DE69502665T4

DE69502665T4 - Umrichter-Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE69502665T4
Application number: DE69502665T
Authority: DE
Inventors: Hideaki Abe; Shosuke Akisada; Satoru Inakagata; Takio Maekawa; Hideki Tamura
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-06-27
Filing date: 1995-06-27
Publication date: 1999-09-23
Anticipated expiration: 2015-06-28
Also published as: US5706183A; EP0690555A2; DE69502665T2; EP0690555B1; HK1009361A1; EP0690555A3; DE69502665D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Umrichter-Energieversorgung, die einen Ausgangswechselstrom über einen Kopplungstransformator zum Ansteuern einer Einrichtung liefert, und spezieller eine Umrichter-Energieversorgung mit einem selbsterregten Oszillator zum Versorgen und/oder Laden kompakter elektrischer Geräte, wie Audio-Videogeräte, tragbare Telefone, elektrische Zahnbürsten, elektrische Rasierapparate, energiebetriebene Werkzeuge und elektrische Geräte zur Verwendung im Freien für Kraftfahrzeuge.
In der DE-A-43 16 945 sind mehrere Umrichter-Energieversorgungen des Standes der Technik offenbart. Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt eine der Energieversorgungen des Standes der Technik eine Gleichspannungsquelle 10', die eine Gleichspannung vorsieht, einen Transformator 20' mit einer Primärwicklung 21', einer Sekundärwicklung 22' und einer Rückführwicklung 23', eine LC-Resonanzschaltung, die von der Primärwicklung 21' und einem Kondensator 25' gebildet wird, und einen selbsterregten Oszillator, der von der Gleichspannung versorgt wird, um über der Pimärwicklung 21' eine Hochfrequenzspannung zu erzeugen und über der Sekundärwicklung 22' eine entsprechende Ausgangs-Wechselspannung zum Ansteuern einer Last 50' zu induzieren. Der Oszillator umfaßt einen FET 30', der in Reihe mit der Primärwicklung 21' über der Gleichspannung angeschlossen ist und von der Hochfrequenzspannung, die über der Rückführwicklung 23' induziert wird, angesteuert wird, so daß er ein- und ausschaltet. In der Schaltung ist ein Vorspannungskondensator 12' angeschlossen, der von der Gleichspannungsquelle 10' geladen wird, um eine Offsetspannung VOFF vorzusehen. Der Vorspannungskondensator 12' ist auch mit der Rückführwicklung 23' über einem Source-Gate-Weg des FET 31' angeschlossen, so daß die Offsetspannung VOFF der Rückführspannung bei der Rückführwicklung 21' hinzuaddiert wird, woraus sich eine Vorspannung VG ergibt, die an ein Gate des FET 31' angelegt wird, um den FET abwechselnd ein- und auszuschalten, um dadurch eine selbsterregte Schwingung vorzusehen, um die Hochfrequenzspannung der Primärwicklung 21' zu bilden.
Damit der FET 30' bei einer Zunahme der Eingangs-Gleichspannung nicht längere Zeit eingeschaltet bleibt, wird in dieser Energieversorgung des Standes der Technik ein Vorspannungs-Stabilisierschaltkreis eingeführt. Der Vorspannungs-Stabilisierschaltkreis umfaßt einen Widerstand 15' und eine Bypassdiode 16', die in dem Schaltkreis angeschlossen sind, um die Offsetspannung durch Entladen des Vorspannungskondensators 12' durch den eingeschalteten FET 30' abzusenken, um die an das Gate des FET 30' angelegte Vorspannung entsprechend zu verringern, so daß der FET 30' unabhängig von der Zunahme der Eingangsgleichspannung nur während einer im wesentlichen konstanten Einschaltzeit einschaltet. Mit anderen Worten, da die erhöhte Eingangsgleichspannung die Hochfrequenz-Rückführspannung erhöht, überschreitet die resultierende Vorspannung eine Schwellspannung des FET 30' während einer längeren Zeitdauer, was bei vielen der oben erläuterten Vorspannungs-Stabilisierschaltungen dazu führen würde, daß sich die Einschaltzeit des FET 30' verlängert und demzufolge der durch den FET 30' fließende Strom zunimmt, wodurch sich ein unerwünschter Schaltverlust ergibt. In dieser Hinsicht, d. h. der Minimierung des Schaltverlustes und einem effektiven Betrieb, ist die Energieversorgung des Standes der Technik zufriedenstellend.
Bei dieser Energieversorgung des Standes der Technik besteht jedoch immer noch das Problem, daß der Vorspannungs-Stabilisierschaltkreis zu aktiv sein kann und den Vorspannungskondensator 12' beim anfänglichen Hochfahren der Schaltung oder bei einer deutlichen Abnahme der Drainspannung des FET 30' entlädt, wodurch die Offsetspannung VOFF soweit abgesenkt wird, daß der FET 30' nicht mehr einschalten (leiten) kann, selbst wenn die Rückführspannung danach wieder zunimmt, wodurch der FET in anderen Fällen eingeschaltet würde. Beim anfänglichen Hochfahren der Schaltung schaltet der FET 30' am Anfang ein, nachdem der Vorspannungskondensator 12' soweit geladen wurde, daß die Offsetspannung einen Schwellwert der Gatespannung des FET 31' überschreitet. In diesem Fall beginnt die Rückführspannung, die sich über der Rückführwicklung 23' entwickelt hat, zuzunehmen und erhöht entsprechend die Vorspannung, die an das Gate des FET angelegt wird, während die Vorspannungs-Stabilisierschaltung aus dem Widerstand 15' und der Diode 16' den Vorspannungskondensator 12' entladen, um die Offsetspannung zu senken. Die Vorspannung bleibt also über der Schwellspannung des FET, so daß der FET im Vergleich zu der stabilen Schwingung, bei der FET durch die Vorspannung, welche gleich der Summe der Offsetspannung und der Rückführspannung ist, eingeschaltet wird, eine längere Zeit eingeschaltet bleibt. Der Vorspannungskondensator 12' wird also entladen, um die Offsetspannung VOFF soweit abzusenken, daß die nachfolgend auftretende Rückführspannung plus die abgesenkte Offset spannung nicht ausreichen, den FET einzuschalten, woraus sich eine unterbrochene oder instabile Schwingung ergibt. Wenn die Eingangsgleichspannung stark variiert und die Oszillatorspannung sich entsprechend ändert, kann ähnlich die Drainspannung des FET stärker gesenkt werden als die Spannung des Vorspannungskondensators 12'. Dabei wird der Vorspannungskondensator soweit entladen, daß er die Offsetspannung soweit senkt, daß der FET nicht mehr einschalten kann. Die Energieversorgung des Standes der Technik mit der Vorspannungs-Stabilisierschaltung, die den Vorspannungskondensator über den FET entlädt, hat also das oben beschriebene Problem, daß eine zu starke Entladung zu einer instabilen Schwingung führt.
Das obige Problem wird von der vorliegenden Erfindung durch eine Umrichter- Energieversorgung gelöst, die eine Gleichspannungsquelle umfaßt, welche eine Gleichspannung liefert, sowie einen Transformator mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung und einer Rückführwicklung, einen LC-Resonanzkreis aus einem Kondensator und der Primärwicklung und einen selbsterregten Oszillator. Der Oszillator umfaßt den LC- Resonanzkreis und ein Schaltelement, das mit der Primärwicklung in Reihe über der Gleichspannungsversorgung angeschlossen ist und abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, um eine Hochfrequenzspannung über der Primärwicklung, eine Hochfrequenz-Rückführspannung über der Rückführwicklung und eine resultierende Ausgangs-Wechselspannung über der Sekundärwicklung zu erzeugen. Die Ausgangs-Wechselspannung wird an einen Lastkreis der Einrichtung angelegt. Ein Vorspannungskondensator ist parallel zu einer Reihenschaltung aus dem LC-Resonanzkreis und dem Schaltelement über der Gleichspannungsquelle angeschlossen, die mit einem Strom der Gleichspannungsversorgung geladen werden soll. Der Vorspannungskondensator ist auch in Reihe mit der Rückführwicklung geschaltet, um eine Offsetspannung vorzusehen, die zu der Hochfrequenz-Rückführspannung addiert wird, welche sich über der Rückführwicklung entwickelt, um eine Vorspannung zu erzeugen, die an einen Steueranschluß des Schaltelements angelegt wird, um daß Schaltelement zum Ansteuern des selbsterregten Oszillators abwechselnd ein- und auszuschalten. Ein Stromsensor ist vorgesehen, um einen durch das Schaltelement fließenden Strom zu erfassen und ein Signal mit einem ersten Pegel vorzusehen, das den erfaßten Strom anzeigt, der in den Resonanzkreis gespeist wird. Über den Vorspannungskondensator geht ein einziger Entladeweg, der nicht durch das Schaltelement geht. Eine Schalteinrichtung ist in diesen einzigen Entladeweg eingefügt und wird eingeschaltet, wenn das Signal mit dem ersten Pegel einen Schwellwert überschreitet, um den Vorspannungskondensator auf einen Pegel zu entladen und die Offsetspan nung während der fortgesetzten Schwingung des LC-Resonanzkreises auf einem konstanten Pegel zu halten. Die Schalteinrichtung dient zum Ausschalten des Schaltelementes, wenn der in den Resonanzkreis gespeiste Strom einen vorgegebenen Pegel erreicht, um eine Rückführregelung zum Begrenzen des Stroms auf einen konstanten Pegel durchzuführen, der für die stabile Schwingung verantwortlich ist. Sobald das Schaltelement ausgeschaltet wird, reagiert die Schalteinrichtung auf das Ausschalten mit der Unterbrechung des Entladewegs, so daß der Vorspannungskondensator nur während einer kurzen Zeitspanne entladen wird, die jedoch ausreicht, die Offsetspannung oder die Vorspannung auf einem konstanten Pegel zu halten, wodurch eine zu weite Entladung des Vorspannungskondensators verhindert und dadurch eine stabile Schwingung aufrecht erhalten wird.
Es somit eine Hauptaufgabe der Erfindung, eine Umrichter-Energieversorgung vorzusehen, die eine stabile Schwingung unabhängig von möglichen Schwankungen der Eingangsgleichspannung und der Ausgangsspannung vorsehen kann.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt die Energieversorgung eine Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung, die ein Signal mit einem zweiten Pegel vorsieht, das die von der Gleichspannungsquelle zugeführte Gleichspannung anzeigt. Die Eingangsspannungs- Überwachungseinrichtung ist so in den Schaltkreis geschaltet, daß das Signal mit dem zweiten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert wird, so daß die Schalteinrichtung einschaltet, wenn die Summe aus dem ersten und dem zweiten Pegel den Schwellwert überschreitet. Bei dieser Schaltungsanordnung schaltet die Schalteinrichtung ein, um den Vorspannungskondensator zu entladen, wenn ein kleinerer Strom durch das Schaltelement fließt, wenn die Eingangsgleichspannung groß wird, und umgekehrt. Die Schalteinrichtung dient also zum Regeln des durch das Schaltelement fließenden Stromes abhängig von dem sich verändernden Pegel der Gleichspannung, wodurch die Ausgangsspannung unabhängig von Änderungen der Eingangsgleichspannung konstant gehalten wird, was also eine weitere Aufgabe der Erfindung ist.
Die Energieversorgung kann ferner eine Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung aufweisen, die ein Signal mit einem dritten Pegel vorsieht, das eine Ausgangsspannung der Primärwicklung anzeigt. Die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung ist so in den Schaltkreis geschaltet, daß das Signal mit dem dritten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert wird, so daß die Schalteinrichtung einschaltet, wenn die Summe aus dem ersten und dem dritten Pegel den Schwellwert überschreitet. Dadurch wird der dem LC- Resonanzkreis zugeführte Strom mittels Rückführung geregelt, um die Ausgangsspannung selbst dann auf einem konstanten Pegel zu halten, wenn die Ausgangsspannung andernfalls aufgrund unterschiedlicher Lastanforderungen schwanken würde, was somit eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
Diese und weitere Aufgaben und vorteilhafte Merkmale ergeben sich deutlicher aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen in Verbindung mit der Zeichnung. In den Figuren zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung des Standes der Technik;
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 zeigt ein Kurvendiagramm zur Erläuterung des Betriebs der Energieversorgung der Fig. 2;
Fig. 4 zeigt ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 5 zeigt ein Kurvendiagramm zu Erläuterung des Betriebs der Energieversorgung der Fig. 4;
Fig. 6 und 7 sind Schaltbilder, die jeweils Modifikationen der Schaltung der Fig. 4 zeigen;
Fig. 8 ist ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 9 und 10 sind Kurvendiagramme zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung der Fig. 8;
Fig. 11 und 12 sind Schaltbilder, welche jeweils Modifikationen der Schaltung der Fig. 8 zeigen;
Fig. 13 ist ein Kurvendiagramm zur Erläuterung des Betriebs der Fig. 12;
Fig. 14 und 15 sind jeweils Schaltbilder, die weitere Modifikationen der Energieversorgung der Fig. 8 zeigen;
Fig. 16 ist ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 17 ist ein Schaltbild, das eine Modifikation der Schaltung der Fig. 16 zeigt;
Fig. 18 ist ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer fünften Ausführungsform der Erfindung; und
Fig. 19 ist ein Schaltbild einer Umrichter-Energieversorgung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Erste Ausführungsform (Fig. 2 und 3)

In Fig. 2 ist eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Die Energieversorgung umfaßt eine Gleichspannungsversorgung 10, die eine Gleichspannung vorsieht, und einen selbsterregten Oszillator, der einen Transformator 20 umfaßt, um die Gleichspannung von der Gleichspannungsversorgung 10 in eine Hochfrequenz-Wechselspannung umzuwandeln, die an eine Last 50 angelegt wird, um diese anzuregen. Der Transformator 20 hat eine Primärwicklung 21, eine Sekundärwicklung 22 und eine Rückführwicklung 23. Die Primärwicklung 21 ist zu einem Kondensator 25 parallel geschaltet, um einen parallelen LC-Resonanzkreis zu bilden, der über der Gleichspannungsquelle 10 mit einem FET-Transistor 30 in Reihe geschaltet ist, um den selbsterregten Oszillator zu bilden. Die Sedundärwicklung 22 ist über eine Gleichrichterschaltung aus Dioden 51 und 52 verbunden, um die Last 50, z. B. eine aufladbare Batterie, zu versorgen. In der Energieversorgung ist auch eine Reihenschaltung aus einem Anlaßwiderstand 11 und einem Vorspannungskondensator 12 enthalten, die über der Gleichspannungsversorgung 10 angeschlossen ist. Ein erstes Ende der Rückführwicklung 23 ist mit einem Gate des FET 30 verbunden, und das zweite Ende ist mit einem Punkt zwischen dem Widerstand 11 und dem Vorspannungskondensator 12 verbunden. Beim Einschalten der Schaltung wird der Vorspannungskondensator 12 mit der Gleichspannung geladen, um eine Vorspannung zu erzeugen, um zunächst den FET 30 einzuschalten, wie später noch erörtert wird. Nach dem die Energieversorgung in einen stabilen Betriebsmodus gegangen ist, bei dem eine Hochfrequenz-Resonanzspannung über der Primärwicklung 21 vorgesehen wird, dient der Vorspannungskondensator 12 dazu, eine Offsetspannung VOFF vorzusehen, die zu der Hochfrequenz-Rückführspannung addiert wird, welche über der Rückführwicklung 23 induziert wird, um eine Vorspannung VG vorzusehen, die an das Gate des FET 30 angelegt wird, um den FET 30 abwechselnd ein- und auszuschalten.
In der Energieversorgung ist ferner ein bipolarer Transistor 40 vorgesehen, der zwischen einem Source-Gate-Weg des FET 30 angeschlossen ist, wobei der Kollektor des Transistors 40 über eine Diode 41 mit einem Punkt zwischen der Rückführwicklung 23 und dem Gate des FET 30 verbunden ist, und wobei die Basis des Transistors mit einem Punkt zwischen den Widerständen 31 und 32 verbunden ist, die zwischen der Source des FET 30 und Masse in Reihe geschaltet sind. Eine Parallelschaltung aus einer Diode 33 und einem Widerstand 34 ist zwischen dem LC-Resonanzkreis und dem Drain des FET 30 eingefügt. Der Widerstand 32 dient als ein Stromsensor, um an einen Transistor 40 eine Vorspannung VB anzulegen, die zu dem durch den FET 30 fließenden Strom, d. h. zu dem dem LC-Resonanzkreis zugeführten Strom, proportional ist.
Im folgenden wird der Betrieb der Umrichter-Leistungsversorgung mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben. Beim anfänglichen Hochfahren der Schaltung liefert die Gleichspannungsquelle 10 eine Gleichspannung über der Reihenschaltung aus dem Anlaßwiderstand 11 und dem Vorspannungskondensator 12, um dem Vorspannungskondensator 12 über den Widerstand 11 zu laden. Wenn der Vorspannungskondensator 12 geladen wird, so daß die Offsetspannung VOFF eine Schwellspannung VTH des FET 30 überschreitet, wird der FET 30 leitend, und ein Strom ID beginnt zunächst durch den Kondensator 25 und dann durch die Primärwicklung 21 zu fließen, um dem Resonanzkreis Energie zuzuführen. Wenn der Strom ID zu fließen beginnt, reagiert die Rückführwicklung 23 darauf, indem sie eine Rückführspannung induziert, die zu der Offsetspannung VOFF addiert wird, um die resultierende Vorspannung VG schnell zu erhöhen, wodurch der FET 30 vollständig leitend wird und sich der Strom ID entsprechend erhöht. Wenn der Strom ID bis auf einen Pegel anwächst, bei dem die Spannung über dem Stromsensorwiderstand 32 den Schwellwert des Transistors 40 überschreitet, wird der Transistor 40 eingeschaltet, um den Vorspannungskondensator 12 zu entladen und dadurch die Vorspannung VG abzusenken, so daß der FET 30 weniger leitend wird, um den Strom ID zu senken. Dadurch entwickelt sich über der Rückführwicklung 23 eine negative Rückführspannung, welche die Vorspannung VG unter die Schwellspannung VTH des FET 30 senkt, so daß der Transistor FET sowie der Transistor 40 vollständig ausschalten. Nachdem der FET 30 abgeschaltet hat, und kein Strom ID mehr zugeführt wird, beginnen der LC-Resonanzkreis aus der Primärwicklung 21 und dem Kondensator 25 zu schwingen, um eine Oszillatorspannung VC mit einem veränderlichen Strom IL1 vorzusehen, der durch die Primärwicklung 21 fließt. Aufgrund dieses veränderlichen Strom IL1 induziert die Rückführwicklung 23 die Rückführspannung, welche die Vorspannung VG wieder über den Schwellwert VTH erhöht, so daß der FET 30 einschaltet und den Resonanzkreis mit Energie versorgt. Danach wird der FET 30 durch den zunehmenden Strom ID genauso wie oben beschrieben geschaltet. Der obige Hochlaufzyklus wiederholt sich, bis die Spannung über dem Vorspannungskondensator 12 sich auf einen im wesentlichen konstanten Pegel eingeschwungen hat, bei dem ein Gleichgewicht zwischen schen dem Ladestrom I&sub1;&sub1; für den Vorspannungskondensator 12 aus der Gleichspannungsquelle 10 während einer Periode T und dem Entladestrom I&sub4;&sub0; aus dem Vorspannungskondensator 12 durch den Transistor 40 während einer Periode T&sub1; erreicht wird. Danach arbeitet der Schaltkreis mit einer stabilen Schwingung. In Fig. 3 bezeichnen VF und VD Spannungen an den gezeigten Stellen der Schaltung.
Da der FET 30 abgeschaltet wird, unmittelbar nachdem der Strom ID ein Maximum erreicht, d. h. einen Pegel, bei dem der Transistor 40 eingeschaltet wird, wird die Energie PL, die immer dann in der Primärwicklung 23 gespeichert ist nachdem der FET 30 ausgeschaltet hat, durch die folgende Gleichung wiedergegeben, wenn man berücksichtigt, daß der Strom ID ungefähr gleich dem durch die Primärwicklung 21 fließenden Strom ist:
PL = (1/2L&sub1;) · IDMAX²
wobei L&sub1; die Induktivität der Primärwicklung 21 ist. Die Energie, die immer dann in dem Kondensator 25 gespeichert ist, nachdem der FET 30 abgeschaltet hat, wird dagegen durch die folgende Gleichung dargestellt:
Pc = (1/2C&sub1;) · E&sub0;²
wobei C&sub1; die Kapazität des Kondensators 25 ist, und E&sub0; ist die Spannung der Gleichspannungsquelle 10. Demgemäß wird die Energie P (= PL + Pc) an den LC-Resonanz-Kreis weitergegeben, um eine Schwingung für die Übertragung der resultierenden Energie an die Last zu erzeugen.
Da der FET 30 abgeschaltet wird, wenn der durch den Widerstand 32 fließende Strom ID zunimmt, um den Transistor 40 auszuschalten, kann kein überschüssiger Strom ID in die Schaltung fließen, selbst wenn der Resonanzkreis bei einer möglichen Änderung der Last eine übermäßige Oszillationspannung erzeugt. Der Transistor 40 dient also dazu, den dem LC- Resonanzkreis zugeführten Strom ID durch Rückführung gestützt auf den Strom ID oder die Oszillationsspannung VC zu begrenzen, zusätzlich zu der Erzeugung der Schwingung des LC- Resonanzkreises. In diesem Sinne gelten der Transistor 40 und der Stromsensorwiderstand 32 als Teil der Oszillatorschaltung mit dem FET 30 und dem LC-Resonanzkreis. Da der Transistor 40 ausgeschaltet wird, nachdem der FET 30 ausgeschaltet wurde, wird ferner der Vor spannungskondensator 12 nur während einer kurzen Zeit entladen, wodurch eine zu weite Entladung des Vorspannungskondensators 12 vermieden wird, um die Offsetspannung VOFF auf einem konstanten Pegel zu halten und dadurch eine fortgesetzte stabile Schwingung zu gewährleisten.

Zweite Ausführungsform (Fig. 4 bis 7)

Fig. 4 zeigt eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ähnlich der ersten Ausführungsform ist, abgesehen davon, daß eine Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung 60 hinzugefügt wurde, um eine Rückführungsregelung durchzuführen, um unabhängig von einer breiten Schwankung der Eingangsgleichspannung eine konstante Ausgangsspannung zu erzeugen. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und mit dem Suffix "A" bezeichnet. Die Eingangsspannungs- Überwachungseinrichtung 60 umfaßt einen Spannungsteiler aus Widerständen 61 und 62, die über der Gleichspannungsquelle 10A angeschlossen sind, und einen Widerstand 35, der mit dem Widerstand 32 in Reihe über dem Basis-Emitterweg des Transistors 40A angeschlossen ist, um ein Eingangspegelsignal zu bilden, das gleich einem Teil der Eingangsgleichspannung ist. Das Eingangspegelsignal, d. h. die überwachte geteilte Spannung, wird an die Basis des · Transisors 40A angelegt und zu der Spannung addiert, die sich über dem Stromsensorwiderstand 32 ergibt. Da das Eingangspegelsignal proportional zu der Eingangsgleichspannung ist, schaltet der Transistor 40A mit einem kleinen Strom ID ein, wenn die Eingangsgleichspannung groß wird, und er schaltet mit einem großen Strom ID ab, wenn die Eingangsgleichspannung niedrig wird. Das bedeutet, daß der FET 30A mit zunehmender Eingangsgleichspannung schnell abschaltet, wenn der Strom ID zunimmt, und mit abnehmender Eingangsgleichspannung schaltet der FET 30A langsam ab, wenn der Strom ID abnimmt. Dadurch arbeitet die Schaltung so, daß die Energie PL zunimmt, wenn die Energie Pc reduziert wird, und umgekehrt. Demzufolge ist es leicht möglich, die Ausgangsenergie P (= PL + Pc) aufrechtzuerhalten und dadurch den der Last 50A zugeführten Strom 10 unabhängig von der Eingangsgleichspannung auf einem konstanten Pegel zu halten, indem die Widerstandswerte der Widerstände 61, 62, 32 und 35 geeignet gewählt werden. Der oben beschriebene Betrieb ist aus Fig. 5 leicht zu erkennen, in der die Eingangsgleichspannung E zu einer gezeigten Zeit zunimmt, wobei danach der Strom ID in der Richtung begrenzt wird, in der die Begrenzung zu einer konstanten Ausgangs-Oszillatorspannung VC und einem konstanten Ausgangsstrom E&sub0; führt. Bei dieser Ausführungsform ist der Transformator 20A mit einem Primärkern 71 und einem Sekundärkern 72 dargestellt, um welche die Primärwicklung 21A bzw. die Sekundärwicklung 22A gewickelt sind. Der Primärkern 71 und der Sekundärkern 72 sind in einem Energieversorgungsgehäuse bzw. einem elektrischen Bauteilgehäuse untergebracht, so daß die Energie durch elektromagnetische Induktion von der Primärwicklung in dem Energieversorgungsgehäuse zu der Sekundärwicklung in dem Bauteilgehäuse übertragen wird.
Fig. 6 zeigt eine Modifikation der oben erläuterten Schaltung, bei der eine Zenerdiode 64 hinzugefügt und in Reihe zu dem Widerstand 61B geschaltet wurde, so daß der Transistor 40B an seiner Basis eine überwachte Spannung empfängt, die nur dann an die Basis des Transistors 40B angelegt wird, wenn die Eingangsgleichspannung einen vorgegebenen Pegel überschreitet. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und mit einem Suffix "B" bezeichnet.
Fig. 7 zeigt eine weitere Modifikation der oben erläuterten Schaltung, bei der der Kollektor des Transistors 40C über eine Diode 41C mit einem Punkt zwischen der Rückführwicklung 23C und dem Vorspannungskondensator 12C verbunden ist. Der Betrieb der Schaltung ist identisch zu der obigen zweiten Ausführungsform, und ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "C" bezeichnet.

Dritte Ausführungsform (Fig. 8 bis 15)

Fig. 8 zeigt eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ähnlich zur ersten Ausführungsform ist, abgesehen davon, daß eine Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80 hinzugefügt ist, um eine Rückführregelung durchzuführen, um unabhängig von Änderungen der Eingangsgleichsspannung sowie der Lastanforderungen eine konstante Oszillatorspannung VC zu erzeugen. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und mit einem Suffix "D" bezeichnet. Die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80 umfaßt eine Hilfs-Rückführwicklung 24, die mit der Primärwicklung 21D magnetisch gekoppelt ist, um eine Rückführspannung zu induzieren, welche die der Sekundärwicklung 22D zuzuführende Ausgangsspannung anzeigt. Die in der Hilfswicklung 24 induzierte Rückführspannung wird von einer Diode 81 und einem Kondensator 82, die über der Hilfs-Rückführwicklung 24 angeschlossen sind, gleichgerichtet und geglättet. Ein Spannungsteiler aus Widerständen 83 und 84 ist über dem Kondensator 82 angeschlossen, um ein Rückführpegelsignal vorzusehen, das eine geteilte Spannung der über wachten Spannung ist, welche die Oszillatorspannung VC angibt. Die geteilte Spannung wird somit an die Basis des Transistors 40D angelegt und zu der Spannung addiert, die sich an dem Stromsensorwiderstand 32D ergibt. Im folgenden ist der Rückführbetrieb mit Bezug auf Fig. 9 beschrieben. Wenn die Eingangsgleichspannung von E1 auf E2 zunimmt, um die Oszillatorspannung VC zu erhöhen, nimmt die Spannung an der Basis des Transistors 40D entsprechend zu, so daß der Transistor 40D bei einem kleinen Strom ID einschaltet und demgemäß den Spitzenwert des Stroms ID absenkt (von ID1 auf ID2). Wenn der Spitzenwert des Stromes ID abnimmt, verringert sich die an die Primärwicklung 21D gelieferte Energie, so daß die resultierende Oszillatorspannung VC auf einem konstanten Pegel bleibt. Wenn die Last 50D abgetrennt wird, während die Schaltung arbeitet und den Betriebszustand von Nennlast auf "keine Last" umschaltet, nimmt ferner die Oszillatorspannung VC mit der Reduktion der von der Primärwicklung 21D an die Sekundärwicklung 22D übertragenen Energie zu. Wenn die Oszillatorspannung VC zunimmt, nimmt die an die Basis des Transistors 40D angelegte Spannung entsprechend zu, so daß der Transistor 40D bei einem kleinem Strom ID einschaltet, womit eine weitere Absenkung des Spitzenwertes des Stroms ID (von ID2 auf ID3) einhergeht. Die an die Primärwicklung 21D gelieferte Energie wird somit abgesenkt, um die Zunahme der Oszillatorspannung VC zu begrenzen, wodurch die Oszillatorspannung VC auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Dadurch kann die Oszillatorspannung VC unabhängig von Änderungen der Eingangsgleichspannung und der Lastanforderung auf einem konstanten Pegel gehalten werden. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß eine konstante Ausgangsspannung erhalten wird, selbst wenn sich die Schaltungskonstanten aufgrund einer Umgebungstemperaturänderung oder Änderungen der Konstanten der Schaltungskomponenten verändern, weil die obige Schaltkreisanordnung es ermöglicht, die Oszillatorspannung VC auf einem konstanten Pegel zu halten. Selbst wenn der Resonanzkreis seine Induktivität verändert, weil sich die Kopplungsbedingung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung ändern, kann die Oszillatorspannung VC noch immer auf einem konstanten Pegel gehalten werden, wodurch weiterhin eine konstante elektrische Leistung an die Last übertragen wird. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß die Wicklungsrichtung der Hilfswicklung 24 so gewählt wird, daß die Hilfswicklung wie in Fig. 10 gezeigt die Rückführspannung VX dann vorsieht, wenn der FET 30D eingeschaltet ist. Die Hilfswicklung 24 dient also dazu, die Spannung VX an die Basis des Transistors 40D in der Richtung anzulegen, bei der der Transistor 40D unmittelbar nach dem Einschalten des FET 30D eingeschaltet wird, um den Stromfluß ID zu starten und dadurch den Strom ID auf einen geeigneten Pegel zu begrenzen, damit die Schwingung erfolgreich fortgesetzt wird.
Fig. 11 zeigt eine Modifikation der obigen Schaltung, bei der eine Zenerdiode 85 und ein Widerstand 86 in Reihe zwischen der Diode 81E und der Basis des Transistors 40E angeschlossen sind, um eine Schaltung vorzusehen, welche die Oszillatrospannung VC an der Basis des Transistors 40E angibt, um dieselbe Rückführreglung wie in der obigen Ausführungsform durchzuführen. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "E" bezeichnet.
Fig. 12 zeigt eine weitere Modifikation der obigen Schaltung, in der ein Widerstand 87 über dem Kondensator 82F angeschlossen ist, um den Kondensator 82F schnell zu entladen und selbst dann eine stabile Schwingung aufrechtzuerhalten, wenn die Last 50F angeschlossen ist, während die Schaltung die Oszillatorspannung VC vorsieht. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "F" bezeichnet. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Last angeschlossen wird, während die Schaltung arbeitet, wird die Oszillatorspannung VC um die an die Sekundärwicklung 22F gelieferte Energie gesenkt, wodurch die Rückführspannung VX abnimmt, die von der Hilfswicklung 24F stammt. Wenn der Widerstand 87 fehlen würde, würde die Rückführspannung VX allmählich abnehmen, wie in Fig. 13 gestrichelt gezeigt, weil der Kondensator 82F sich allmählich entlädt, so daß die Rückführspannung VX ausreichend hoch bleiben würde, um den Transistor 40F beim nächsten Einschalten des FET 30F einzuschalten, so daß der FET nicht mehr einschaltet und den Strom ID an den Resonanzkreis liefert. Durch Vorsehen des Widerstandes 87 kann der Kondensator 82F jedoch schnell entladen werden, um die Spannung VX zu senken, wie in Fig. 13 mit durchgezogenen Linien gezeichnet ist, bis der FET 30F schließlich eingeschaltet wird. Daher kann zur Basis des Transistors 30F eine geeignete Spannung VX addiert werden, um den Transistor 40F einzuschalten, nachdem der FET 30F eingeschaltet hat, wodurch sichergestellt wird, daß ein ausreichend großer Strom ID fließt, um die Absenkung der Oszillatorspannung VC auszugleichen und somit eine stabile Schwingung und eine konstante Oszillatorspannung VC aufrechtzuerhalten.
Fig. 14 zeigt eine weitere Modifikation, die identisch mit der oben beschriebenen Schaltung der Fig. 11 ist, abgesehen davon, daß ein Widerstand 88 in Reihe mit einem Widerstand 85G und einer Zenerdiode 86G über dem Kondensator 82G angeschlossen sind. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "G" bezeichnet.
Fig. 15 zeigt noch eine weitere Modifikation, die eine Kombination aus der Schaltung der Fig. 4 und der Schaltung der Fig. 11 ist, um eine Rückführreglung durchzuführen, um die Oszillatorspannung VC auf einem konstanten Pegel zu halten, in dem die Eingangsspannungs- Überwachungseinrichtung 60H und die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80H verwendet werden. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "H" bezeichnet.

Vierte Ausführungsform (Fig. 16 und 17)

Fig. 16. zeigt eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ähnlich wie die dritte Ausführungsform ist, abgesehen davon, daß eine Rückführreglung vorgesehen wird, um eine Oszillatorspannung VC mit konstantem Pegel vorzusehen, der gleich n mal einer Bezugsspannung Vref ist. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und mit einem Suffix "J" bezeichnet. Zusätzlich zu der Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80J, die aus einer ähnlichen Hilfswicklung 24J, der Diode 81J, dem Kondensator 82J und den Widerständen 83J und 84J besteht, umfaßt die Schaltung einen Fehlerverstärker, der aus einem Operationsverstärker 91 und einem Widerstand 92 aufgebaut ist, die zwischen einem invertierenden Eingang (-) und einem Ausgang des Verstärkers 91 angeschlossen sind. Die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80J sieht eine überwachte Spannung VX vor, die von den Widerständen 83J und 84J geteilt wird, um eine Spannung VX1 zu erhalten, die einem nicht invertierenden Eingang (+) des Verstärkers 91 zugeführt wird. Die Bezugsspannung Vref wird mit einer Schaltung aus einer Zenerdiode 94 und Widerständen 95 und 96 erzeugt und an den invertierenden Eingang (-) des Verstärkers 91 übergeben, so daß der Verstärker eine Ausgangsspannung VX2 erzeugt, die sich proportional zur Differenz zwischen den Spannungen VX1 und Vref in einer Richtung ändert, in der die Differenz zwischen den Eingangsspannungen eliminiert wird. Die Ausgangsspannung VX2 wird mit einem Integrator aus einem Widerstand 97 und einem Kondensator 98 zu einer entsprechenden Steuerspannung VX3 integriert, die als ein Pegelsignal über einen Widerstand 99 an die Basis des Transistors 40J angelegt wird.
Wenn im Betrieb die Oszillatorspannung VC aufgrund z. B. der Absenkung der Lastanforderung zunimmt, liefert die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80J eine ansteigende Spannung VX und somit VX1 und erhöht dadurch die Differenz zwischen der Spannung VX1 und der Bezugsspannung Vref, worauf der Fehlerverstärker reagiert, indem er die Ausgangs spannung VX2 erhöht, um die Differenz zwischen den Eingangsspannungen des Verstärkers 91 zu reduzieren. Die erhöhte Spannung VX2 wird dann integriert, um die allmählich zunehmende Steuerspannung VX3 zu erhalten, die an die Basis des Transistors 40J angelegt wird, um dadurch den Strom ID und somit die Oszillatorspannung VC allmählich auf die konstante Spannung zu begrenzen. Der obige Integrator kann weggelassen werden, so daß die Spannung VX2 direkt an die Basis des Transistors 40J angelegt wird, um den Strom ID und somit die Oszillatorspannung VC zu verändern und unmittelbar auf den vorgegebenen Pegel zu bringen.
Fig. 17 zeigt eine Modifikation der vierten Ausführungsform, die ähnlich wie die vierte Ausführungsform ist, außer das die Spannungs-Überwachungseinrichtung 80K direkt mit dem Drain des FET 30K verbunden ist, um die Spannung VX vorzusehen, die proportional zur Oszillatorspannung VC ist, ohne daß die Hilfswicklung verwendet wird. Die weitere Konfiguration und der Betrieb sind identisch wie bei der vierten Ausführungsform. Diese werden daher nicht nochmals erläutert. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und dem Suffix "K" bezeichnet.

Fünfte Ausführungsform (Fig. 18)

Fig. 18 zeigt eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ähnlich wie die Schaltung der Fig. 15 ist, abgesehen davon, daß die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80L eine Ausgangsspannung von der Sekundärwicklung 22L ableitet. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und einem Suffix "L" bezeichnet. Die Ausgangsspannung-Überwachungseinrichtung 80L umfaßt eine zusätzliche Wicklung 26, die mit der Sekundärwicklung 22L magnetisch gekoppelt ist, um eine Spannung vorzusehen, die der an der Sekundärwicklung 22L induzierten Spannung entspricht und eine Angabe über die Ströme IL2 und IL3 liefert, die in die Last SOL fließen. Die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80L umfaßt auch einen weiteren Transformator 100, dessen Primärwicklung 101 in Reihe mit einem Widerstand 103 über der zusätzlichen Wicklung 26 angeschlossen ist und der eine Sekundärwicklung 102 hat, über der eine Diode 81L und ein Kondensator 82L in Reihe angeschlossen sind, um die an der Sekundärwicklung 102 induzierte Spannung gleichzurichten und zu glätten. Eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 85L und einem Widerstand 86L ist so angeschlossen, daß sie die Spannung von dem Kondensator 82L an die Basis des Transistors 40L liefert, die addiert wird zu einer Spannung von der Eingangsspannungs-Überwachungseinrichung 60L, die aus dem über der Gleichspannungsquelle 10L angeschlossenen Widerstandsteiler 61L und 62L besteht, sowie zu einer Spannung, die an dem Stromsensorwiderstand 32L anliegt. Die Primärwicklung 101 ist in einem Bauteilgehäuse zusammen mit der Sekundärwicklung 22L untergebracht, während die Sekundärwicklung 102L in einem Energieversorgungsgehäuse zusammen mit der Primärwicklung 21L untergebracht ist.
Wenn die Ströme IL2 und IL3 aufgrund z. B. verringerter Lastanforderungen im Betrieb zunehmen, entwickelt die zusätzliche Wicklung 26 eine entsprechend erhöhte Spannung, die ihrerseits die über der Sekundärwicklung 102 des Transformators 100 somit die an die Basis des Transistors 40L gelieferte Spannung erhöht, wodurch das Einschalten des Transistors 40L und somit das Ausschalten des FET 30L beschleunigt wird. Der in den Resonanzkreis gespeiste Strom ID wird somit begrenzt, um die Oszillatorspannung VC zu senken, um die Ströme IL2 und IL3 durch Rückführung auf einem konstanten Pegel zu halten. Wenn die Eingangsgleichspannung zunimmt, was normalerweise die Ströme IL2 und IL3 erhöhen würde, würde die entsprechend zunehmende Spannung an die Basis des Transistors 40 angelegt, um den Transistor 40L schnell ein- und den FET 30L auszuschalten, wodurch die Oszillatorspannung VC abnimmt und die Ströme IL2 und IL3 auf einem konstanten Pegel gehalten werden.

Sechste Ausführungsform (Fig. 19)

Fig. 19 zeigt eine Umrichter-Energieversorgung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ähnlich wie die fünfte Ausführungsform der Fig. 18 ist, abgesehen davon, daß ein Photokoppler verwendet wird, der ein Ausgangspegelsignal von der Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80M zu einer Eingangsspannungs- Überwachungseinrichtung 60M überträgt, um ein Eingangspegelsignal zu verändern, das als eine Rückführspannung an die Basis des Transistors 40M angelegt wird. Ähnliche Elemente sind mit denselben Bezugszeichen und mit einem Suffix "M" bezeichnet. Die Ausgangsspannung-Überwachungseinrichtung 80M umfaßt eine zusätzliche Wicklung 26M, die mit der Sekundärwicklung 22M magnetisch gekoppelt ist, um eine entsprechende Spannung zu induzieren, die von einer Diode 81M gleichgerichtet und dann von einem Kondensator 82M geglättet wird. Die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung 80M umfaßt auch eine lichtemittierende Diode 110, die mit einem Widerstand 111 über dem Kondensator 82 in Reihe geschaltet ist und Licht emittiert, dessen Pegel proportional zu der an der Wicklung 26M induzierten Spannung ist, d. h. zu der Spannung in der Sekundärwicklung 22M. Die lichtemittie rende Diode 110 bildet somit das Ausgangspegelsignal, welches die Ströme IL2 und IL3 anzeigt, die zur Last 50M fließen. Die Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung 60M umfaßt einen Phototransistor 112, der in ein Spannungsteilernetz aus Widerständen 61M, 62M und 113 eingefügt ist. Der Phototransistor 112 bildet mit der lichtemittierenden Diode 110 den Photokoppler und empfängt das Ausgangspegelsignal von dieser, um proportional zum Ausgangspegelsignal Strom in das Spannungsteilernetz zu leiten, das unterschiedliche Leitfähigkeiten hat. Die Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung sieht somit das Eingangspegelsignal in der Form einer Rückführspannung vor, die die Eingangsgleichspannung von der Gleichspannungsquelle 10M und auch die an die Last 50M angelegte Ausgangsspannung angibt. Das Eingangspegelsignal wird für die Steuerung an die Basis des Transistors 40M angelegt, um die Oszillatorspannung unabhängig von Variationen der Eingangsgleichspannung und der Lastanforderung auf einem konstanten Pegel zu halten.
Wenn die Ströme IL2 und IL3 z. B. aufgrund einer Absenkung der Lastanforderungen zunehmen, induziert die Wicklung 26M eine entsprechend zunehmende Spannung, die ihrerseits das Licht der lichtemittierenden Diode 110 einschaltet. Der Phototransistor 112 reagiert hierauf mit einem erhöhten Strom, um die Kollektor-Emitterspannung des Phototransistors 112 zu senken, wodurch die an die Basis des Transistors 40M angelegte Spannung VB erhöht wird. Der Transistor 40M schaltet somit schnell ein, so daß der FET 30M entsprechend schnell ausgeschaltet wird, um den Strom ID zu begrenzen, um die andernfalls ansteigende Oszillatorspannung VC und die Ströme IL2 und IL3 zu senken, wodurch eine konstantes Ausgangssignal aufrechterhalten wird, um die Last 50M mit einem konstanten Strom I&sub0; zu speisen.
In den obigen Ausführungsformen und Modifikationen wird ein FET verwendet, um die Gleichspannung von der Gleichspannungsquelle zu unterbrechen, um den Strom ID an den Resonanzkreis zu liefern; die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung eines FET begrenzt, sondern kann auch andere Schaltelemente, wie einen bipolaren Transistor, verwenden, der einen Steueranschluß, d. h. die Basis, hat, an den eine Rückführspannung angelegt wird, um die oben beschriebene selbsterregte Schwingung zu erzeugen.

Claims

1. Umrichter-Energieversorgung zum Ansteuern einer elektrischen Einrichtung mit folgenden Merkmalen:

einer Gleichspannungsversorgung (10), die eine Gleichspannung liefert;

einem Transformator mit einer Primärwicklung (21), einer Sekundärwicklung (22) und einer Rückführwicklung (23);

einem L-C-Resonanzkreis, der einen Kondensator (25) und die Primärwicklung (21) enthält;

einem selbsterregten Oszillator, der den L-C-Resonanzkreis und ein Schaltelement (30) umfaßt, das in Reihe zu der Primärwicklung (21) über der Gleichspannungsversorgung (10) angeschlossen ist und abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, um eine Hochfrequenzspannung über der Primärwicklung (21), eine Hochfrequenz-Rückführspannung über der Rückführwicklung (23) und eine resultierende Ausgangs-Wechselspannung über der Sekundärwicklung (22) zu erzeugen, wobei die Ausgangs-Wechselspannung an einen Lastkreis der Einrichtung angelegt wird;

einer Reihenschaltung aus einem Anlaßwiderstand (11) und einem Vorspannungskondensator (12), die parallel zu der Reihenschaltung aus dem L-C-Resonanzkreis und dem Schaltelement (30) über der Gleichspannungsquelle (10) angeschlossen sind, wobei der Vorspannungskondensator (12) mit einem Strom von der Gleichspannung geladen wird und in Reihe mit der Rückführwicklung (23) angeschlossen ist, um eine Offset-Spannung vorzusehen, die sich zu der Hochfrequenz-Rückführspannung addiert, welche sich über der Rückführwicklung (23) entwickelt, um eine Vorspannung vorzusehen, die an einen Steueranschluß des Schaltelementes (30) angelegt wird, um das Schaltelement (30) abwechselnd ein- und auszuschalten, um den selbsterregten Oszillator anzusteuern;

einem Stromsensor (32), der einen durch das Schaltelement (30) fließenden Strom erfaßt und ein Signal mit einem ersten Pegel vorsieht, das den erfaßten Strom angibt; und

einem Entladeweg, der sich über den Vorspannungskondensator (12) erstreckt und eine Schalteinrichtung (40) umfaßt, die so angeordnet ist, daß sie einschaltet, wenn das Signal mit dem ersten Pegel einen Schwellwert überschreitet, um den Vorspannungskondensator (12) auf einen Pegel zu entladen, bei dem die Offset-Spannung während der fortgesetzten Schwingung des L-C-Resonanzkreises auf einem konstanten Pegel gehalten wird;

dadurch gekennzeichnet, daß der Entladepfad der einzige Entladepfad für den Vorspannungskondensator ist und nicht durch das Schaltelement (30) geht.

2. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 1, mit einer Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung (60), die ein Signal mit einem zweiten Pegel vorsieht, das die von der Gleichspannungsquelle (10) zugeführte Gleichspannung angibt, wobei die Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung (60) so in den Schaltkreis geschaltet ist, daß das Signal mit dem zweiten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert wird, so daß die Schalteinrichtung (40) einschaltet, wenn die Summe aus dem ersten und dem zweiten Pegel den Schwellwert überschreitet.

3. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 1, mit einer Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80), die ein Signal mit einem dritten Pegel vorsieht, das eine über der Primärwicklung (21) erzeugte Ausgangsspannung angibt, wobei die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80) so in den Schaltkreisen geschaltet ist, daß das Signal mit dem dritten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert wird, so daß die Schalteinrichtung (40) einschal tet, wenn die Summe aus dem ersten und dem dritten Pegel den Schwellwert überschreitet.

4. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 2, mit einer Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80H, 80L), die ein Signal mit einem dritten Pegel vorsieht, das eine über der Primärwicklung (21H, 21L) erzeugte Ausgangsspannung angibt, wobei die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung so in den Schaltkreisen geschaltet ist, daß das Signal mit dem dritten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel und dem Signal mit dem zweiten Pegel addiert wird, so daß die Schalteinrichtung einschaltet, wenn die Summe aus dem ersten, dem zweiten und dem dritten Pegel den Schwellwert überschreitet.

5. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 3, bei der die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80) eine Hilfswicklung (24) aufweist, die magnetisch mit der Primärwicklung (21) gekoppelt ist, sowie einen Gleichrichter (81), der eine induzierte Spannung gleichrichtet, die sich über der Hilfswicklung (24) entwickelt, um das Signal mit dem dritten Pegel vorzusehen.

6. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 3, bei der die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80L) eine zusätzliche Wicklung (26) aufweist, die magnetisch mit der Sekundärwicklung (22L) gekoppelt ist, sowie einen Gleichrichter (81L), der eine induzierte Spannung gleichrichtet, die sich über der zusätzlichen Wicklung (80L) entwickelt, um das Signal mit dem dritten Pegel vorzusehen.

7. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 1, mit einer Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80J), die ein Signal mit einem dritten Pegel vorsieht, das eine Ausgangsspannung angibt, die über der Primärwicklung (21J) erzeugt wird, und mit einem Fehlerverstärker (91, 92), der einen Bezugspegel hat, wobei der Fehlerverstärker so angeschlossen ist, daß er das Signal mit dem dritten Pegel empfängt und das Signal mit dem dritten Pegel mit dem Bezugspegel vergleicht, um ein Signal mit einem vierten Pegel vorzusehen, das proportional zu der Differenz zwischen dem Signal mit dem dritten Pegel und dem Bezugspegel ist, und daß er das Signal mit dem vierten Pegel zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert, so daß die Schalteinrichtung (40 J) einschaltet, wenn die Summe aus dem ersten und dem vierten Pegel den Schwellwert überschreitet.

8. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 7, mit einem Integrator (97, 98), der zwischen dem Fehlerverstärker (91, 92) und der Schalteinrichtung (40J) angeschlossen ist, um das Signal mit dem vierten Pegel, das zu dem Signal mit dem ersten Pegel addiert werden soll, zu integrieren.

9. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 1, mit einer Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung (60M), die einen Spannungsteiler aus Widerständen (61M, 62M, 113) aufweist, die über der Gleichspannungsquelle (10M) angeschlossen sind, um eine geteilte Spannung der Gleichspannungsquelle vorzusehen, wobei die Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung (60M) einen Phototransistor (112) aufweist, der in Reihe mit den Widerständen geschaltet ist, um einen durch die Widerstände fließenden Strom abhängig von der Intensität des Lichtes zu variieren, das von dem Phototransistor empfangen wird; und mit einer Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung (80M), die eine überwachte Spannung ausgibt, welche die Spannung angibt, die sich bei der Primärwicklung (21M) entwickelt, wobei die Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung eine LED (110) aufweist, welche Licht aussendet, dessen Intensität proportional zu der überwachten Spannung ist, und die mit dem Phototransistor (112) lichtgekoppelt ist, wobei die Eingangsspannungs-Überwachungseinrichtung (60M) so in den Schaltkreis geschaltet ist, daß sie die Schalteinrichtung (40) einschaltet, wenn die geteilte Spannung den Schwellwert überschreitet.

10. Umrichter-Energieversorgung nach Anspruch 1, bei der das Schaltelement ein FET-Transistor (30) ist und die Schalteinrichtung ein bipolarer Transistor (40) ist, der in einem Source-Gate-Pfad des FET-Transistors liegt, wobei der Stromsensor durch einen Widerstand (32) gegeben ist, der in einen Basis-Emitter-Pfad des bipolaren Transistors (40) eingefügt ist.