DE69427861T2

DE69427861T2 - Schaltung zur geschwindigkeitsregelung für einen einphasen- oder einen dreiphasen-motor

Info

Publication number: DE69427861T2
Application number: DE69427861T
Authority: DE
Inventors: H Kan Oehrnell; Gunnar Wiklund
Original assignee: WOEEL ELEKTRONIK HB KARLSTAD
Current assignee: WOEEL ELEKTRONIK HB KARLSTAD
Priority date: 1993-08-20
Filing date: 1994-08-19
Publication date: 2002-04-11
Anticipated expiration: 2014-08-20
Also published as: AU7511194A; CA2169836A1; ATE203860T1; EP0714567A1; DE69427861D1; US5953490A; WO1995006353A1; AU702180B2; EP0714567B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Geschwindigkeitssteuerung eines Einphasen- oder Dreiphasenmotors.
Aus DE 34 09 299 ist bekannt, die Geschwindigkeit eines Dreiphasenmotors durch Pulsbreitenmodulation der Netzspannung über Transistorantriebsstufen zu steuern, die von einer Steuerschaltung gesteuert werden, die galvanisch von den Antriebsstufen getrennt ist. Die Antriebsstufen sind ausgestaltet, die Phase umzukehren, um die Rotationsrichtung zu wechseln.
"Thyristor Control of A. C. Motors" JMD Murphy, Pergamon Press, 1973, Kapitel 9.3, S. 154-158 zeigt ein Beispiel einer spannungsgesteuerten Geschwindigkeitssteuerung eines Dreiphaseninduktionsmotors. Die Steuerung wird ausgeführt durch Rückkoppeln der tatsächlichen Geschwindigkeit, die mit einem Wertesatz gemäß Fig. 9.6 verglichen wird. Fig. 9.5 zeigt eine Schaltung zur Phasenumkehr.
Aus DE 27 00 296 ist die Verwendung von Optoschaltern in Verbindung mit der Steuerung von Motoren sowie der Geschwindigkeitsteuerung eines Elektromotors in Abhängigkeit von der Temperatur einer Systemkomponente bekannt.
JP 61-234 620 beschreibt eine Schalt-Schaltungsanordnung mit zwei antiparallel verbundenen Transistoren, die jeweils in Reihe mit einer Sperrdiode geschaltet sind. Die Schaltungsanordnung ist dazu gedacht, den Strom zwischen einer Wechselspannungsquelle und einer Last zu steuern.
EP-A1-0 381 094 zeigt ein Verfahren zum Koppeln von Phasenspannung an einen Dreiphasenmotor. Das Schalten der Phasenspannung findet über Thyristoren in Brückenschaltung statt. Das Steuern des Schaltens wird durch Ändern der Einschaltwinkel der Transistoren durchgeführt. Beispielsweise vom Anlaufen des Motors an wird die Phasenspannung während Teilen der Periode gekappt, um einen geschwungenen Stromverlauf zu erhalten, der einen sanfteren Anlauf einschließt. Dann kann der Einschaltwinkel nacheinander reduziert werden, um die genaue Geschwindigkeit zu erhalten. Das Steuersignal einer der zwei in Brückenschaltung verbundenen Thyristoren (pro Phase) ist optisch gekoppelt.
US-A-3,866,097 beschreibt ein System zum Koppeln von Phasenspannung an einen Dreiphasenmotor. Das System unterscheidet sich von dem in EP A1-0 381 094 dadurch, dass die Brückenschaltungen einen Thyristor und eine Diode anstatt zweier Thyristoren umfassen.
US-A-5,070,291 zeigt eine alternative Weise zum Versorgen eines Dreiphasenmotors mit Phasenspannung. Der Motor wird mit einer Pseudo-Dreiphasenspannung versorgt, die durch Steuern von Leistungstransistoren mit pulsbreitenmodulierten Steuersignalen generiert wird. Anstelle des Durchkoppelns eines verfügbaren Dreiphasensignals wird ein Pseudo- Dreiphasensignal generiert mit konstanter Amplitude aber variabler Frequenz.
US-A-4,716,304 zeigt eine weitere Art der Versorgung eines Dreiphasenmotors mit einem Pseudo-Dreiphasensignal. In diesem Beispiel ist jedoch das mit den Leistungstransistoren verbundene Steuersignal galvanisch von der Versorgungsspannung getrennt.
EP-A1-0 357 104 beschreibt die Umsetzung von durch Defekte an rotierenden Teilen bedingten akustischen Signalen in elektrische Signale mit Hilfe von piezoelektrischen Wandlern.
EP-A2-0 492 739 und US-A-4,409,548 betreffen unterschiedliche Verfahren zum Messen der Rotationsgeschwindigkeit mit Hilfe von piezoelektrischen Wandlern.
EP-A2-0 149 769 beschreibt die Rotationsgeschwindigkeitserfassung mit Hilfe von optischem Abtasten, wobei ein Lichtmodulator in Form einer Mutter verwendet wird.
In EP-A1-0 221 333 und US-A-4,132,890 wird ein optisches Abtasten beschreiben, wobei eine an der Motorwelle montierte Scheibe verwendet wird. Die Scheibe hat radial äquidistante Linien, die optisch erfasst werden.
EP-A1-0 066 636 verwendet ebenfalls für denselben Zweck eine Scheibe, wobei der Lichtstrahl durch die Scheibe hindurchgeht, bevor er erfasst wird.
US-A-4,390,790 offenbart einen Halbleiteroptokoppler- Leistungsschalter. Das Dokument zeigt, wie verbesserte Anstiegs- und Abfall-Zeiten in den Antriebsstufen erhalten werden können.
Das Anliegen der Erfindung ist insbesondere, die Geschwindigkeitssteuerung von Einphasen- und Dreiphasenmotoren zu verbessern.
Diesem Anliegen genügt die Steuerschaltung, wie sie in den Ansprüchen 1 und 8 beschreiben ist.
Nun werden Ausgestaltungen der Erfindung nachstehend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben, in denen zeigt:
Fig. 1a eine Gesamtansicht einer Schaltungslösung für eine Geschwindigkeitssteuerung eines Dreiphasenmotors;
Fig. 1b und 1c Diagramme zum Darstellen der Generierung eines pulsbreitenmodulierten Signals PWM, das für Steuerungszwecke in der Schaltung nach Fig. 1a verwendet wird;
Fig. 2 Detaillierter eine in Fig. 1a enthaltene Zeichnung;
Fig. 3a ein Beispiel von in Fig. 1a und Fig. 2 vorgesehenen Antriebsstufen mit Schaltungen zur galvanischen Trennung;
Fig. 3b eine vorteilhafte Implementierung einer wesentlichen, in Fig. 3a enthaltenen Komponente;
Fig. 3c und 3d ein Diagramm zum Darlegen von Signalwellenformen, die in der Schaltung gemäß Fig. 3a erhalten werden;
Fig. 3e eine Zusatzschaltung zum Modifizieren der in Fig. 3a gezeigten Schaltung in Übereinstimmung mit einer ersten Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 4 ein Beispiel einer Schaltung zum Geschwindigkeitssteuern eines Einphasenmotors;
Fig. 5 eine Wechselspannungsschalt-Schaltungsanordnung;
Fig. 6a schematisch ein Anwendungsfeld für die Benutzung einer Schaltung der in den Fig. 1a und 2 gezeigten Art;
Fig. 6b in einem größeren Maßstab ein in Fig. 6a enthaltenes Detail;
Fig. 7a eine Vorrichtung zum Messen der Geschwindigkeit und Rotationsrichtung einer Rotationswelle;
Fig. 7b und 7c Diagramme zum Darstellen der Form von Ausgangssignalen der Vorrichtung nach Fig. 7a;
Fig. 8 eine Vorrichtung zum Messen der Geschwindigkeit der Rotationswelle eines Elektromotors;
Fig. 9 und 10a Modifikationen der Schaltungslösung gemäß den Fig. 2 und 3a in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 10b Signalformen, die an unterschiedlichen Orten in der Schaltung nach Fig. 10a auftreten;
Fig. 11a eine weitere Modifikation einer Schaltung;
Fig. 11b die Form eines in der Schaltung gemäß Fig. 11a vorhandenen Signals;
Fig. 12 noch eine weitere Modifikation einer Schaltung;
Fig. 13a eine weitere Modifikation einer Schaltung; und
Fig. 13b Signalformen, die in der Schaltung nach Fig. 13a vorkommen.
Fig. 1 zeigt eine Schaltung zum Steuern der Geschwindigkeit eines mit 1 gekennzeichneten Dreiphasenmotors, dessen Motorwindungen verbunden mit Phasenausgängen 2, 4 bzw. 6 der Schaltung dargestellt sind. Die Schaltung umfasst Antriebsstufen 8, 10, 12, 14 und 16, die direkt mit den drei Netzphasen R, S und T verbunden sind. Das Weiterleiten der Netzspannung durch die Antriebsstufen direkt zu den Motorwindungen 2, 4 und 6 ist gesteuert durch ein pulsweitenmoduliertes Signal PWM. Das pulsweitenmoduliertes Signal PWM wird von einer Steuerschaltung 18 generiert unter Kontrolle der tatsächlichen Motorgeschwindigkeit und wird den Antriebsstufen 8, 10, 12, 14 und 16 über einen Eingang 20 einer Logikschaltung 22 zugeführt, die auch Eingänge 24 und 26 zum Empfangen eines Richtungssignals 28 bzw. Eines Aktivierungssignals 30 von der Steuerschaltung 18 hat.
Wie aus den Fig. 1 und Fig. 2 ersichtlich, ist jeder der Phasenausgänge 2 und 4 von einer der selben zwei Netzphasen R und 5 über zwei Leistungsmodule 8, 10 bzw. 12, 14 jeweils versorgt, einem für jede Netzphase, der dritte Phasenausgang 6 wird von der dritten Netzphase T über das Leistungsmodul 16 versorgt. Dieser Schaltungsentwurf ermöglicht die Rotationsrichtungsumkehr des Motors und das Umkehren wird in einer später noch genauer zu beschreibenden Art gesteuert durch das Richtungssignal, das von der Logikschaltung 22 zugeführt wird.
Die Generierung des pulsweitenmodulierten Signals ist in den Fig. 1b und 1c gezeigt, wobei Fig. 1b die tatsächliche Motorgeschwindigkeit darstellt und Fig. 1c das generierte PWM-Signal. Bei dem letztgenannten ist die Frequenz fest, aber die Pulsbreite nimmt proportional zur tatsächlichen Geschwindigkeit bis zu einem voreingestellten Wert zu. Das Generieren der PWM-Signals wird gesteuert durch eine eingestellte Pulsbreitenvergrößerungsrate, die abhängig von der Anlaufzeit programmierbar ist.
In Fig. 1a schematisch dargestellt ist eine Einstellvorrichtung 32 zum Voreinstellen der Geschwindigkeit bis zu einem Maximum, eine Einstellvorrichtung 34 zum Voreinstellen der Impulsbreite des PWM-Signals bis zu einem maximalen Wert, und eine Einstellvorrichtung 36 zum Voreinstellen eines sanften Anlaufs. Ein sanfter Anlauf schließt das Voreinstellen von Zeit, z. B. von 0-110s ein und das Anlaufen bis zu einer eingestellten Geschwindigkeit sowie den Pulsbreitenwert des PWM-Signals. Die Einstellvorrichtungen 32, 34 und 36 haben Ausgänge, die jeweils einen Eingang einer Steuerschaltung bilden, die mit 37 gekennzeichnet sind. Bei 38, 39 und 40 hat der Steuerschaltkreis 18 Eingänge von einem Sensor 41 für die Motorgeschwindigkeit und Rotationsrichtung, einer Tastatur 42 bzw. einer Anzeige 43. Der Sensor 41 wird später detaillierter beschreiben.
Die Steuerschaltung 18 kann eine Anzahl von weiteren Eingängen haben in Abhängigkeit von der Anwendung, was weiter unten als Beispiel näher erläutert werden wird.
Auf diese Weise bezeichnet 44 drei Eingänge zur manuellen Steuerung: Vorwärts, Rückwärts bzw. Stop.
45 kennzeichnet fünf Signaleingänge eines piezoelektrischen Wandlers, der weiter unten genauer beschrieben werden wird und der einen alternativen Detektor der tatsächlichen Geschwindigkeit bildet, einen Horizontal-Vertikal- Wellensensor für Überlastschutz, einen Hitzedetektor als Motorschutz, einen Überstromschutz in Form eines Nebenwiderstandes, der in Reihe mit der Last geschaltet werden kann, um die Übertragung des PWM-Signals zu stoppen bei Fehlfunktion oder Überlast, bzw. einen Flüssigkeitsdetektor als Motorschutz in Verbindung mit Pumpanwendungen.
Bei 46 werden Eingänge und Ausgänge angezeigt, die eine Zweiwegekommunikation unterstützen in Anwendungen, bei denen die Steuerung über einen Computer oder eine Prozesssteuerung ausgeführt wird.
Bei 47 wird einem Schaltgerät ein Steuersignal zugeführt zum Unterbrechen der zugeführten Spannung bei Fehlfunktion.
Die Steuerschaltung kann beispielsweise ein von Motorola hergestellter VLSI-Mikroprozessor vom Typ 68HC11 sein, der Fachleuten wohlbekannt ist. Demnach braucht ihr Betriebsverfahren zum Ausführen der obengenannten Funktionen nicht näher beschrieben zu werden.
In Fig. 2 wird die Logikschaltung 22 gezeigt. Das PWM-Signal und das Aktivierungssignal werden über ihre Eingänge 20 bzw. 30 jeweils einem Eingang eines ersten UND-Gatters 50 zugeführt. Der Ausgang des UND-Gatters 50 ist mit einem Eingang zweier weiterer UND-Gatter 52 bzw. 54 verbunden sowie mit einem Eingang der Antriebsstufe 16. Das am Eingang 28 empfangene Richtungssignal wird einer invertierenden IC- Schaltung 58 zugeführt und dem anderen Eingang des UND- Gatters 52. Der Ausgang der Schaltung 58 ist mit dem anderen Eingang des UND-Gatters 54 verbunden. Des Ausgang des UND- Gatters 52 ist mit den Eingängen 60 und 62 der Treiberstufen 10 bzw. 14 verbunden und der Ausgang des UND-Gatters 54 ist mit den Eingängen 64 und 66 der Treiberstufen 8 bzw. 12 verbunden.
Fig. 3a zeigt die Grundverbindungen der Antriebsstufen der Leistungstransistoren. Jede der Antriebsstufen 8, 10, 12, 14 und 16 umfasst eine Brückenschaltung 68 zweier antiparallel verbundener Leistungstransistoren 70 bzw. 72 mit einer Steuerelektrode 71 bzw. 73. Die Leistungstransistoren 70 und 72 sind jeweils in Serie mit einer Sperrdiode 74 bzw. 76 geschaltet, um die jeweilige Halbperiode der zugeordneten Netzphase R, S. T unmittelbar zu empfangen und zu den Motorwicklungen 2, 4 oder 6 weiterzuleiten.
Mindestens einer der Leistungstransistoren 70 und 72 kann vom Typ IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) sein und die Dioden 74 und 76 können vom Typ HEXFRED (extrem schnell erholende Diode bzw. Ultra Fast Recovery Diode) sein. Beide Komponenten werden von International Rectifier hergestellt.
Die Steuerelektroden der Leistungstransistoren 70, 72 sind verbunden, um von dem pulsbreitenmodulierten Signal PWM gesteuert zu werden über je eine Antriebsstufe in Form einer Komponente 87 bzw. 80 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle, die die Steuerschaltung 18 galvanisch von den jeweiligen Antriebsstufen 8-16 trennen. Die Bauteile 78 und 80 können beispielsweise jeweils eine Komponente mit lichtaussendender Diode und Solarzelle von beispielsweise dem Typ PIC Microelectronic Relays sein, die von International Rectifier hergestellt werden, beispielsweise sogenannte fotovoltaische Relays mit der Produktnummer PVI1050.
Die Halbleiterbauteile 78 und 80 umfassen auf ihrer Eingangsseite zwischen einem ersten Eingangsanschluss 82 bzw. 84 und einem zweiten Eingangsanschluss 86 bzw. 88 lichtaussendende Diodenelemente, die mit der Leitungsführung der Eingangsanschlüsse 82 bzw. 84 verbunden sind. Von der Gleichspannungsquelle VCC wird eine Arbeitspunktspannung über die lichtaussendenden Diodenelemente 90 über einen Spannungstreiber angelegt, der mit 92 gekennzeichnet ist. Auf ihrer Ausgangsseite umfassen die Halbleiterkomponenten 78 und 80 zwischen einem ersten Ausgangsanschluss 94 bzw. 96 und einem zweiten Ausgangsanschluss 98 bzw. 100 eine Anzahl von - zwei in einer Verkörperung - in Serie geschalteten lichtempfindlichen Diodenelementen 102, die dazu ausgebildet sind, Licht zu empfangen, das von den lichtsendenden Dioden abgegeben wird, mit der Leitungsrichtung von den Ausgangsanschlüssen 94 bzw. 96. Die lichtempfindlichen Diodenelementen sind eigentlich vom Solarzellentyp, die bei Beleuchtung einen Strom generieren, ohne irgendeine externe Versorgungsspannung zu benötigen.
Die einander zugeordneten lichtsendenden Diodenelemente 90 und Solarzellen 102 können, wie in dem oben erwähnten Typ PVI1050, in einem lichtdichten Gehäuse in kurzem Abstand voneinander angeordnet sein. Unter Bezugnahem auf Fig. 3b kann jedoch in Anwendungen, die einen größeren Isolationsabstand zwischen der elektrischen Steuerschaltung 18 und den Solarzellenkomponenten 102 erfordern, gemäß einer sehr vorteilhaften Ausgestaltung das Licht der lichtaussendende Diodenkomponente 90 über eine Faseroptik 103 an die Solarzellenkomponenten angekoppelt werden. Der Ausgangsanschluss 94 bzw. 96 ist mit der Steuerelektrode 71 bzw. 73 des Leistungstransistors 70 bzw. 72 verbunden. Der Ausgangsanschluss 98 bzw. 100 ist mit dem Emitter des Transistors 70 verbunden, der mit dem Phasenausgang 2/4/6 verbundne ist bzw. mit dem Emitter des Transistors 72, der mit der Diode 76 verbunden ist.
Das PWM-Signal wird über eine Antriebsstufe 104 bzw. 106 zur Signalverstärkung dem Eingang 86 bzw. 88 der Solarzellen- Optikkopplerbauelemente 78 bzw. 80 zugeführt. Die Arbeitspunktspannung über die lichtaussendenden Dioden 90 wird hierbei moduliert durch das PWM-Signal, so dass die lichtaussendenden Dioden dadurch mit demselben Signal modulierte Lichtimpulse in Richtung der lichtempfindlichen Diodenelemente 102 aussenden. Diese generieren wiederum eine durch das PWM-Signal über die lichtempfindlichen Diodenelementen 102 modulierte Spannung und dadurch einerseits zwischen der Steuerelektrode 71 bzw. 73 und andererseits dem entsprechenden Emitter.
In Fig. 3c zeigen die oberen und unteren Kurven die Form der PWM-Impulse in den Steuerelektroden 71 bzw. 73 und den Leistungstransistoren 70 bzw. 72.
In Fig. 3d zeigen die oberen und unteren Hälften der oberen Kurve die durch die Transistoren 70 bzw. 72 geleiteten Spannungen bzw. die PWM-Impulsspannungen über die Last, während die untere Kurve die zugehörige ankommende Phasenspannung darstellt.
Bezüglich der Funktion der Leistungstransistoren 70 und 72 ist wesentlich, dass sie sehr schnelle Anstiegszeiten und Abfallzeiten haben sollten, wenn sie mit dem PWM-modulierten Signal gepulst werden, das an den Steuerelektroden 71 bzw. 73 zugeführt wird. So sollte beispielsweise die Anstiegszeit in der Größenordnung von 2,5 us und die Abfallzeit in der Größenordnung von 50 us liegen. Mit solchen Anstiegszeiten und Abfallzeiten wird der Wärmeverlust gering sein.
Die Anforderung an die Dioden 74 und 76 ist, dass sie extrem schnell sein sollten. Diese Anforderung wird beispielsweise erfüllt durch den oben erwähnten Typ HEXFRED, der als Freilaufdiode geschaltet ist. Unter Verwendung eines Bauelementes diesen Typs wird eine Selbstoszillation beim Nullpegel der Ausschaltzeit des Leistungstransistors verhindert, was anderenfalls den Emitter des Leistungstransistors dazu veranlassen würde, die falsche Polarität anzunehmen. Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal von Sperrdioden der definierten Art ist, dass ihre inhärente Wärme während der Anstiegs- und Abfallzeiten ausreichend gering sein wird.
Ein Leistungstransistor des obigen Typs IGBT zeigt bezüglich seiner Reaktion auf Signale an der Steuerelektrode dieselbe Charakteristik wie ein Feldeffekttransistor. Es gibt eine Kapazität zwischen der Steuerelektrode und dem Emitter, die dazu führt, dass für jeden Impuls an der Steuerelektrode der Spannungspegel an ihr dazu tendiert anzusteigen und den Leistungstransistor offen zu halten. Das bedeutet umgekehrt, dass bei manchen Anwendungen Bauelemente mit lichtaussendenden Dioden und Solarzellen per se als weniger geeignet angesehen werden können als die einzigen Komponenten in Antriebsstufen für diese Leistungstransistoren bedingt durch die Tatsache, dass kein Rückstrom durch die Solarzellenkomponenten fließen kann.
Dies führt dazu, dass die IGB-Transistoren nicht vollständig betrieben werden und dass die Abfallzeit nicht kurz genug sein wird, was das Generieren von Hitze in den Transistoren bewirkt. Dies beachtend und um einen zusätzlichen Beitrag von Spannung und Strom zu erhalten, ist gemäß einer ersten Ausgestaltung der Erfindung eine Schaltung nach Art der in Fig. 3e gezeigten zwischen jede der Komponenten 78 bzw. 80 und den Steuerelektroden 71 bzw. 73 der entsprechenden Leistungstransistoren 70 bzw. 71 eingefügt. Der in Fig. 3e gezeigte Schaltungszusatz umfasst parallel zu dem jeweiligen Bauelement 78/80 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle ein weiteres Bauelement S1 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle, das über das lichtaussendende Diodenelement nur eine Arbeitspunktspannung empfängt, die die gesamte Zeit konstant ist, um ein konstantes Licht zu dem korrespondierenden Solarzellenelement zu übertragen. Um die Energie von dem Bauelement S1 zu speichern, ist eine Kapazität C1 parallel zu ihrem Ausgang geschaltet. S1/C1 führen Spannung zu zwei Transistorstufen T1 und T2 vom NPN- bzw. PNP-Typ zu, die in Serie quer zu C1 geschaltet sind. Die Basisanschlüsse der Transistoren T1, T2 sind gemeinsam mit dem Ausgang 94/96 des Bauelementes 76/80 verbunden. Der Emitter des Transistors T1 ist über eine Diode D1 mit dem Steueranschluss des zugeordneten Leistungstransistors 70/72 sowie mit dem Emitter des Transistors T2 verbunden. Der Kollektor des Transistors T2 ist für die Leistungstransistoren 70 und 72 mit dem Emitter des jeweiligen anderen Leistungstransistors verbunden.
Eine positive Flanke des PWM-Signals in den Bauelementen 75/80 öffnet T1 und schließt T2. Dies bewirkt einen Stromfluß von S1 und C1 durch den Transistor T1 und die Diode D1 zu dem Steueranschluß des Leistungstransistoren 70/72 und der Leistungstransistor öffnet.
Eine negative Flanke des PWM-Signals schließt T1 und öffnet T2, was bedeutet, dass der Steueranschluss und der Emitter des Leistungstransistors 78/80 kurzgeschlossen werden und der Leistungstransistor geschlossen wird.
Die Diode D1 und die Dioden D2-D3 bilden einen Durchlassschutz, beispielsweise bei 18 Volt. Ein einstellbarer Widerstand R1 über dem Bauelement 78/80 wird zum Einstellen der kürzesten Ein-/Aus-Zeit verwendet.
Wie aus dem vorstehenden zu ersehen ist, benötigen die lichtempfindlichen Diodenelemente 102 keinerlei zusätzliche Versorgungsspannung im Gegensatz zu den beleuchteten Halbleitern, die in konventionellen Optokopplern enthalten sind. Statt dessen generieren die lichtempfindlichen Diodenelemente 102 ihre eigene Betriebsspannung unter Einfluss der Lichtpulse, die von dem PWM-Signal moduliert sind. Dies hat den Vorteil, dass das Ausgangssignal der Antriebsstufe ein schwimmendes Potential haben kann. In einem Fall ist das Potential des Leistungstransistor 72 und dadurch der Komponente 80 mit der Phasenspannung verriegelt. In dem anderen Fall ist das Potential des Leistungstransistors 70 und damit der Komponente 78 mit dem lastseitigen Potential verriegelt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 kann eine Schaltung zur Geschwindigkeitsteuerung eines Einphasenmotors eine Antriebsstufe 110 umfassen, die unmittelbar mit dem Netz verbunden ist, wobei das Weiterleiten von dessen Netzspannung 112 unmittelbar zu den Motorwicklungen bei 114 gesteuert wird durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal PWM, das von einer Steuerschaltung generiert wird, die nicht gezeigt ist, aber der Schaltung 13 in Fig. 1 entspricht, unter Kontrolle der tatsächlichen Motorgeschwindigkeit. Auf gleiche Weise, wie in Fig. 3a gezeigt, kann die Antriebsstufe 110 aus einer Brückenschaltung zweier antiparallel geschalteter Leistungstransistoren hergestellt werden, die jeweils mit einer Sperrdiode in Serie geschaltet sind zur unmittelbaren Aufnahme und zum Weiterleiten der jeweiligen Halbperiode der Netzspannung zu der Motorwicklung. Auch können, in gleicher Weise wie in Fig. 3a, die Steuereingänge dieser Leistungstransistoren zum Aufnehmen des pulsbreitenmodulierten Signals über Antriebsstufen entsprechend den Antriebsstufen 78 und 80 in Fig. 3a verbunden sein.
Das Signal PWM wird an einem Eingang 116 von dem Ausgang eines der Logikschaltung 22 in Fig. 1 entsprechenden UND- Gatters 118 empfangen, dessen beiden Eingänge mit dem pulsbreitenmodulierten Signal PWM und einem Aktivierungssignal En versorgt werden.
Fig. 5 zeigt, wie eine erfindungsgemäß aufgebaute Schaltung für einen Einphasensanftanlauf verwendet werden kann mit alternierend Wechselstrom schaltenden Schaltkreisen. Die Schaltung ist dazu gedacht, eine Last 130, z. B. eine Motorwicklung, zu speisen und ist prinzipiell in gleicher Weise aufgebaut wie die in Fig. 3a gezeigten Antriebsstufen. Daher haben in Fig. 5 dieselben Schaltungskomponenten wie in Fig. 3 dieselben Bezugszeichen erhalten wie in dieser Figur, wobei eine 5 vorangestellt worden ist. Kurz gesagt, umfasst die Schaltung eine Brückenschaltung 568 zweier antiparallel verbundener Leistungstransistoren 570, 572, die in Serie verbunden sind mit einer Sperrdiode 574, 576 zum unmittelbaren Empfangen und Weiterleiten der jeweiligen Halbperiode einer Wechselspannung von z. B. 220 Volt.
Jeder der Leistungstransistoren 570, 572 ist jedoch im Gegensatz zu Fig. 3a verbunden, um an seinem Steuereingang einen Öffnungsimpuls zu empfangen, der bei Erschienen der Wechselspannung erzeugt wird, über die Komponente 587 bzw. 580 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle. Der Öffnungsimpuls wird beispielsweise von einer Kapazität 132 erhalten, die von der Wechselspannung über die Sperrdioden 574, 576 geladen wird und die quer zu den Solarzellenkomponenten 578 und 580 verbunden ist. Wenn Spannung an der Brückenverbindung 568 angelegt wird, wird die Kapazität 132 über eine Spannungsteilerschaltung 134 aufgeladen und öffnet die Solarzellenbauelemente, die wiederum die Transistoren 570, 572 zu der Last 130 öffnen.
Fig. 6a zeigt schematisch ein Anwendungsfeld für eine Schaltung der in Fig. 1 und 2 gezeigten Art.
Genauer gesagt, unter Bezugnahme auf Fig. 6a, betrifft diese Figur eine Schaltung 140 zum Steuern der Geschwindigkeit eines Dreiphasenmotors 601, der einen Kompressor 142 abtreibt in einer schematisch dargestellten Kühlmaschine, die allgemein mit 144 gekennzeichnet ist. Die Kühlmaschine selbst kann von der Art sein, die jeder Fachmann auf dem Gebiet der Gefriermaschinen kennt, der auch die in Fig. 6a schematisch angedeuteten Komponenten sehr gut kennt, die daher in diesem Zusammenhang nicht näher beschrieben zu werden brauchen.
Das prinzipielle Arbeitsverfahren einer Kühlmaschine kann beschrieben werden unter Bezugnahme auf einen einfachen zyklischen Prozess auf der Grundlage gesättigter Flüssigkeit und trockenem gesättigtem Gas.
Dieses beschriebene Verfahren berücksichtigt nicht den Druckabfall, der im Kondensor, im Verdampfer und im Rohrsystem auftritt, wenn die Kühlflüssigkeit durch das Kühlsystem fließt. Ein fehlerhaftes Dimensionieren und montieren des Rohrsystems einer Kühlanlage kann zu großen Energieverlusten bedingt durch ungewollten Druckabfall innerhalb des Systems führen.
In einem realen zyklischen Prozess wird außerdem der Druck einem etwas anderen Kurs folgen als dem isotropen eines idealen Prozesses. Das ist bedingt durch Umstände innerhalb des Kompressors und führt zu einer größeren Kompressionsarbeit und höheren Temperaturen nach der Kompression.
In dem einfachen zyklischen Prozess wird beabsichtigt, den Kühlmitteldampf zu trocknen und zu sättigen, wenn er in den Kompressor angesaugt wird. Dies bedeutet, dass Temperatur und Druck miteinander in Zusammenhang stehende Werte haben müssen, die in einer Tabelle für gesättigten Dampf zu finden sind. Kleine Abweichungen (Beispielsweise in der Funktion der Beschränkungen) kann dazu führen, dass der Dampf zuviel Flüssigkeit enthält, so dass ein Risiko besteht für ein Überhitzen des Kompressor und in vielen Fällen sind Kompressorzusammenbrüche, bei denen Ventile und Kolben zerstört werden, das Ergebnis einer unkontrollierten Beimischung von Flüssigkeit im Ansaugrohr.
Die meisten der heutigen System haben ein thermostatisches Ausdehnungsventil als Beschränkungsmittel mit einem unmittelbar hinter dem Verdampferausgang angeordneten Sensorkörper. Bei diesem Ventiltyp gibt eine Veränderung in der Überhitzung des Dampfes von dem Verdampfer ein Steuersignal. Eine gewisse Überhitzung ist erforderlich für den Betrieb dieses System. Wenn das Ventil korrekt eingestellt worden ist, schützt es gleichzeitig den Kompressor gegen Hämmern.
Ein unerwünschtes Überhitzen ist bedingt durch die Übertragung von Hitze zu dem Ansaugrohr zwischen dem Verdampfer und dem Kompressor. Dieser Hitzefluss ist ein purer Verlust, da er keinerlei nützlichen Kühleffekt hat. Wenn das Ansaugrohr isoliert ist, sind daher gleichzeitig die Betriebskosten geringer, weil keine Kondensation auftreten wird.
Den Druckabfall im Ansaugrohr nicht beachtend findet das Überhitzen bei konstantem Druck statt. Der Druck im Verdampfer (Ausgang) ist daher derselbe, wie am Ansaugstutzen des Kompressors.
Im Kompressor wird Flüssigkeit gebildet, wenn die Kondensationstemperatur einen bestimmten Wert überschreitet. Um zu verhindern, dass dies auftritt, kann eine Sanftanlauf/Geschwindigkeitssteuerung gemäß der Erfindung in nachstehend beschriebener Weise verwendet werden, um den Prozess zu steuern.
Mit 608 ist in Fig. 6a eine der fünf Antriebsstufen für die Motorwicklungen gekennzeichnet, die gemäß den Fig. 1 und 2 unmittelbar mit drei Netzphasen verbunden sind, und mit 318 ist die Steuerschaltung für die Antriebsstufen gekennzeichnet. Abgesehen von dem Steuern des Weiterleitens der Netzspannung durch die Antriebsstufen direkt zu den Motorwicklungen mit Hilfe von pulsbreientmodulierten Signalen, die in Abhängigkeit von der tatsächlichen Geschwindigkeit des Motors generiert werden, wie in den Fig. 1 und 2, findet auch ein Steuern in Abhängigkeit von der Temperatur in dem Eingang und Ausgang des Kompressors 142 statt. Temperatursensoren für den genannten Zweck, die mit 146 bzw. 148 gekennzeichnet sind, sind mit der Steuerschaltung 140 über Signalleitungen 150 bzw. 152 verbunden. Temperatursensoren können unter Bezugnahme auf Fig. 6b beispielsweise aus einer Diode 154 vom Typ 1N4148, hergestellt von Texas Instruments, bestehen. Diese ist an dem mit 156 gekennzeichneten Eingangs- bzw. Ausgangsrohr des Kompressors 142 verbunden mit Hilfe einer Klebeschicht 158.
In den Fig. 1 und 2 sind die Antriebsstufen mit Leistungsmodulen aufgebaut, die jeweils eine Brückenschaltung von zwei antiparallel verbundenen Leistungstransistoren umfassen, die jeweils in Serie mit einer Sperrdiode zum unmittelbaren Empfangen und Weiterleiten einer jeweiligen Halbperiode der Netzphase an einer Motorwicklung verbunden sind und deren Steuereingänge über ein Solarzellenbauelement verbunden sind zum Empfangen eines pulsbreitenmodulierten Signals.
Die tatsächliche Geschwindigkeit und die Drehrichtung des Motors kann außer mit Hilfe konventioneller Anordnungen erfasst werden mit Hilfe einer von zwei Spezialanordnungen, die in den Fig. 7 und 8 dargelegt sind.
In Fig. 7a und in einem kleineren Maßstab in Fig. 1 ist ein Balkencodeleser 160 schematisch dargestellt, der auf einen Balkenstreifen 164 gerichtet ist, der um eine Motorwelle 162 herum befestigt ist. Der Balkencodeleser 160 umfasst zwei schematisch gezeigte Reflektionsdetektorzeilen 166 bzw. 168, von denen jede für eine Drehrichtung der Welle gedacht ist. Die Reflektionsdetektoren 166 und 168 können von bekannter Art sein. Die Ausgangssignale des Balkencodelesers, eines von jedem Reflektionsdetektor, werden einer Verarbeitungsschaltung 169 zugeführt, die angepasst ist, um basierend auf der Anzahl der von den Detektoren 166 und 168 detektierten Impulse pro Umdrehung Ausgangssignale Va bzw. Vb abzugeben, eines für jede Drehrichtung der Welle 162, zur Übertragung zu der Steuerschaltung 18. Anschlüsse zum Versorgen der Schaltung 170 mit Spannung und Masse sind mit 172 bzw. 174 gekennzeichnet. In den Diagrammen der Fig. 7b bzw. 7c sind die Formen der beiden Ausgangssignale Va und Vb schematisch dargestellt. In Fig. 7a ist der Balkencode aufgebracht auf der Außenseite der Welle dargestellt. Es ist jedoch auch gut möglich, ihn an der Innenseite einer Hohlwelle anzubringen, wenn das als passender angesehen wird.
In Fig. 8 ist sehr schematisch eine Anordnung gezeigt, in der die Geschwindigkeit eines Motors, z. B. des Lüftermotors 601 gemäß Fig. 6a, erfasst wird mit Hilfe eines piezoelektrischen Mikrophons 176, das die Pulsbreite der Frequenz misst, die von dem Motor abgegeben wird und das von derselben Art sein kann, wie sie in modernen Telefonen benutzt werden. Mit 178 ist ein Ausgang für das Signal von dem Mikrophon zur Steuereinheit 18 gekennzeichnet und mit 180 und 182 sind jeweils Eingänge für die Spannungszufuhr und die Masseverbindung gekennzeichnet.
Die betreffende Messanordnung basiert auf der Kenntnis, dass Vibrationen in den Windungen eines Elektromotors brummende Streugeräusche kreieren, die überlagert sind von einer Grundfrequenz von beispielsweise 1000 Hertz des normalen Motorgeräuschs. Diese brummenden Streugeräusche bilden Impulse, deren Impulsbreite in pulsbreitenmodulierter Art variiert in Abhängigkeit von der Motorgeschwindigkeit in Übereinstimmung mit dem in Fig. 8b gezeigten, was von dem Mikrophon detektiert werden kann. Das Mikrophonsignal wird einem nicht dargestellten A/D-Umsetzer zugeführt, der die Breite der Impulse misst und dessen Ausgangssignal der Steuerschaltung 18 zum Generieren des pulsbreitenmodulierten Signals zugeführt wird, das für die Antriebsstufen 8-13 gedacht ist.
Das Mikrophon 176 ist beispielsweise durch Kleben angebracht und sein Anbringungsort am Motor 601 beruht auf Tests bezüglich eines Optimalwertes des Brummgeräusches gegenüber dem PWM-Signal der Steuerschaltung 18.
Die oben beschriebenen Mikrophonanordnung kann im Gegensatz zur Balkencodeanordnung nur in Anwendungen verwendet werden, bei denen kein Richtungssignal benötigt wird, wie beispielsweise in Kühlprozessen und zur Ventilatorkontrolle. Die Balkencodeanordnung gemäß Fig. 7a kann vorteilhafterweise verwendet werden in Vorrichtungen wie Durchgängen, bei denen es sichtbare Wellen gibt und Information über die Drehrichtung erforderlich ist. Beispielsweise in verkapselten Lüftern besteht keine Möglichkeit, einen Sensor einzubauen, was bedeutet, dass piezoelektrische Elemente für diesen Zweck gut geeignet sind.
Für eine Lösung der in den Fig. 2 und 3a gezeigten Art, in der die Leistungstransistoren 70 und 72 vom IGBT-Typ sind, kann gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung modifiziert werden entsprechend den Fig. 9 bzw. 10. Genauer gesagt, mit diesem Entwurf ist es möglich, die Tatsache zu kompensieren, dass IGBT-Transistoren nur als N-Typ existieren, wie von dem Nachstehenden ersichtlich sein wird.
Die Schaltung gemäß Fig. 9 ist im Prinzip gleichartig aufgebaut wie die Schaltung gemäß Fig. 2 und die Schaltung gemäß Fig. 10a ist im Prinzip gleichartig aufgebaut wie die Schaltung Fig. 3a durch Einsetzen der Schaltung gemäß Fig. 3a in der oben beschriebenen Weise. Der Unterschied ist, dass die Antriebsstufen 104 und 106 als Transistorverstärker gezeigt sind und dass die Polarität der Eingänge der Bauelemente mit lichtaussendender Diode und Solarzelle umgekehrt worden ist in Bezug auf Fig. 3a. In den Fig. 9 und 10a haben daher dieselben Schaltungselemente wie in den Fig. 2, 3a und 3e dieselben Bezugszeichen erhalten wie in diesen Figuren.
Die Blöcke 8-16 in Fig. 9 entsprechend den Leistungsmodulen 8-16 in Fig. 2 wurden vervollständigt mit Schaltungen 170 zur Nulldurchgangsdetektion, einer für jede Phase, um eine separates Steuern der Phasenhälften zu erhalten. Darüber hinaus ist jeder der Blöcke 8-16, wie in Fig. 10a gezeigt, eingangsseitig mit einem Optokoppler 180 versehen zur galvanischen Trennung in Richtung der jeweiligen Nulldurchgangsschaltungen 170. Nach dem Optokoppler 180 folgt eine Logikgatterschaltung, die generell mit 190 gekennzeichnet ist. Die Last, deren Leistung zu steuern ist, ist mit 200 gekennzeichnet.
Für die Nulldurchgangsdetektion kann eine an sich bekannte Technik verwendet werden. Daher sind die Schaltungen 170 in diesem Zusammenhang nicht detaillierter gezeigt. Kurz gesagt, jede Halbperiode ist über eine Diode zu einem von zwei Spannungsteilern geleitet, die mit den Eingängen eines Operationsverstärkers verbunden sind. Das von dem Spannungsteiler für die positive Halbperiode auftretende Signal wird dem Operationsverstärker zugeführt, der während der positiven Halbperiode einen konstanten Pegel bei 50 Hz ausgibt. Während der negativen Halbperiode ist das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Null. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers, der beispielsweise vom Typ LM 324 sein kann, steuert seinerseits den Optokoppler 180.
Wenn die Phasenspannung die Polarität von positiv nach negativ ändert, muss der IGBT-Transistor 72 umgedreht werden mit dem Emitter gegen die negative Phasenhälfte, um die richtige Polarität zu haben. Dies wird erreicht mit Hilfe einer Logikgatterschaltung 190, die das Ausgangssignal des N Nulldurchgangsdetektors empfängt und das PWM-Signal.
Genauer gesagt, bezugnehmend auf Fig. 10a, das Ausgangssignal des Optokopplers 180 wird einem der Eingänge einer NAND- Schaltung 201 zugeführt, deren anderer Eingang das PWM-Signal empfängt. Darüber hinaus wird das Ausgangssignal des Optokopplers 108 über einen Inverter 102 an einen der Eingänge der weiteren NAND-Schaltung 204 hingeführt, deren anderer Eingang auch das PWM-Signal empfängt. Die Ausgänge der beiden NAND-Schaltungen 200 und 204 sind mit der Eingangsstufe für das Bauelement 78 bzw. 82 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle verbunden.
In der gezeigten Anordnung erhält der Eingang der NAND- Schaltungen 200 und 204, der mit dem Ausgang des Optokopplers 180 verbunden ist, bei einem Hochpegelausgang des Optokopplers 180 einen Hoch- bzw. einen Niedrigpegel, letzteren bedingt durch den Inverter 202. Dies bedeutet, dass das PWM-Signal nur während der positiven Phasenhälfte dem Transistor 70 zugeführt wird und dem Transistor 72 nur während der negativen Phasenhälfte.
In Fig. 10b ist die Signalform während einer positiven Phase gezeigt, der unmittelbar eine negative Phase folgt an dem Eingang des Bauelementes 78 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle und am Ausgang der NAND-Schaltung 200, am Ausgang des NAND 204, am Eingang 84 des Bauelementes 80 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle und am Ausgang des Optokopplers 180.
Fig. 11a zeigt eine Modifikation der Schaltung in Fig. 3a, die dazu gedacht ist, zu kompensieren, dass bedingt durch das Moment im Motor die Spannung und der Strom einander nicht folgen, d. h., eine Phasenverschiebung auftritt. Normalerweise wird dies Phasenverschiebung kompensiert durch ein Kondensatornetz quer zur Last, eine Maßnahme, die im vorliegenden Fall nicht möglich ist, da die Last gepulst wird.
Genauer, in Fig. 11a wird jeder der beiden Leistungstransistoren 70, 71 in Fig. 3a ersetzt durch zwei Leistungstransistoren 220', 220" bzw. 222', 222". Der Transistor 220' ist eine Spannungsausgangsstufe, die ein Magnetfeld im Luftspalt des Motors aufbaut und dann abschaltet, wenn der Strom zu fliessen beginnt, wenn der Transistor 220" übernimmt, der eine Stromausgangsstufe darstellt. Die Eingänge 224 und 226 werden alternierend PWMgesteuert von der Steuerschaltung 18 (vgl. Fig. 1), wobei wie zuvor das PWM-Signal den Steuereingängen der Transistoren 220' und 222' über je ein Bauelement mit lichtaussendender Diode und Solarzelle 228 bzw. 230 zugeführt wird.
Für die negative Phasenhälfte haben die Transistoren 222' (Spannung) und 222" (Strom) entsprechende Funktionen. Eingänge 232 und 234 werden alternierend PWMgesteuert und über Bauelemente mit lichtaussendender Diode und Solarzelle 236 bzw. 238 mit den Steuereingängen dieser Transistoren verbunden.
Mit Hilfe der beschriebenen und gezeigten Anordnung kompensieren die Transistoren 220" und 222" die Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung. Fig. 11b zeigt die pulsierende Spannung über der Last.
Eine weitere alternative Ausgestaltung dieses Teils der Leistungsmodule in den vorangehenden Ausgestaltungen, welche zwei antiparallel verbunden IGBT-Transistoren mit zugeordneten Solarzellenbauelementen umfasst, ist in Fig. 12 gezeigt. Genauer, auch entsprechend dieser Ausgestaltung kann kompensiert werden, dass IGBT-Transistoren nur als N-Typ existieren.
In Fig. 12 wurde der Leistungstransistor, der in vorausgegangenen Ausgestaltungen auf die negative Phasenhälfte geachtet hat, ersetzt durch einen MOSFET- Transistor 240, beispielsweise vom Typ IRF 730, der angesteuert wird von einem Bipolar-PMP-Transistor 242. Der Emitter 244 und der Kollektor 246 des Bipolartransistors sind mit dem Sourceanschluß 248 bzw. dem Gateanschluß 250 des MOSFET-Transistors verbunden. Eine Komponente 252 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle empfängt an ihrem Eingang 245 das PWM-Signal und ihr Ausgang 256 ist mit dem Steuereingang des Leistungstransistors 258 für die positive Phasenhalbwelle verbunden, und mit der Basis des Transistors 242. Die Transistorstufe 242 wird über ein Bauelement mit lichtaussendender Diode und Solarzelle 260 mit Spannung versorgt. Der Transistor 258 wird mit positivem Potential versorgt und wenn die Phasenspannung negativ wird, wird der MOSFET-Transistor 240 versorgt und geöffnet über den Transistor 242.
Fig. 13a zeigt eine Schaltung, die dazu gedacht ist, Energie zu sparen im Falle einer induktiven Last. Ein Impuls, der einer induktiven Last zugeführt wird, erhält eine entgegengesetzte Polarität, wenn er ausgeschaltet wird. Die generierte Energie ist magnetisch und muss verbraucht werden. Magnetismus in Bewegung wird umgeformt beispielsweise in elektrischen Motoren in einen elektrischen Strom.
Üblicherweise wird der durch die induktive Spitze einer entgegengesetzten Polarität beim Ausschalten einer induktiven Last bedingte Strom über einen Wiederstand oder einen Transistor abgeführt. Das bedeutet, dass zusätzliche Energie in Form von Wärme im Widerstand oder im Thyristor auftritt. Wie nachstehend genauer beschrieben werden wird, wird im vorliegenden Fall ein IGBT-Transistor verwendet, um zusätzliche Energie zurück zu dem Kondensator zu leiten für spätere Verwendungen.
Die Schaltung in Fig. 13a umfasst in derselben Art, wie die Ausgestaltungen in Fig. 10 einen Leistungstransistoren 262 bzw. 264 in Serie mit einer ersten Sperrdiode 266 bzw. 268, um die positive bzw. die negative Halbphase zu beachten.
Ein zweiter Leistungstransistoren 270 bzw. 272 ist in Serie mit einer zweiten Sperrdiode 274 bzw. 276 unmittelbar mit der ersten Sperrdiode 266 bzw. 268 verbunden und antiparallel verbunden mit dem ersten Leistungstransistor 262 bzw. 264. Ein Ladekondensator 278 bzw. 280 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten und zweiten Sperrdiode 266, 268 bzw. 274, 276 verbunden. Alle vier Leistungstransistoren empfangen wie zuvor PWM-Impulse über je ein Bauelement 282, 284, 286 bzw. 288 mit lichtaussendender Diode und Solarzelle.
Während der positiven Halbperiode werden die PWM-Impulse über die Komponente 282 zu der Steuerelektrode des Leistungstransistors 262 gespeist. Wenn die Impulse der Spannung über die Last Null sind, öffnet der Transistor 272 und führt die dabei auftretenden negativen Spitzen von der induktiven Last zu dem Kondensator 280, der mit negativer Spannung geladen wird, die gespeichert wird, um als Zusatzenergie verfügbar zu sein, wenn die negative Halbperiode auftritt.
Während der negativen Halbperiode findet derselbe Prozess in den Transistoren 264 und 286 statt, um die positiven Spitzen von der induktiven Last abzuführen und den Kondensator 278 mit positiver Spannung zu laden, die gespeichert wird, um als Zusatzenergie verfügbar zu sein, wenn die positive Halbperiode auftritt.
In Fig. 13b werden in der oberen und unteren Hälfte des Diagramms jeweils die Spannung über die Last und die Eingangsphasenspannung gezeigt. 290 und 292 kennzeichnen die Spannungsimpulse über die Last für die negative Halbphase bzw. die zugehörigen positiven Spitzen. In gleicher Weise kennzeichnen 294 und 296 die positive Halbphase, die Spannungsimpulse über die Last bzw. die negativen Spitzen. Fig. 13c zeigt in einer vergrößerten Darstellung das Beginnen einer positiven Halbperiode mit Spannungsimpulsen 300 über der Last bzw. die entsprechenden Spitzen 302.

Claims

1. Schaltung zur Geschwindigkeitssteuerung eines Dreiphasenmotors, mit

Antriebsstufen (8-16), welche direkt mit dem Dreiphasen- Netz (R,S,T) verbunden sind, und so angeschlossen sind, dass die Netzspannung direkt zu den Motorwicklungen geleitet wird, gesteuert durch ein impulsbreitenmoduliertes Signal,

einer Steuerschaltung (18), die dazu ausgebildet ist, das impulsbreitenmodulierte Signal gesteuert durch die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors zu erzeugen,

einem Leistungsmodul in jeder Antriebsstufe, mit einer Brückenschaltung zweier antiparallel geschalteter Leistungstransistoren (70,72), die jeweils in Reihe mit einer Sperrdiode (74, 76) geschaltet sind, um direkt die jeweilige Halbperiode einer Netzphase zu empfangen und sie an eine Motorwicklung weiterzuleiten,

gekennzeichnet durch

eine Optikkopplerschaltung (78, 80), die zwischen die Steuerschaltung (18) und jeden Leistungstransistor geschaltet ist, wobei zumindest einer der Leistungstransistoren vom Typ IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) ist, die Optikkopplerschaltung ein elektrisch aktivierbares Lichtaussendebauteil (90) aufweist, das mit der Steuerschaltung verbunden ist, damit das ausgesandte Licht durch das impulsbreitenmodulierte Signal moduliert ist, und ein lichtempfindliches Bauteil (102), das dazu ausgebildet ist, ohne irgendeine eigene externe Treiberspannung ein Ausgangssignal unter Einfluss des empfangenen Lichts jener Art zu erzeugen, die von dem Lichtaussendebauteil ausgesandt wird, und so angeschlossen ist, dass es das impulsbreitenmodulierte, ausgesandte Licht empfängt, um eine durch das impulsbreitenmodulierte Signal modulierte Spannung zu erzeugen, welche als Steuerspannung zwischen die Steuerelektrode (71, 73) und den Emitter des jeweiligen Leistungstransistors angelegt wird,

eine Verstärkerstufe (T1, T2), die zwischen die Optikkopplerschaltung und den jeweiligen Leistungstransistor geschaltet ist, wobei die Verstärkerstufe ihre Versorgungsspannung über eine weitere Schaltung (51) erhält, die Verstärkerstufe zwei in Reihe geschaltete Transistoren (T1 und T2) aufweist, bei dem ersten Transistor (T1), dessen Kollektorklemme an eine erste Ausgangsklemme der weiteren Schaltung (S1) angeschlossen ist, die Basisklemme an eine erste Ausgangsklemme (94, 96) der Optikkopplerschaltung (78, 80) angeschlossen ist, und der Emitter an die Steuerelektrode des entsprechenden Leistungstransistors und den Emitter des zweiten Transistors (T2) angeschlossen ist, und bei dem zweiten Transistor (T2) dessen Kollektorklemme an den Emitter des Leistungstransistors angeschlossen ist, an eine zweite Ausgangsklemme der weiteren Schaltung (S1), und an eine zweite Ausgangsklemme (98, 100) der Optikkopplerschaltung (78, 80), und die Basisklemme an die erste Ausgangsklemme (94, 96) der Optikkopplerschaltung (78, 80) angeschlossen ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Schaltung (S1) eine Optikkopplerschaltung der selben Art wie die Optikkopplerschaltung (78, 80) ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zum Ermöglichen der Umkehr der Drehrichtung des Motors zwei der Motorphasenwicklungen so angeschlossen sind, dass jede von einer der beiden selben Hauptphasen (R bzw. S) über jedes der jeweiligen zwei (8, 12 und 10,14) der Leistungsmodule versorgt wird, eins für jede Hauptphase, und die dritte Motorphasenwicklung von der dritten Hauptphase (T) über ein zugehöriges Leistungsmodul (16) versorgt wird, wobei die Umkehr durch ein Drehrichtungssignal gesteuert wird, das über eine Logikschaltung (22) erhalten wird.

4. Schaltung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Lichtaussendebauteil ein LED-Bauteil (90) ist, dessen Ausgangsspannung durch das impulsbreitenmodulierte Signal moduliert wird, und das lichtempfindliche Bauteil ein lichtempfindliches Diodenbauteil (102) vom Solarzellentyp ist.

5. Schaltung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Lichtaussendebauteil und das lichtempfindliche Bauteil zur Lichtübertragung über ein Lichtleiterkabel (103) gekoppelt sind.

6. Schaltung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors durch einen Strichcodeleser (168) detektiert wird, der auf einen Strichcodestreifen (164) hin gerichtet ist, der um die Motorwelle herum angebracht ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, dass die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors mit Hilfe eines piezoelektrischen Mikrofons (176) detektiert wird, das die Impulsbreite der von dem Motor (601) ausgesandten Frequenz misst.

8. Schaltung zur Geschwindigkeitssteuerung eines Einphasenmotors, mit

einer Antriebsstufe (110), die direkt an das Netz (112) angeschlossen ist, und so angeschlossen ist, dass sie die Netzspannung direkt an die Motorwicklung (114) weiterleitet, gesteuert durch ein impulsbreitenmoduliertes Signal,

einer Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, das impulsbreitenmodulierte Signal gesteuert durch die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors zu erzeugen, einem Leistungsmodul in der Antriebsstufe, das eine Brückenschaltung aus zwei antiparallel geschalteten Leistungstransistoren aufweist, die jeweils in Reihe mit einer Sperrdiode geschaltet sind, um direkt die Netzspannung zu empfangen und die jeweilige Halbperiode der Netzspannung an die Motorwicklung weiterzuleiten,

gekennzeichnet durch

eine Optikkopplerschaltung, die zwischen die Steuerschaltung und jeden Leistungstransistor geschaltet ist, wobei zumindest einer der Leistungstransistoren vom Typ IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) ist, die Optikkopplerschaltung ein elektrisch aktivierbares Lichtaussendebauteil aufweist, das mit der Steuerschaltung verbunden ist, damit das ausgesandte Licht durch das impulsbreitenmodulierte Signal moduliert wird, und ein lichtempfindliches Bauteil, das dazu ausgebildet ist, ohne irgendeine eigene externe Treiberspannung ein Ausgangssignal unter Einfluss des empfangenen Lichts jener Art zu erzeugen, die von dem Lichtaussendebauteil ausgesandt wird, und so angeschlossen ist, dass es das impulsbreitenmodulierte, ausgesandte Licht empfängt, um eine Spannung zu erzeugen, die mit dem impulsbreitenmodulierten Signal moduliert ist, wobei diese Spannung als Steuerspannung zwischen die Steuerelektrode und dem Emitter des jeweiligen Leistungstransistors angelegt wird, und

eine Verstärkerstufe (T1, T2), die zwischen die Optikkopplerschaltung und den jeweiligen Leistungstransistor geschaltet ist, wobei die Verstärkerstufe ihre Versorgungsspannung über eine weitere Schaltung (S1) erhält, die Verstärkerstufe zwei in Reihe geschaltete Transistoren (T1 und T2) aufweist, bei dem ersten Transistor (T1) dessen Kollektorklemme mit einer ersten Ausgangsklemme der weiteren Schaltung (S1) verbunden ist, die Basisklemme mit einer ersten Ausgangsklemme (94, 96) der Optikkopplerschaltung (78, 80) verbunden ist, und der Emitter mit der Steuerelektrode des entsprechenden Leistungstransistors und dem Emitter des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, und bei dem zweiten Transistors (T2) dessen Kollektorklemme mit dem Emitter des Leistungstransistors verbunden ist, mit einer zweiten Ausgangsklemme der weiteren Schaltung (S1), und mit einer zweiten Ausgangsklemme (98, 100) der Optikkopplerschaltung (78, 80), und die Basisklemme mit der ersten Ausgangsklemme (94, 96) der Optikkopplerschaltung (78, 80) verbunden ist.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Schaltung (S1) eine Optikkopplerschaltung der selben Art wie die Optikkopplerschaltung (78, 80) ist.

10. Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Lichtaussendebauteil ein LED- Bauteil (90) ist, dessen Ausgangsspannung durch das impulsbreitenmodulierte Signal moduliert wird, und das lichtempfindliche Bauteil ein lichtempfindliches Diodenbauteil (102) des Solarzellentyps ist.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 8-10, dadurch gekennzeichnet, dass das Lichtaussendebauteil und das lichtempfindliche Bauteil zur Lichtübertragung über ein Lichtleiterkabel (103) gekoppelt sind.

12. Schaltung nach einem der Ansprüche 8-11, dadurch gekennzeichnet, dass die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors mit Hilfe eines Strichcodelesers (168) detektiert wird, der auf einen Strichcodestreifen (164) gerichtet ist, der um die Motorwelle herum angebracht ist.

13. Schaltung nach einem der Ansprüche 8-11, dadurch gekennzeichnet, dass die tatsächliche Geschwindigkeit des Motors mit Hilfe eines piezoelektrischen Mikrofons (176) detektiert wird, welches die Impulsbreite der von dem Motor (601) ausgesandte Frequenz misst.