DE69223633T2 - Resonanzmode-umrichter mit reihen-parallel resonanz - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft einen Resonanzmodus-Leistungsumsetzer zum Ansteuern einer ohmschen Last (Rg), der Gasentladungsröhren einschließt, mit einem Umschalter (Q) in der Form eines Transistors, der in Reihe zwischen der negativen Elektrode einer Gleichspannungsquelle und einem ersten Anschluß eines induktiven Bauelements (L) geschaltet ist, einer Impulsgeneratorschaltung, die mit ihrem Ausgang mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden ist, einem Transformator, dessen Primärwicklung zwischen einem zweiten Anschluß des induktiven Bauelements (L) und der positiven Elektrode der Spannungsquelle angeschlossen ist, einem ersten Kondensator (C1) und einer Diode (D2), die in einem ersten bzw. zweiten parallelen Zweig über die ladungsemittierende und die ladungsempfangende Elektrode des Transistors (Q) angeschlossen sind, und einem zweiten Kondensator (C3), der über die Anschlüsse der Spannungsquelle angeschlossen und somit in Reihe mit dem induktiven Bauelement (L) über die Diode (D2) verbunden ist.
• Die letzten Jahre haben eine starke Verkleinerung der baulichen Abmessungen von Leistungsumsetzern gesehen, etwas, das durch eine Erhöhung der Betriebsfrequenzen erreicht worden ist. Übliche Quasi-Rechteckimpulsumsetzer erreichen gegenwärtig einen Arbeitsbereich, dessen obere Grenze bei etwa 0,5 MHz liegt. Dieses ermöglicht eine erhebliche Verringerung der Größe der sehr wichtigen passiven Leistungskomponenten, wie der Magnetbauteile und der Kondensatoren, verglichen mit z.B. Schaltern für 20kHz. Jedoch haben diese Umsetzer, die größtenteils impulsdauermodulierte Umsetzer sind, hohe Schaltverluste bei den Leistungshalbleitern, etwas, das zu einem verringerten Wirkungsgrad führt und damit zu der Notwendigkeit einer verstärkten Kühlung, was die Möglichkeiten einer Verkleinerung der baulichen Abmessungen der Umsetzer herabsetzt.
• Um die Fähigkeit von Leistungsumsetzern zur Handhabung von Überbeanspruchungen oder großen Belastungsänderungen, z.B. wenn sie als Energieversorgung für Gasentladungsröhren verwendet werden, zu erhöhen, ist vorgeschlagen worden, eine Sättigung der Schalttransistoren durch spezielle Schaltungsanordnungen zu überwachen bzw. zu vermeiden, wie z.B. aus der PCT-Anmeldung Nr. WO 90/01248 und der GB-PS Nr. 1 378 465 ersichtlich ist.
• Eine wirksamere Art der Leistungsumsetzung bei ständig höheren Frequenzen basiert auf der sogenannten Nullstromschaltung, bei der eine Sinusspannung verwendet wird, die von einem entweder parallel oder in Reihe geschalteten LC-resonanten Tank erzeugt werden kann. Solche Umsetzer werden als Resonanzumsetzer bezeichnet. Der Vorteil der Verwendung einer Sinusspannung ist der, daß Verluste in den Leistungshalbleitern stark reduziert werden, da die Schaltung im allgemeinen beim Nulldurchgang stattfindet. Der Nachteil von Resonanzumsetzern ist, daß bei einem gegebenen Leistungspegel der Spitzenstrom ein Vielfaches größer ist als der eines impulsdauermodulierten Umsetzers. Durch die Verwendung von Halbleitern mit geringerem Leitwiderstand ist es jedoch möglich, die Betriebsfrequenzen auf über 1 MHz zu erhöhen. Somit können Leistungsdichten gut über 1 W/cm³ erreicht werden.
• Für die Verwendung bei derartigen Umsetzern ist gegenwärtig eine Steuerung in Form einer integrierten Schaltung bekannt, die im Bereich über 1 MHz verwendet werden kann und unter der Bezeichnung LD 405 erhältlich ist von Gennum Corporation, Burlington, Ontario, Kanada. Die Verwendung dieser Steuerschaltung in einem frequenzmodulierten Umsetzer ist in einem LD-405-Anwendungshinweis von Gennum Corporation mit dem Titel "Using LD 405 in a 125 W resonant mode power supply" beschrieben. Zu diesem Zweck hat dieselbe Firma eine Resonanzschaltung eingeführt, deren Ausführung im Prinzip in der beigefügten Fig. 1 gezeigt ist. Die Schaltung umfaßt ein induktives Bauelement L, eine Kapazitanz C, einen Widerstand R und eine Last RL. Vor dem induktiven Bauelement L ist ein Umschalter S, z.B. in Form eines Transistors, vorgesehen. Seine Aufgabe besteht darin, Gleichstrom von eine Quelle V an einen Reihenresonanztank LC zu liefern. Der Widerstand der Last RL zieht Strom aus dem Tank ab. Sobald der Resonanzprozeß beendet ist, öffnet der Schalter S, und die Leistungsumsetzung von der Quelle S zur Last RL wird unterbrochen. Nach einer gegebenen Zeitspanne schließt der Schalter S wieder, und der Vorgang wird wiederholt. Die Kommutierungsfrequenz kann derart geändert werden, daß die in der Last RL verbrauchte Durchschnittsleistung verändert wird.
• Bei einer praktischen Ausführungsform arbeitet ein Resonanzumsetzer dieser Art mit zwei Kommutierungsschaltern, von denen jeder eine jeweilige Halbperiode der Resonanzperiode bearbeitet. Die Schalter basieren auf MOS- Feldeffekttransistoren, die selbst von einer jeweiligen MOSFET-Stufe angesteuert werden. Die Ausgangsstufe bei der gezeigten Ausführungsform basiert auf Schottky-Gleichrichterdioden.
• Jedoch ist es bei dieser vorbekannten Ausführungsform des Resonanzumsetzers schwierig, Oberwellen in der Resonanzspannung gänzlich zu vermeiden, und es ist ferner schwierig, die Halbperioden zu symmetrieren, derart, daß sie den gleichen Energiegehalt erhalten. Schließlich entstehen erhebliche Verluste in den Leistungsschaltern und den Schottky-Ausgangsdioden. Darüber hinaus sind RC-Netzwerke über die Leistungsschalter vorgesehen worden, um die Spannungsübergänge zu dämpfen, und diese Dämpfungsschaltungen führen zu zusätzlichen Verlusten. Somit wird der Wirkungsgrad um zumindest 25% verringert und selbst wenn eine Ausgangsstufe ohne Gleichrichterdioden verwendet wird, beträgt der Verlust rund 16%.
• Im allgemeinen kann von den oben beschriebenen Umsetzern und den vorbekannten Vorrichtungen der gleichen Art gesagt werden, daß der Kondensator direkt parallel mit dem induktiven Bauelement und der Schalter in Reihe mit der Spannungsquelle geschaltet ist. Außerdem nimmt die Last Energie von der Resonanzschaltung weg, die ebenfalls als Transformator ausgebildet sein kann. Diese vorbekannten Vorrichtungen sind im allgemeinen aufgrund der Beschränkung im Energiegehalt der Resonanz schwierig zu berechnen und zu realisieren. Falls zu viel Energie von der LC-Schaltung abgezogen wird, ändert sich die Frequenz, und es ist notwendig, mit komplizierten elektronischen Reguliereinrichtungen die Schaltung der Umschalter so zu regulieren, daß der Resonanzzustand der Schaltung aufrechterhalten wird. Falls in solchen Schaltungen Überlastungen auftreten, erhöht sich der Schaltstrom des Transistors in unkontrollierbarer Weise, und falls der Transistor abgeschaltet wird, kann dies zu Übergangsvorgängen führen, die irreparable Schäden am Umsetzer hervorrufen. Das Problem besteht darin, daß die Reguliereinrichtung, die den Transistor schützen soll, nicht in Echtzeit arbeitet und somit der Transisitor, d.h. der Schalter, nicht-normalen Belastungen ausgesetzt ist. Wie bereits erwähnt, sind die erheblichen Verluste noch präsent, so daß der Wirkungsgrad des Umsetzers nicht mehr als etwa 84% ohne die Verwendung eines gleichgerichteten Ausgangs erreicht.
• Schließlich beschreibt die US-PS Nr. 4 613 769 eine Transistor-Oszillator-Schaltung, bei der ein Kondensator über die Anschlüsse einer Sekundärwicklung in einem Transformator parallel geschaltet ist und letzterer in paralleler Sinuswellenresonanz mit dem Kondensator als erste Wellenformungseinrichtung bei einer gegebenen Frequenz arbeitet. Eine zweite Wellenformungseinrichtung besteht aus einem weiteren Kondensator, der über die Kollektor- und Emitterelektrode des Transistoroszillators parallelgeschaltet ist und in Reihenresonanz mit einem induktiven Bauelement mit dem Zweifachen der gegebenen Frequenz arbeitet.
• Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Resonanzschaltung ohne die oben erwähnten und weitere Nachteile zu schaffen. Dieses wird gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dadurch erreicht, daß im Umsetzer der erste Kondensator C&sub1; und das induktive Bauelement L zusammen eine Reihenresonanzschaltung bilden, wobei das Verhältnis zwischen der Spannung UL des induktiven Bauelements und der Kapazitanz des ersten Kondensators die Reihenresonanzfrequenz einer ersten Halbperiode bestimmt, daß der zweite Kondensator und die Diode zusammen eine Parallelresonanzschaltung bilden, wobei die Spannung UL des induktiven Bauelements und die Kapazitanz des zweiten Kondensators die Parallelresonanzfrequenz einer zweiten Halbperiode bestimmen, daß sich der Transistor in einem hohen Widerstandszustand sowohl im Reihen- und als auch im Parallelresonanzmodus befindet, daß die Diode als Impedanzselektor zwischen den Kondensatoren zur Aufrechterhaltung des korrekten Stromflusses im Transformator wirkt und die Last im Parallelresonanzmodus leitet, wobei der Kondensator über das Spannungsquellenniveau geladen wird, bevor der Transistor in einen niedrigen Widerstandszustand geschaltet wird und den Parallelresonanzmodus beendet und dann eine weitere Reihen-Parallel-Resonanz bei Schaltung in den Hochwiderstandszustand einleitet, jede Halbperiode der Resonanzperiode durch Schalten des Transistors in den hohen Widerstandszustand in der Zeit gehalten wird, der Transformator, das induktive Bauelement und die Kondensatoren somit einen reihenparallel zum Transistor arbeitenden RCL- Resonanzkreis darstellen, der Gütefaktor des Resonanzkreis durch das Verhältnis zwischen der Spannung UL des induktiven Bauelementes und der Impedanz ZC1 bzw. ZC3 des Kondensators und der Versorgungsspannung U bestimmt wird, und daß die Last zwischen den Anschlüssen einer ersten Sekundärwicklung im Transformator geschaltet ist, derart, daß die Last in Reihe mit dem induktiven Bauelement geschaltet ist und Energie in jeder Halbperiode der Resonanzperiode sowohl vom induktiven Bauelement als auch von der Gleichspannungsquelle verbraucht, womit der Transistor als Kommutierungsspannungsschalter in Reihe mit der Spannungsquelle in der ersten Halbperiode und parallel mit der Spannungsquelle in der zweiten Halbperiode arbeitet und jederzeit einen Anteil der von der Last verbrauchten Gesamtenergie trägt.
• Die Erfindung ist in der im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Weise gekennzeichnet. Weitere Merkmale und Vorteile ergeben sich aus den beigefügten abhängigen Ansprüchen.
• Die Erfindung wird nun nachfolgend im einzelnen mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung erläutert.
• Fig. 1 zeigt, wie bereits erwähnt, die Grundschaltung eines Parallelresonanzkreises nach dem Stand der Technik.
• Fig. 2 zeigt die Grundschaltung eines Umsetzers mit Reihenparallelresonanz nach der vorliegenden Erfindung und unter Verwendung mit einer Kaltkatodengasentladungsröhre.
• Fig. 3 zeigt einen Abschnitt einer Variante des Umsetzers nach Fig. 2 unter Verwendung einer Glühkatodengasentladungsröhre.
• Fig. 4a bis c zeigen jeweils die über das induktive Bauelement des Umsetzers gemessene Spannungskurve bei Normallast am Ausgang, bei Kurzschluß am Ausgang sowie als eine Periode der Resonanzspannungen unter verschiedenen Leitzuständen und Belastungsbedingungen.
• Fig. 5 zeigt eine praktische Ausführungsform des Umsetzers nach der Erfindung in der Anwendung zum Ansteuern einer Glühkatodengasent ladungsröhre.
• Fig. 6 zeigt eine praktische Ausführungsform des Transformators im Detail und wie in der Schaltung nach Fig. 2 vorgesehen.
• In Fig. 2 ist ein erster Resonanzkondensator C&sub1; parallel über die ladungsemittierende und die ladungsempfangende Elektrode eines Transistors Q vorgesehen, der als Kommutierungsschalter arbeitet. Die Last RG ist in Reihe mit einem induktiven Bauelement L vorgesehen, das mit dem Transistor Q bzw. dem Kondensator C&sub1; verbunden ist. Ein zweiter Resonanzkondensator C&sub3; ist über die Elektrode der Spannungsquelle vorgesehen und mit dem induktiven Bauelement über eine Diode D&sub2; verbunden, wobei die Diode D&sub2; in einem weiteren parallelen Zweig zwischen die ladungsemittierende und die ladungsempfangende Elektrode des Transistors Q geschaltet ist. Ferner ist die Primärwicklung P eines Transformators T mit der ladungsempfangenden Elektrode des Transistors Q verbunden. Des weiteren ist die Primärwicklung P eines Transformators T mit dem induktiven Bauelement L verbunden, so daß der Transformator T, das induktive Bauelement L und die Kondensatoren C&sub1;, C&sub3; einen RCL-Resonanzkreis bilden, der reihenparallel zum Transistor Q und mit einem Gütefaktor arbeitet, der, wie allgemein bekannt, von dem Verhältnis zwischen der Spannung UL des induktiven Bauelements oder den Kondensatorspannungen UC1 und UC3 und der Versorgungsspannung U bestimmt ist. Die Last RG ist zwischen die Anschlüsse einer ersten Sekundärwicklung S&sub1; des Transformators T geschaltet und ist daher, wie erwähnt, in Reihe mit dem induktiven Bauelement L geschaltet.
• Die Abmessung des Resonanzkreises kann vorteilhaft auf der Grundlage der Scheinleistungsanforderung erfolgen, derart, daß der Resonanzkreis bzw. Resonanztank für eine Scheinleistung dimensioniert ist, die 30% größer ist als diejenige, die bei der gewählten Betriebsfrequenz des Resonanzkreises verlangt wird. Der Transistor Q wird auf bestimmter Frequenz überwacht, die sich in Abhängigkeit von der Last nicht verändern muß.
• Die Arbeitsweise des Umsetzers nach der Erfindung soll nun im einzelnen erläutert werden. Der Transistor Q wird durch angenäherte Rechteckimpulse gesteuert. Wenn der Transistor leitet, fließt Strom durch das induktive Bauelement L und den Transformator T, so daß diese magnetisiert werden. Das induktive Bauelement L ist mit einer Spule und einem Kern z.B. aus Ferrit mit einem Luftspalt gebildet. Wenn der Transistor Q aufgehört hat zu leiten, bewirkt die Gegeninduktion des induktiven Bauelements L, daß die Kondensatoren C&sub1; und C&sub3; geladen werden. Der Kondensator C&sub3; hat jedoch eine Kapazitanz, die weit größer ist als die Kapazitanz des Kondensators C&sub1; und wird ebenfalls mit der entgegengesetzten Polarität geladen. Der Transformator T wird nun mit Strom der gleichen Polarität wie der über den Transistor Q empfangene Strom gespeist. Wenn die Spannung des Kondensators C&sub1; einen Höchstwert erreicht, wird die Richtung des Stroms umgekehrt, und der Kondensator C&sub1; entlädt gegen das induktive Bauelement L und den Transformator T. Danach wird die Richtung des Stroms wieder umgekehrt, und das induktive Bauelement L entlädt die Energie über die Diode D&sub2; und den Transformator T an den Kondensator C&sub3;. Der Transistor Q wird wieder leitend und der Vorgang wird wiederholt.
• Der Vorgang kann als aus 4 Phasen bestehend beschrieben werden. In Phase 1 ist der Transistor Q leitend und der Strom fließt in Richtung IA durch den Transformator T. In Phase 2 hat der Transistor aufgehört zu leiten, aber aufgrund der Tatsache, daß das induktive Bauelement L als "Tank" arbeitet, fließt noch Strom in Richtung TA (Fig. 2) durch den Transformator T, während der Kondensator C&sub1; zur gleichen Zeit aufgrund der Gegeninduktion des induktiven Bauelements L geladen wird. In Phase 3 hat die Gegeninduktion vom induktiven Bauelement L aufgehört, und der Kondensator C&sub1; wird entladen, so daß der Strom zum Kondensator C&sub3; und durch den Transformator T in Richtung IB (Fig. 2) fließt, während das induktive Bauelement L "gefüllt" wird. In Phase 4 wird das induktive Bauelement dann "entleert" über die Diode D&sub2; und den Kondensator C&sub3; sowie den Transformator T, bis der Transistor Q wieder leitend wird.
• Zu bemerken ist, daß der Transistor Q jedesmal, wenn die Diode D&sub2; leitet, geschaltet werden kann und folglich auch bei "null" Strom und Spannung. Die negative Gegeninduktionsspannung UL vom induktiven Bauelement L addiert sich zu der Versorgungsspannung U und wird über die Primärwicklung P des Transformators T angelegt, während der Kondensator C&sub3; durch sowohl U als auch UL entladen wird.
• Das Entladen der Energie von der Primärwicklung S&sub1; zur Last RG findet nicht in der gleichen Phase statt wie in der Primärwicklung P und somit kann nur ein Teil der Resonanzenergie benutzt werden. Dieses würde ein ausgezeichnetes Verhältnis zwischen dem Strom und der Spannung bilden, wenn der Umsetzer nach der Erfindung allgemein in Gasentladungslampen verwendet wird.
• Da der Transistor Q nur als Nachfüller von Energie arbeitet, die dem Transformator T zugeführt wird, und aufgrund der Phasenverschiebung erfolgt durch die Diode D&sub2; bereits eine Ableitung des Transistors in dem Augenblick, in dem er in der oben erwähnten Phase 4 wieder angeschaltet wird. Somit erreicht der Umsetzer nach der Erfindung einen sehr hohen Wirkungsgrad. Die Schaltungsverluste werden vollständig eliminiert, da der Transistor in der negativen Phase der Resonanz einschaltet, wenn die Diode D&sub2; leitet, und wenn der Transistor Q abgeschaltet wird, wird die Spannungszufuhr vom Kondensator C&sub1; übernommen. Der Transistor Q arbeitet somit nur mit der Spannung, die notwendig ist, um das Verhalten der Induktionskurve des induktiven Bauelements L aufrechtzuerhalten.
• Wenn die erste Sekundärwicklung S&sub1; kurzgeschaltet wird, fällt die Impedanz des Transformators T auf Null, und die Phasenverschiebung zwischen dem induktiven Bauelement L und dem Transformator T hört auf. Sämtliche Energie wird dann zur Aufrechterhaltung der Resonanz benutzt, und der Energieverbrauch des Umsetzers wird auf "Null" reduziert. Dies bedeutet, daß der Umsetzer in jeder Beziehung sicher gegen Kurzschluß ist.
• Wenn die Last RG an der Sekundärwicklung S&sub1; weggenommen wird, erhöht sich die Impedanz des Transformators, und der Frequenzabfall führt dann zu einem erhöhten Stromverbrauch, weil der Transistor Q zur falschen Zeit angeschaltet wird. Um dieses zu verhindern, wird eine zweite Sekundärwicklung S&sub2; im Transformator verwendet und mit einer Gleichrichterbrücke verbunden, um einen Teil der Energie zur positiven bzw. negativen Elektrode der Spannungsquelle zurückzuführen. Auf diese Weise ist ständig eine gewisse Minimalimpedanz im Transformator T vorhanden. Der Resonanzkreis arbeitet dann in einem gegebenen Frequenzbereich, und die Energie zirkuliert zwischen der Quelle der Versorgungsspannung und der Sekundärwicklung S&sub2; über die Gleichrichterbrücke B, wie in Fig. 2 gezeigt.
• Durch korrekte Spannungsbemessung der Sekundärwicklung S&sub2; können die freilaufenden Verluste minimiert werden, und es ist möglich, einen Detektor (nicht gezeigt) vorzusehen, der vor möglichen Störungen der Last RG, z.B. einer fehlerhaften Gasentladungsröhre, warnt, um die Impulsgeneratorschaltung abzuschalten, die mit der Steuerelektrode des Transistors Q verbunden ist. Damit beendet der Transistor Q das Nachfüllen des Resonanzkreises.
• Wenn eine Glühkatodengasentladungsröhre als Lastwiderstand auf der Sekundärseite des Transformators T verwendet wird, kann dies einfach, wie in Fig. 3 gezeigt, dadurch erfolgen, daß die Anschlüsse der Sekundärwicklung S&sub1; mit zumindest einem Kondensator C&sub6; über die Elektroden K&sub1;, K&sub2; in der Gasentladungsröhre verbunden werden.
• Bekanntlich müssen Gasentladungsröhren mit Glühkatoden mittels einer Vorerwärmung der Elektroden gestartet werden, um eine ausreichende Ionisierung des Gases in der Röhre zu erhalten und damit eine Entladung stattfinden kann. Dieses wird dadurch erreicht, daß die Sekundärwicklung S&sub1; und der Kondensator C&sub6; an die Resonanzfrequenz des Transformators T mit den Katoden K&sub1;, K&sub2; im erwärmten Zustand angepaßt werden. Eine solche Anpassung kann empirisch ermittelt werden oder dadurch, daß der Wärmewiderstand der Katode gemessen und zur Impedanz hinzuaddiert wird. Solange wie die Katoden K&sub1;, K&sub2; nicht ausreichend erwärmt sind, ist die Impedanz zu niedrig und der größere Teil des Stroms von der Sekundärwicklung S&sub1; wird zum Erwärmen der Katoden benutzt. Nur wenn der Zustand für Resonanz vorhänden ist, steigt die Spannung auf ein Niveau, das die Elektroden zündet. Wenn die Entladung zwischen den Elektroden K&sub1;, K&sub2; errichtet ist, arbeitet der Kondensator C&sub6; nicht länger als Resonanzkondensator, gibt jedoch nichtsdestoweniger eine gewisse Glühspannung ab, die die Elektroden erwärmt hält aufgrund dessen, daß die Impedanz des ersteren niedrig ist, verglichen mit der Frequenz. Dieses ist darüber hinaus ein Vorteil, wenn eine Abblendung durch Verringerung der Versorgungsspannung verwendet wird.
• Der Umsetzer nach der Erfindung kann auch mit einem pulsierenden Gleichstrom ohne Glättung zum direkten Ansteuern von Gasentladungsröhren mit einem Leistungsfaktor cos φ bis zu 0,95 und ohne Verwendung einer Phasenkompensation verwendet werden, wie es die neuen europäischen Normen erfordern. Bei der Frequenz 60 kHz ist der Kondensator C&sub1; beispielsweise auf 0,005 µF dimensioniert und der Kondensator C&sub3; auf 0,22 µF, bei 100 kHz wird jedoch der Kondensator C&sub1; mit 0,003 µF und der Kondensator C&sub3; mit 0,15 µF gewählt. - Die Wellenlängenbetrachtung des Transports von Katodenmaterial zwischen den Elektroden zeigt darüber hinaus, daß eine Betriebsfrequenz von 30 bis 35 kHz ein Optimum bei der vorliegenden Länge der Gasentladungsröhren ist.
• Wie der Umsetzer nach der Erfindung in der Praxis arbeitet, ist aus einer Betrachtung der Fig. 4a bis c leicht verständlich.
• Fig. 4a und 4b zeigen das Verhalten der Spannung UL des induktiven Bauteils, gemessen über die Anschlüsse des induktiven Bauteils L. Die Spannung in den Fig. 4a und 4b wird als Durchschnittswert Spitze-Spitze UL bezeichnet. In Fig. Fa und 4b ist die Gesamtperiode der Spannung der Impuls t&sub1;, während der Transistor in t&sub2; leitet. In Fig. 4a ist die Last an der Sekundärwicklung S&sub1; normal, die Spannung ist niedrig (hier 0,6 UL) und t&sub2; kurz (hier 0,15t&sub1;) aufgrund des Energieentzugs. In Fig. 4b ist die Sekundärwicklung kurzgeschlossen. Die Spannung steigt (hier auf 1,3 UL) und das gleiche tut t&sub2;, weil der Energieentzug beendet ist.
• Fig. 4c zeigt eine Periode der Resonanzspannung unter verschiedenen Lastbedingungen. Das normale Sinusverhalten ist mit F&sub1; bezeichnet. Die Kurve F&sub2; ist vohanden, wenn der Transformator T Energie "stiehlt", und die Kurve F&sub3;, wenn die Sekundärwicklung S&sub1; kurzgeschlossen ist. Die freilaufende Diode leitet die ganze Zeit in der negativen Halbperiode, d.h. in der Periode TD. Wie immer der Lastzustand ist, der Transistor Q leitet in der Periode tQ1. Wenn die Energie über den Transformator T abgezogen wird, arbeitet der Transistor Q in der Periode TQ2, da das System selbststeuernd ist. Wenn die Sekundärwicklung S&sub1; kurzgeschlossen ist, leitet der Transistor Q in der Periode TQ&sub3;, wobei Energie nicht länger an den Transformator T abgegeben wird und in der negativen Halbperiode das induktive Bauteil L den größeren Teil der Energie zurück an den Kondensator C&sub3; liefert.
• Eine praktische Ausführungsform des Umsetzers nach der Erfindung wird nun mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben. In diesem Zusammenhang versteht sich, daß die Fig. 2 und 3 eher grundsätzliche Ausführungsformen des Umsetzers nach der Erfindung zeigen.
• Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, liefert eine Gleichrichterbrücke B&sub2; Gleichspannung von einer Wechselstromquelle, und diese Spannung wird in den Kondensatoren C&sub2; und C&sub3; geglättet. Die Diode D&sub1;&sub2; speist eine Impulsgeneratorschaltung, die in der gezeigten Ausführungsform einen bistabilen Multivibrator in Form einer Schmitt-Trigger- Schaltung mit umgekehrten Ausgängen umfaßt, die von sechs Toren A&sub1;-A&sub6; gebildet ist. Die Spannung der Impulsgeneratorschaltung wird durch die Zenerdiode Z&sub1; reguliert und durch den Kondensator C&sub4; geglättet. In der gezeigten Ausführungsform bildet die Impulsgeneratorschaltung eine astabile Multivibratorschaltung über den Widerstand RG und die Diode D&sub1; wie auch den variablen Widerstand Rv (R&sub5;), so daß eine Abstimmung der Basisfrequenz und Impulsdauer auf den gewünschten Wert über die Widerstände Rv und R&sub6; und den Kondensator C&sub5; geschaffen ist. Der Ausgang des Tores A&sub1; liefert einen angenäherten Rechteckimpuls und steuert die Eingabe der vier Tore A&sub3;-A&sub6; in etwa parallel. Die jeweiligen Ausgänge der gleichen Tore sind ebenfalls parallel und zur Steuerelektrode des Transistors Q geschaltet, der als Schalter verwendet wird. Wenn ein gemeinsamer bipolarer Transistor verwendet wird, ist der Steuereingang selbstverständlich die Basis des Transistors, aber wenn ein MOS- Feldeffekttransistor statt dessen verwendet wird, ist die Steuerelektrode selbstverständlich identisch mit der Torelektrode. Vorteilhaft kann der Umsetzer nach der Erfindung mit einer integralen freilaufenden Diode realisiert werden, so daß die Gleichrichterdiode D&sub2; und der zweite parallele Zweig in Fig. 2 entfallen.
• Wenn der Transistor Q leitet, wird Erregerstrom an das induktive Bauelement L und die Primärwicklung P im Transformator T geliefert, und der Resonanzvorgang wird eingeleitet. Die Resonanzfrequenz kann über den variablen Widerstand Rv fein abgestimmt werden.
• Die Sekundärwicklung S&sub1; des Transformators T liefert Spannung und Strom zu der vorgesehenen Last, wie es im einzelnen in Verbindung mit Fig. 2 erörtert wurde. In Fig. 5 ist ferner in dritte Sekundärwicklung S&sub3; im Transformator T vorgesehen. Sie wird zum Erhöhen der Ionisierungsspannung der Last verwendet, wenn letztere eine Gasentladungsröhre ist, um eine sicherere Zündung bei extrem niedrigen Temperaturen herbeizuführen, da ihr erster Anschluß mit den Elektroden der Gasentladungsröhre verbunden und ihr zweiter Anschluß zur Erde geführt ist, wie gezeigt.
• Der Transformator T ist in einer praktischen Ausführungsform als E-Kern-Transformatoren ausgebildet, wie es im einzelnen in Fig. 6 gezeigt ist. Für Hochfrequenzzwecke, d.h. im MHz-Bereich, können die Kerne und Wicklungen z.B. in Form von Ferritstreifen mit einem dielektrischen Film und darauf aufgesetzten Wicklungen ausgeführt sein. Jedoch erlauben die E-Kern-Transformatoren, die in nicht-herkömmlichen Anwendungen, z.B. für eine Frequenz von 30 bis 100 kHz, verwendet werden, noch eine sehr kompakte Konstruktion. Ferner ist, wie in der Ausführungsform nach Fig. 5 gezeigt, das induktive Bauelement L in die Primärwicklung P des Transformators T integriert.
• Die Sekundärwicklung S&sub2;, die mit der Gleichrichterbrücke B&sub1; verbunden ist, ist so bemessen, daß eine Gleichspannung über die Gleichrichterdioden D&sub7;-D&sub1;&sub0; in der Brücke B&sub1; erhalten wird, wobei die Spannung niedriger als die Spannung über C&sub2; und C&sub3; im Normalbetrieb ist. Die Widerstände R&sub1;&sub0; und R&sub1;&sub1; bilden dann einen Spannungsteiler gegen den Kondensator C&sub2;&sub0; dem ein Wert gegeben ist, der die gewünschte Zeitdauer bestimmt, bevor die Impulsgeneratorschaltung und über die Diode D&sub5; den astabilen Multivibrator abschaltet. Wenn das Signal an A&sub1; niedrig ist, gehen auch die Ausgänge der Tore A&sub3;-A&sub6; auf niedrig. Die Dauer der Abschaltung wird bestimmt durch den Kondensator C&sub2;&sub0; über die Widerstände R&sub7; und R&sub8;. Nach einer bestimmten Zeit geht auch der Eingang des Umkehrverstärkers A&sub2; auf niedrig, und sein Ausgang geht auf hoch, so daß der Multivibrator wieder getriggert wird. Es ist jedoch auch möglich, die Sicherheitsfunktionen auf andere Weise durch Mittel nach dem Stand der Technik zu realisieren, und die hier gezeigte Schaltung ist lediglich als ein Beispiel der praktischen Ausführung des Umsetzers nach der Erfindung gedacht und soll den Umfang der Erfindung in keiner Weise einschränken.
• Der wesentliche Punkt des Umsetzers nach der Erfindung ist, daß der Resonanzkondensator C&sub1;, der in der Ausführungsform nach Fig. 5 als Parallelkreis von neun Kondensatoren C1a-C&sub1;&sub1; (nicht gezeigt) ausgeführt ist, nur während einer Halbperiode der Frequenz als Resonanzkondensator arbeitet. Die zweite Halbperiode der Resonanzfrequenz, die zum Auffüllen des Resonanztanks, d.h. des induktiven Bauelements L&sub1;, benutzt wird, ist über den Kondensator C&sub3; durch die Entladung von C&sub1; vorgesehen. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß es im Stand der Technik allgemein bekannt ist, daß Rücklaufoszillatoren die Tendenz haben, dadurch ein asymmetrisches Frequenzverhalten zu zeigen, daß Energie von dem Resonanztank schon im ersten Rücklauf abgezogen wird, so daß die nächste Halbperiode einen niedrigen Energiegehalt empfängt. Damit der Transformator T als eine symmetrisch arbeitende Last arbeitet, muß daher der Resonanzkondensator C&sub1; in Fig. 2 eine größere Ladung während der zweiten Halbperiode empfangen. Dieses wird durch die schon bestehende Ladung im Kondensator C&sub3; erreicht, der in Reihe verbunden ist mit dem induktiven Bauelement L über die Diode D&sub2; und auf einem Spannungsniveau gleich dem der ersten Halbperiode. Durch korrekte Bemessung des Resonanzkondensators C&sub3; und eine geeignete Versorgungsspannung U führt der Transformator die gleiche Energiemenge in beiden Halbperioden. Es ist jedoch eine Symmetrierung der Energie in jeder Halbperiode der Ressonanz vorgesehen. Zusammen mit der Verwendung eines Luftspalts im Transformator T bewirkt dies, daß der Resonanzkreis eine angenähert vollkommene Sinusspannung liefert, ohne daß die Primärwicklung P des Transformators durch ein Gleichstrombauteil beeinflußt wird.
• Durch korrekt gewählte Werte der Induktanz des induktiven Bauelements L und der Impedanz des Transformators T sowie korrekte Kapazitanzwerte für die Kondensatoren C&sub1; und C&sub3; und eine geeignete Versorgungsspannung U ist es möglich, eine sehr hohe Leistungsfähigkeit zu erreichen, da die Schaltungsverluste vollständig eliminiert werden und der Transistor Q nur mit einem Bruchteil des Stroms der Schaltung aufgrund der Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung in den induktiven Bauelementen arbeitet. Der Transistor Q kann in Wirklichkeit als ein Spannungsschalter angesehen werden, der die Resonanzschaltung auf Null im Verhältnis zu den positiven und negativen Perioden der Resonanz setzt. Somit schaltet der Transistor die Tendenz des Resonanzkreises zur Relaxation aus und erhält die gegebene Frequenz aufrecht, während Strom in der Hauptsache von dem induktiven Bauelement L aufgenommen wird, wenn der Transistor Q nicht leitet. Dieses kann auch durch eine individuelle Anpassung des im Transformator T verwendeten Luftspaltes an die Charakteristik der vorgesehen Last Rg erreicht werden. Der Luftspalt kann somit aktiv zum Kontrollieren des Energieentzugs des induktiven Bauelements L und des Kondensators C&sub1; benutzt werden. Eine korrekte Bemessung des Transformators und des verwendeten Luftspaltes kann durch volles Kurzschließen von S&sub1; den Resonanzkreis auf volle Resonanz innerhalb des durch den Transistor Q bestimmten Frequenzbereichs bringen.
• Schließlich ist zu erwähnen, daß es für einen Fachmann offensichtlich ist, daß der Impulsgenerator zweckmäßigerweise auch auf andere Weise als durch einen astabilen Multivibrator realisiert werden kann, da letzterer z.B. durch einen digitalen Frequenzsynthesizer ersetzt werden kann. Wenn ein astabiler Multivibrator verwendet wird, ist die Frequenz nur innerhalb von 10 bis 15% regulierbar. Ein digitaler Frequenzsynthesizer kann den Umsetzer nach der vorliegenden Erfindung über einen Frequenzbereich ansteuern, der sich vom AF-Bereich und bis 100 MHz und darüber hinaus erstreckt, während die erzeugte Frequenz leicht über ein Octavband oder mehr reguliert werden kann. Dann kann der Umsetzer auch bei Anwendungen mit Hochfrequenzen und Frequenzen im Ultrakurzwellenbereich benutzt werden, wo hohe, stabile und symmetrierte Resonanzspannungen verlangt werden. Ferner versteht sich, daß sämtliche Bauteile, die die Impulsgeneratorschaltung aufweist, auch die Schmitt-Trigger-Tore A&sub1;-A&sub6; und auch der Transistor Q, vorteilhaft auf einem einzigen Chip zusammengefaßt sein können. Mit dem Umsetzer nach der vorliegenden Erfindung ist der Verlust auf Verluste im Transformator, in der Impulsgeneratorschaltung, der Energiezerstreuung im induktiven Resonanzbauelement und in der Gleichrichterbrücke am Eingang beschränkt. Die Gesamtverluste können damit auf 5% oder weniger gehalten werden, so daß bei der praktischen Ausführungsform des Umsetzers nach der Erfindung ein Wirkungsgrad in der Größenordnung von 97% erreicht wird.

Claims (10)

1. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer zum Ansteuern einer ohmschen Last (Rg), der Gasentladungsröhren einschließt, mit einem Umschalter (Q) in der Form eines Transistors, der in Reihe zwischen der negativen Elektrode einer Gleichspannungsquelle und einem ersten Anschluß eines induktiven Bauelements (L) geschaltet ist, einer Impulsgeneratorschaltung, die mit ihrem Ausgang mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden ist, einem Transformator, dessen Primärwicklung zwischen einem zweiten Anschluß des induktiven Bauelements (L) und der positiven Elektrode der Spannungsquelle angeschlossen ist, einem ersten Kondensator (C1) und einer Diode (D2), die in einem ersten bzw. zweiten parallelen Zweig über die ladungsemittierende und die ladungsempfangende Elektrode des Transistors (Q) angeschlossen sind, und einem zweiten Kondensator (C3), der über die Anschlüsse der Spannungsquelle angeschlossen und somit in Reihe mit dem induktiven Bauelement (L) über die Diode (D2) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten so bemessen sind, daß der zweite Kondensator (C3) einen mehrere Male größeren Wert als der des ersten Kondensators (C1) hat und der Impulsgenerator den Transistor während Perioden und mit Intervallen ein- und ausschalten kann, so daß:

in einer ersten Betriebsphase der Transistor (Q) eingeschaltet wird und ein Strom in Reihe durch die Primärwicklung des Transformators (P), das induktive Bauelement (L) und den Transistor (Q) fließt,

in einer zweiten Betriebsphase der Transistor ausgeschaltet ist und der Strom fortfährt, in Reihe durch die Primärwicklung (P) des Transformators und das induktive Bauelement (L) hindurchzufließen, wodurch der erste Kondensator (C1) geladen wird, wobei der erste Kondensator (C1) und das induktive Bauelement (L) als eine Resonanzschaltung in Reihe mit der Spannungsquelle wirken,

in einer dritten Betriebsphase der Transistor ausgeschaltet bleibt und Strom in der entgegengesetzten Richtung durch das induktive Bauelement (L) und die Primärwicklung (P) des Transformators hindurchfließt, wenn sich der erste Kondensator (C1) entlädt, wodurch der zweite Kondensator (C3) geladen wird und der zweite Kondensator (C1) und das induktive Bauelement (L) als eine Resonanzschaltung parallel zu der Spannungsquelle wirken,

in einer vierten Betriebsphase Strom, nachdem der erste Kondensator (C1) entladen worden ist, fortfährt, in der entgegengesetzten Richtung durch die Primärwicklung des Transformators und über die Diode (D2) durch das induktive Bauelement hindurchzufließen, so daß der zweite Kondensator (C3) geladen wird, und während dieser vierten Betriebsphase der Transistor (Q) erneut eingeschaltet wird und Strom in der ersten Richtung von der Spannungsquelle und von dem geladenen zweiten Kondensator (C3) durch die Primärwicklung des Transformators und das induktive Bauelement und durch den Transistor hindurchfließen kann, wodurch die Betriebsphase eins der Schaltung erneut beginnt und wobei die Last (Rg) zwischen den Anschlüssen einer Sekundärwicklung (S1) des Transformators (T) geschaltet ist.

2. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (Q) ein MOS-Feldeffekttransistor mit einer einheitlichen, freilaufenden Diode ist, wodurch die Gleichrichterdiode (D&sub2;) in dem zweiten, parallelen Zweig ausgeschlossen wird.

3. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekenzeichnet, daß die Impulsgeneratorschaltung einen astabilen Multivibrator umfaßt.

4. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsgeneratorschaltung eine digitale Frequenz-Synthetisierungseinrichtung umfaßt.

5. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz der Sekundärwicklung (S&sub1;) des Transformators (T) auf den Gütefaktor des Resonators bei der nominalen Last (Rg) abgestimmt ist.

6. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (Rg) mit einer Ausgleichslast ausgeglichen wird, wenn der augenblickliche Wert der Last (Rg) kleiner als die nominale Last ist.

7. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ausgleichen der Last (Rg) eine Gleichrichterbrücke (B&sub1;) zwischen den Anschlüssen einer zweiten Sekundärwicklung (S&sub2;) des Transformators vorgesehen ist, wobei die Gleichrichterbrücke (B&sub1;) zwischen den Elektroden der Spannungsquelle so verbunden ist, daß die Impedanz der Primärwicklung (P) des Transformators (T) unterhalb eines gegebenen, maximalen Wertes liegt.

8. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C&sub1;) die Spannung des Gegeninduktionsimpulses begrenzt, der durch das induktive Bauelement (L) über den Transistor (Q) erzeugt wird.

9. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ansteuern von Glühkathodengasentladungsröhren die Anschlüsse der ersten Sekundärwicklung (S&sub1;) mit einem Kondensator (C&sub6;) über die Elektroden (K&sub1;, K&sub2;) der Gasentladungsröhre verbunden sind, wobei die Sekundärwicklung (S&sub1;) und der Kondensator (C&sub6;) an die Resonanzfrequenz des Transformators (T) in dem erwärmten Zustand der Elektroden (K&sub1;, K&sub2;) angepaßt sind.

10. Resonanzmodus-Leistungsumsetzer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ansteuern der Glühkathodengasentladungsröhren die Elektrode, die als die Kathode (K&sub1;, K&sub2;) arbeitet, des weiteren mit einem der Anschlüsse einer dritten Sekundärwicklung (S&sub3;) des Transformators (T) verbunden ist.