben zugeführt werden und die eine wesentliche Demodulationssignalkomponente bei der Demodulationsfrequenz besitzen, um das Auftreten von Ausgangssignalen am Ausgang zu veranlassen, die Amplituden von Signalkomponenten zu repräsentieren, die am Feststelleingang derselben beruhend auf der Demodulationsfrequenz auftreten.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die erste externe optische Faser (14) und der erste Phasenmodulator (19) Teil einer Eingangseinrichtung der gewickelten optischen Faser (10) sind und entgegengesetzte elektromagnetische Wellen aufweisen können, die von einer gemeinsamen Quelleneinrichtung (22) für elektromagnetische Wellen geliefert werden und gemeinsam sowohl durch die erste externe optische Faser (14) als auch durch den ersten Phasenmodulator (19) in entgegengesetzten Richtungen fortschreiten.

7. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die gewickelte optische Faser (10) eine optische Faser mit einfachem Schwingungsmodus ist, die eine Doppelbrechung aufweist, so daß unterschiedliche Brechungsindices entlang entsprechender Achsen mit einer Winkelbeziehung zueinander über den Querschnitten der optischen Faser auftreten (10) umfaßt eine Übertragungseinrichtung zur Übertragung elektromagnetischer Strahlung entlang einer der Achsen in eine Fortpflanzung entlang einer anderen Achse umfaßt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die gewickelte optische Faser (10) eine optische Faser mit einfachem Schwingungsmodus ist, die eine Doppelbrechung aufweist, so daß unterschiedliche Brechungsindices entlang entsprechender Achsen auftreten, die eine Winkelbeziehung zueinander über Querschnitten der optischen Faser besitzen und wobei die geschlossene optische Wegstrecke, die die gewickelte optische Faser umfaßt, einen Polarisator (13) besitzt, um elektromagnetische Wellen einer entsprechenden Polarisierung entlang einer der Achsen zu übertragen und die Übertragung von elektromagnetischen Wellen einer anderen entsprechenden Polarisierung entlang der anderen Achse zu blockieren.

9. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die erste externe optische Faser (14) erste und zweite Ausgangskoppler (11, 12) besitzt, die mit dieser verbunden sind, so daß elektromagnetische Wellen zwischen der ersten externen optischen Faser (14) und einer entsprechenden optischen Ausgangswegstrecke (15) gekoppelt werden können, die zu einem entsprechenden ersten und zweiten Photodetektor (23, 24) führt.

10. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die gewickelte optische Faser (10) einen zweiten Wicklungskoppler (12) besitzt, der damit verbunden ist, so daß elektromagnetische Wellen zwischen der gewickelten optischen Faser (10) und einer zweiten externen optischen Faser (15) gekoppelt werden können, wobei der zweite Wicklungskoppler (12) ein Paar von Enden besitzt, die jeweils so positioniert sind, daß elektromagnetische Wellen, die davon ausgehen, auf entsprechende erste und zweite Photodetektoren (23, 24) auftreffen.

11. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, bei welcher der zweite Photodetektor (24) ebenfalls ein Ausgangssignal aufgrund des Auftreffens einer anderen der entgegengesetzten elektromagnetischen Wellen der gewickelten optischen Faser (10) liefert, das einer solchen Welle entspricht und ferner umfassend einen zweiten Phasenmodulator (20), wobei die erste externe optische Faser (14) in bezug auf den desselben verlautende elektromagnetische Wellen ebenfalls durch den zweiten Phasenmodulator (20) verlaufen, so daß sie Phasenänderungen aufgrund von ausgewählten Signalen unterworfen werden, die an den ersten Eingang des zweiten Phasenmodulators (20) angelegt werden, wobei die erste externe optische Faser (14) und die ersten oder zweiten Phasenmodulatoren (19, 20) Teile einer Eingangseinrichtung mit gewickelter optischer Faser (10) sind, die entgegengesetzte elektromagnetische Wellen führen kann, die von einer gemeinsamen Quelleneinrichtung (22) von elektromagnetischen Wellen geliefert werden, üblicherweise sich durch die erste externe optische Faser (14) und die ersten und zweiten Phasenmodulatoren (19, 20) in entgegengesetzen Richtungen fortpflanzen, wobei die gemeinsame Quelleneinrichtung (22) einen ersten Steuereingang besitzt, an welchem die Vorgabe ausgewählter Signale zu ausgewählten Frequenzen in den vorgegebenen elektromagnetischen Wellen führt; und wobei die Vorrichtung ferner umfaßt eine zweite Resonanzfeststell-Signalerzeugungseinrichtung (28), die mit einem Ausgang elektrisch an den ersten Eingang des zweiten Phasenmodulators (20) angeschlossen ist, wobei die zweite Resonanzfeststell-Signalerzeugungseinrichtung (28) in der Lage ist, ein Ausgangssignal vorzugeben, das eine wesentliche Signalkomponente bei einer zweiten Resonanzüberwachungsfrequenz besitzt; und wobei die Vorrichtung ferner noch eine zweite Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (36) besitzt, die sowohl einen Feststelleingang aufweist, der elektrisch mit dem zweiten Photodetektor (24) verbunden ist, um das Ausgangssignal des zweiten Photodetektors zu empfangen als auch einen Demodulationseingang besitzt, der elektrisch mit dem Ausgang der zweiten Resonanzfeststell- Signalerzeugungseinrichtung (28) verbunden ist, und die mit einem Ausgang elektrisch an den ersten Steuereingang der gemeinsamen Quelleneinrichtung (22) angeschlossen ist, wobei die zweite Signalkomponenten-Phasenfeststelleinrichtung (36) in der Lage ist, Signale zu verwenden, die an deren Demodulationseingang zugeführt werden und eine wesentliche Demodulations-Signalkomponente bei einer ausgewählten Demodulationsfrequenz besitzen, um das Auftreten von Signalen am Ausgang derselben zu veranlassen, die Amplituden von Signalkomponenten repräsentieren, die an dem Feststelleingang basierend auf der Demodulationsfrequenz auftreten.

12. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die erste Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) ferner einen Integrator (39) umfaßt, der elektrisch zwischen dem Ausgang derselben und dem Amplituden-Steuereingang der ersten Resonanzfeststell-Signalerzeugungseinrichtung (29) angeschlossen ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die erste Resonanzfeststell- Signalerzeugungseinrichtung (29) mit ihrem Ausgang ebenfalls elektrisch mit dem ersten Phasenmodulator (19) über eine Resonanzbestimmungs-Summiereinrichtung (31) verbunden ist, die einen ersten Eingang besitzt, der elektrisch an den Ausgang der ersten Resonanzbestimmungs-Signalerzeugungseinrichtung (29) angeschlossen ist und die einen Ausgang besitzt, der elektrisch mit dem ersten Eingang des ersten Phasenmodulators (19) verbunden ist, wobei die Resonanzbestimmungs- Summiereinrichtung (31) ebenfalls einen zweiten Eingang besitzt und in der Lage ist, die dem ersten und zweiten Eingang zugeführten ausgewählten Signale zu kombinieren, um ein Ausgangssignal am Ausgang derselben mit solch kombinierten Signalen vorzugeben; und wobei die Vorrichtung ferner umfaßt eine gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) mit einem Frequenz- Einstelleingang, der elektrisch an den Ausgang der ersten Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) angeschlossen ist und die einen Ausgang besitzt, der elektrisch an den zweiten Eingang der Resonanzfeststell-Summiereinrichtung (31) angeschlossen ist, wobei die gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) in der Lage ist, ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang vorzugeben, das eine Grundsignalform besitzt, daß mit einer ausgewählten ersten Verschiebefrequenz eines Wertes wiederholt wird, der auf ausgewählten Signalen beruht, die an dem Frequenz- Einstelleingang auftreten.

14. Vorrichtung nach Anspruch 5, ferner umfassend einen zusätzlichen Phasenmodulator (19), der in bezug auf den ersten Phasenmodulator (19) so angeordnet ist, daß elektromagnetische Wellen, die Phasenänderungen aufgrund von ausgewählten, an den ersten Eingang des ersten Phasenmodulators (19) angelegten Signalen unterworfen sind, ebenfalls Phasenänderungen aufgrund von ausgewählten Signalen unterworfen werden, die an einen ersten Eingang des zusätzlichen Phasenmodulators (19) angelegt werden; und wobei die Vorrichtung noch ferner umfaßt, daß eine gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) einen Frequenz-Einstelleingang besitzt, der elektrisch an den Ausgang der ersten Signalkomponenten- Phasenfeststelleinrichtung (37) angeschlossen ist und einen Ausgang besitzt, der elektrisch an den ersten Eingang des zusätzlichen Phasenmodulators (19) angeschlossen ist, wobei die gesteuerte Frequenzeinstell-Signalerzeugungseinrichtung (27) in der Lage ist, ein Ausgangssignal an dem Ausgang derselben vorzugeben, der eine Grundsignalform besitzt, die mit einer ausgewählten ersten Verschiebefrequenz mit einem Wert wiederholt wird, der aufgrund von Signalen ausgewählt wird, die an dem Frequenz-Einstelleingang auftreten.

15. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 13, wobei die gemeinsame Quelleneinrichtung (22) einen zweiten Steuereingang besitzt, der an einen Ausgang der Amplitudenmodulations-Signalerzeugungseinrichtung (50) elektrisch angeschlossen ist.