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DE2756799C2 - Fremdgetakteter, tastverhältnisgeregelter Gleichspannungswandler - Google Patents

Fremdgetakteter, tastverhältnisgeregelter Gleichspannungswandler

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DE2756799C2
DE2756799C2 DE2756799A DE2756799A DE2756799C2 DE 2756799 C2 DE2756799 C2 DE 2756799C2 DE 2756799 A DE2756799 A DE 2756799A DE 2756799 A DE2756799 A DE 2756799A DE 2756799 C2 DE2756799 C2 DE 2756799C2
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DE
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capacitor
voltage
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diode
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Hideaki Nishinomiya Hyogo Nanko
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Sanyo Electric Co Ltd
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Sanyo Electric Co Ltd
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Publication date
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Description

Die Erfindung betrifft einen fremdgesteuerten, tastverhältnisgeregelten Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Ein derartiges Gerät ist durch die DE-OS 24 45 034 bekannt. Bei dieser für einen Mittelfrequenzumrichter zur Deckung hoher Spitzenlasten vorgesehenen Schaltungsanordnung, vorzugsweise in Form eines Sperrumrichters, ist ein Transformator vorgesehen, dessen Primärwicklung mit einer ersten Schaltvorrichtung und dessen Sekundärwicklung mit einem Gleichrichter und einer Glättungseinrichtung in Reihe geschaltet ist. Die Primärwicklung bildet zusammen mit einem parallel zur ersten Schaltvorrichtung geschalteten Kondensator einen Schwingkreis, wobei der Schwingkreiskondensator zur Reduzierung von Schaltverlusten dient und rechteckige Spannungsimpulse am Transformator und Schalter verhindert. Der Ist-Wert der Ausgangsgleichspannung wird über eine gesonderte Wicklung des
50
b0 Transformators nach Gleichrichtung mit einer Diode und Glättung mit einem weiteren Kondensator oder über einen direkt zum Ausgang parallel liegenden Spannungsteiler abgenommen. Insbesondere wird die Ausgangsgleichspannung durch Ausmitteln der Spannung erhalten, die an der Sekundärwicklung für die Zeitdauer einer Schaltperiode anliegt
Im Falle der Resonanz mittels des Kondensators während der Ausschaltdauer der ersten Schaltvorrichtung ist für die Zeit während und nach der letzten Halbschwingung der Resonanzspannung eine Dämpfung erforderlich, da die Regelung durch Verändern des Arbeitszyklus der Schaltoperation durchgeführt wird, wobei sich die Ausschaltdauer im Verlauf des Regelvorgangs verändert Ohne Dämpfung würde sich hierbei die erscheinende Wellenform der Resonanzspannung als Funktion der Ausschaltdauer verändern, und demgemäß wäre ein genauer Regelungsbetrieb selbst bei Veränderung des Arbeitszyklus der Schaltoperation nicht durchführbar.
Durch die DE-OS 24 45 080 ist eine Schaltungsanordnung für einen Spernimrichter mit Schalttransistor bekannt, bei dem der Schwingkreiskondensator während der Abschaltzeit des Transistors ein schnelles Ansteigen der Kollektorspannung verhindert, so daß ein relativ kleines Siromspannungsprodukl auftritt und damit auch die Abschaltverluste klein bleiben.
Eine weitere Glättungseinrichtung für einen Schaltregler mit Transformator ist durch die US-PS 37 40 639 gegeben.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Gerät der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem eine Veränderung der durch die Glättungsschaltung gewonnenen Gleichspannung, bedingt durch die zweite Halbschwingung der Resonanzspannung, durch Dämpfung verhindert wird, so daß durch einen stabilisierten Regelungsbetrieb die Abgabe einer Konstantspannung erzielt wird.
Diese Aufgabe wird durch -Jie Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruches 1 gelöst.
Neben der vorteilhaften Erzielung des geforderten stabilisierten Regelungsbetriebes hat die Ausbildung der erfindungsgemäßen Resonanzschaltung noch den Vorteil, daß die Induktivität der Primärwicklung des Transformators relativ groß gewählt werden kann und damit die Impedanz der Primärwicklung entsprechend groß ist, so daß die Verluste in der ersten Schaltvorrichtung abnehmen.
Weitere vorteilhafte Ausführungen des erfindungsgemäßen Gerätes sind den Unteransprüchen 2 bis 7 zu entnehmen.
Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der folgenden Figuren im einzelnen beschrieben. Es zeigt
Fig. IA ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers,
F i g. 1B die Wellenformen von Signalen an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. IA,
F i g. 2A ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers,
F i g. 2B Wellenformen der Signale an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der F i g. 2A.
Fig. 3A ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungstorm des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler,
Fir. 3B Wellenformen der Signale an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der F i g. 3A und
Fig.4 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers.
F i g. 1A zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers. In Fig. IB sind die Wellenformen der elektrischen Signale an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. IA dargestellt Der Gleichspannungswandler der F i g. 1A weist einen Gleichrichter 4 auf, dem der Wechselstrom der Netzversorgung 3 zugeführt wird. Am Ausgang des Gleichrichters 4 liegt ein Kondensator 5, der zur Glättung dient und die Primärwicklung 6a eines Transformators 6, die in Reihe mit einem Schalttransistor 7 geschaltet ist Eine Sekundärwicklung 66 des Transformators 6 ist mit einem anderen Gleichrichter 9 in Form einer Diode verbunden, dessen Ausgang mit einem Glättungsschaltkreis mit einer Drosselspule 11 und einem Kondensator 12 verbunden ist Bei der dargestellten Ausführungsform sind die Primär- und die Sekundärwicklung 6a bzw. Sb des Transformators 5 gleichsinnig aufgewickelt, wie dies durch die Punkte in der Figur angedeutet ist Die aus der Sekundärwicklung und dem Gleichrichter 9 gebildete Reihenschaltung wird durch eine als Freilaufschalter dienende Diode 10 überbrückt, deren Kathode mit der Gleichrichtungsdiode 9 verbunden ist Die beiden Anschlüsse des Kondensators 12 sind mit den Ausgangsanschlüssen 15 verbunden. Parallel zu dem Kondensator 12 ist ein durch Widerstände 13 und 14 gebildeter Spannungsteiler geschaltet. Der Mittelabgriff des Spannungsteilers ist mit einem Fehlerdetektor 16 verbunden, um Änderungen der Ausgangsspannung am Kondensator 12 bezüglich einer vorgegebenen Bezugsspannung als Fehlersignal festzustellen, das an einem Impulsbreitenmodulator 18 anliegt Der Impulsbreitenmodulator 18 spricht auf das Ausgangssignal eines Impulsgenerators 17 sowie auf den Ausgang des Fehlerdetektors 16 an, um die Impulsbreite eines Impulszuges in Abhängigkeit von der an dem Kondensator 12 anlegenden Gleichspannung zu modulieren. Der Impulszug wird einer Treiberschaltung 19 zugeführt und dort verstärkt Der Ausgang der Treiberschaltung 19 wird der Basis des Schalttransistors 7 zugeführt, um dessen Leitfähigkeit und damit das Tastverhältnis des Schaltvorganges zu steuern. Erfindungsgemäß ist ein Resonanzkondensator 8 in Reihe mit der Primärwicklung 6a des Transformators 6 geschaltet, so daß mit dem Kondensator 8 und der Primärwicklung 6a des Transformators 6 eine Resonanz auftritt Vorzugsweise ist die Kapazität des Kondensators 8 derart ausgewählt, daß die Halbperiode der Resonanz des Kondensators 8 und der Primärwicklung 6a des Transformators 6 geringfügig kürzer ist als die Öffnungszeit des Schalttransistors .7. Aus den weiter unten näher erläuterten Gründen ist es bevorzugt, daß die Primär- und die Sekundärwicklung 6a bzw. 6b des Transformators 6 eng gekoppelt sind und daß die Gesamtinduktivität des Transformators 6 von der Primärwicklung 6a zur Sekundärwicklung 6b einschließlich der Drosselspule 11 relativ groß ist.
Die Arbeitsweise der Ausführungsform der Fig. IA wird mit der Fig. IB besser verständlich, in der die Wellenformen von elektrischen Signalen an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. IA dargestellt sind. Wenn sich der Basisstrom /ßdesSchalttransistors 7 im dargestellten Sinne ander;, wird der Transistor 7 entsprechend ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltzeit Tr) des Transistors 7 fließt sein Kollektorstrom Ic durch die Primärwicklung 6a des Transformators 6, so daß die Sekundärspannung V2 an der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 erzeugt wird. Die Diode 9 wird während der Einschaltperiode Tn des Transistors 7 aufgrund der positiven Sekundärspannung V2 leitend, so daß der Diodenstrom IDi durch die Drosselspule 11 fließt, während die andere Diode 10 entgegengesetzt vorgespannt und abgeschaltet ist, so daß die Spannung VD, wie dargestellt, an der Diode 10 entwickelt wird.
Wenn der Schalttransistor 7 abgeschaltet wird, wird durch die Induktivität der Primärwicklung 6a des Transformators 6 und die Kapazität des Kondensators 8 während der Abschaltperiode des Schalttransistors 7 eine Resonanz ausgelöst Daher wird die Spannung Vl entsprechend der Resonanzkurve gemäß F i g. 1B am Kondensator erzeugt und die Sekundärspannung V2 mit entgegengesetzter Polarität induziert Daher wird die Gleichrichterdiode 9 gesperrt Die Resonanz setzt sich dabei fort Am Ende der ersten Ffdbperiode Tr der Resonanzkurve wird jedoch die Spannung VI niedriger als die Eingangsspannung Vi, wie dies gestrichelt dargestellt ist, und daher wird die Sekundärspannung V2 größer als Erdpotential, wie dies gestrichelt dargestellt ist und zwar gerade dann, wenn die Diode 9 eingescnaltet wird.
Andererseits wird die in der Drosselspule 11 gespeicherte Energie als Funktion des Drosselstroms IDX, der während der Einschahperiode Tn fließt, in Form eines nicht dargestellten Rücklaufimpulses mit negativer Polarität an der Diode 10 während der Abschaltperiode Tf auftreten, so daß die Diode 10 während dieser Abschaltperiode Tf des Schalttransi-"irs 7 durchgeschaltet wird, so daß der Diodenstrom /£72 durch die Diode 10 während der Abschaltperiode Tf fließt Dies bedeutet, daß während der Periode Td vom Ende der ersten Halbperiode der oben beschriebenen Resonanz zum Ende der Abschaltperiode die beiden Dioden 9 und 10 gleichzeitig leitend werden, um dadurch die beiden Anschlüsse der Sekundärwicklung 6b ό·£ Transformators 6 kurzzuschließen.
Vorzugsweise sind die Primär- und die Sekundärwicklung 6a bzw. 6b mit relativ großem Kopphingskoeffizienten miteinander verbunden. Da die Induktivität der Primärwicklung aufgrund des oben beschriebenen Kurzschlusses der Sekundärwicklung 6b wesentlich erniedrigt ist, ist die Resonanzenergie an der Seite der Primärwicklung 6a entsprechend verringert, so daß die Spannung Vl sich sehr wenig ändert, als sei sie im wesentlichen konstant. Dies bedeutet, daß während der zweiten Halbperiode der Resonanz die Wellenform der Resonanzspannung an der Primärwicklung 6a durch die Dioden 9 und 10 an der Seite der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 gedämpft ist Wenn daher die Induktivität der Prinärwicklung 6a des Transformators 6 relativ groß ausgewählt ist, so dient dies einer Verringerung der Dämpfung durch die Diodenverbindung zwischen der Basis und dem Kollektor des Schalttransistors 7.
Daher ändern sich die Spannungen Vl bzw. V2 entsprechend F i g. 1B, und die rechteckige Diodenspannung VD wird an der Diode 10 erzeugt und durch die Drossel 11 und den Kondensator 12 geglättet, um eine Ausgangsgleichspannung VO zu erzeugen. Der Drosselstrom IL fließt gema3 F i g. 1B durch die Drosselspule 11.
Die so erhaltene Ausgangsspannung VO kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
VO =
Tn
Tn+Tf
X Vp
Vi
wobei N = Windungsverhältnis der Primär- und der Sekundärwicklung 6a bzw. 6b und Vp = Maximalwert der Diodenspannung VD.
Aus der obigen Gleichung ergibt sich, daß selbst dann, wenn sich die Eingangsspannung Vi ändert, die Ausgangsspannung VO konstant geregelt werden kann, indem das Tastverhältnis, d.h. Tn/(Tn+Tf). des Schalttransistors 7 verändert wird. Diese Regelung wird durch den Steuerschaltkreis 2 mit den Schaltungsblökken 16,17,18 und 19 erreicht.
Aus der obigen Gleichung ergibt sich weiter, daß die Maximalspannung Vp an der Diode 10 derart ist, daß die Fläche der Kurve der Einschaltperiode und die Fläche der Kurve der Abschaltperiode Tf der Sekundärspannunc V2 "!eich werden. Dies bedeutet daß seihst dann wenn die erfindungsgemäßen Maßnahmen auf ein impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät mit entgegengesetzter Polung übertragen werden, wobei die Diode 9 eingeschaltet wird, wenn der Schalttransistor 7 abgeschaltet ist, eine entsprechend konstante Ausgangsspannung KO erreicht werden kann, indem die Diodenspannung VD an der Diode 10 durch genaue Einstellung des Tastverhältnisses des Schalttransistors 7 geglättet wird.
In Fig.2A ist ein schematisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform des erfiridungsgemäßen, impulsgesteuerten Gleichstromspannungswandlers dargestellt, wobei der Wandler gegenüber der obigen Beschreibung entgegengesetzte Polarität aufweist. In F i g. 2B sind Wellenformen der elektrischen Signale an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. 2A dargestellt Im Vergleich zu Fig. 1 ist bei der Ausführungsform der F i g. 2 die Polarität der Primär- und der Sekundärwicklung 6a bzw. 6b des Transformators entsprechend der Punktmarkierung in Fig. 2A gewählt, während die übrigen Schaitungsteile der Ausführungsform der Fig. 2A genau gleich denen bei der Ausführungsform der Fig. IA sind. Durch die umgekehrte Polarität der Primär- und der Sekundärwicklung 6a bzw. 6b des Transformators 6 ist die Diode 9 durchgeschaltet, wenn der Schalttransistor abgeschaltet ist. während die andere Diode 10 während der gesamten Dämpfungsperiode Td und der Einschaltperiode Tn durchgeschaltet ist, soweit der oben beschriebene Rücklaufimpuls zu dem Zeitpunkt erhalten wird, wenn der Diodenstrom ID 1 der Diode 9 nach dem Ablauf der ober beschriebenen ersten Halbperiode Tr der Resonanz abnimmt.
In Fig.3A ist ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Gleichstromspannungswandlers mit einer detaillierteren Darstellung des Steuerschaltkreises 2 gezeigt Die Ausführungsform des Steuerschaltkreises 2 gemäß Fig.3 kann sowohl bei der Ausführungsform der F i g. 1 als auch bei der der F i g. 2 verwendet werden. Daher sind bei allen Figuren gleiche Bauelemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In Fig. 3B sind Wellenformen von elektrischen Signalen an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der F i g. 5A dargestellt.
Gemäß F i g. 3A wird ein Spannungsteiler durch einen veränderbaren Widerstand 20 sowie durch die Widerstände 13 und 14 gebildet. Das an dem Abgriff des variablen Widerstandes 20 erhaltene Signal wird an die Basis eines Verstärkertransistors 16 für ein Fehlersignal angelegt, wobei dieser Verstärkertransistor 16 derart geschaltet ist, daß die Impedanz zwischen dem Kollektor und dem Emitter als Funktion der Differenz zwischen der Bezugsspannung von einer Zenerdiode 21 und der Spannung von dem Abgriff des variablen Widerstands 20 des Spannungsteilers gesteuert wird.
ίο Daher liegt das heruntergeteilte Signal der Ausgangsspannung t/0 an der Basis des Transistors 16. Die von einem nicht dargestellten Impulsgenerator erzeugten Hochfrequenzimpulse P sind über einen Differenzierschaltkreis mit einem Kondensator 22 und einem
π Widerstand 23 an die Basis des Transistors 18 für die Impulsbreitenmodulation gelegt, so daß ein differenziertes Ausgangssignal der Hochfrequenzimpulse P an der Basis des Transistors !S anliegt. Der Transistor !8 ist derart geschaltet, daß seine Schwellenspannung bei der Spannung +Vcc liegt. Die Basisspannung VB 2 des Transistors 18 ändert sich entsprechend dem differenzierten Ausgangssignal. Da der Widerstand 23 durch den Transistor 16 überbrückt ist, ändert sich die Impulsbreite der Ausgangssignale des Transistors 18 als Funktion der Impedanz zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 16 und daher der Differenz zwisd in der Ausgangsspannung VO und der Bezugsspannung der Zenerdiode 21. Insbesondere liegt das differenzierte Ausgangssignal mit der Flanke an dem
jo Transistor 18 als Basisspannung VB 2, deren Zeitkonstante als Funktion der Änderungen der Ausgangsspannung VO gesteuert wird. Daher wird ein hochfrequenter Impulszug von dem Transistor 18 erhalten, wobei die Impulsbreite als Funktion der Änderungen der Ausgangsspannung VO moduliert ist. Das Kollektorausgangssignal VC2 mit modulierter Impulsbreite von dem Transistor 118 wird spannungsgeteilt und als Basisspannung VB 3 an die Basis des Treibertransistors 19 angelegt, dessen Kollektorspannung VC3 an der Primärwicklung des Treibertransformators 24 anliegt. Eine Sekundärwicklung des Treibertransformators 24 ist mit der Basis des Schalttransistors 7 verbunden. Daher fließt der Basisstrom IB zu der Basis des Transistors 7. Der Zeitraum Ts wird durch den Speichereffekt der Basis des Schalttransistors 7 bewirkt, so daß die Einschaltperiode Tn des Schalttransistors 7 verglichen mit dem Idealfall der F i g. 1 und 2 verlängert ist. Die in der Fig.3B gestrichelt eingezeichneten Kurven zeigen den Fall, bei dem die Ausgangsspannung VO erhöht ist
In Fig.4 ist ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers dargestellt Diese Ausführungsform weist einen Resonanzkondensator 8 auf, der parallel zur Diode 9 geschaltet ist, so daß die Resonanz an der Sekundärseite des Transformators 6 auftritt. Abgesehen vcn der erläuterten Resonanz der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 und des Kondensators 8 an der Sekundärseite des Transformators 6 ist die Arbeitsweise im wesentlichen die gleiche wie bei der Ausführungsform der F i g. 3. Daher ist es nicht erforderlich, auf weitere Einzelheiten der Ausführungsform der F i g. 6 einzugehen.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

  1. Patentansprüche:
    I. Fremdgetakteter, tastverhältnisgeregelter Gleichspannungswandler mit einem Transformator, zu dessen Primärwicklung eine erste Schaltvorrichtung und zu dessen Sekundärwicklung ein Gleichrichter und eine Glättungseinrichtung in Reihe liegen, sowie einem Kondensator, der bei geöffneter erster Schaltvorrichtung mit der Transformatorin- ι ο duktivität einen Reihenresonanzkreis bildet, dadurch gekennzeichnet, daß die Glättungseinrichtung (wie an sich z. B. bei Durchflußwandlern bekannt) aus einer Drosselspule (11) und einem Kondensator (12) gebildet wird, die mit einem Freilaufschalter (10) beschaltet sind, wobei sich der Gleichrichter (9) und der Freilaufschalter (10) während eines Teils der Öffnungszeit der ersten Schaltvorrichtung (7) gleichzeitig im Durchlaßzustand befinden und somit durch Kurzschließen der Sekundärwicklung (6b) des Transformators (6) die Schwingung des Reihenresonanzkreises dämpfen.
  2. 2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (8) parallel zur ersten Schaltvorrichtung (7) liegt
  3. 3. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (8) parallel zum Gleichrichter (9) geschaltet ist.
  4. 4. Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Frei- jo laufschalter eine Diode (10) ist.
  5. 5. Wandler nach einem >ier Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Kondensators (8) so gewählt ist, daß die Halbperiode der Resonanz des Kondensators (8) und der Primärwicklung (6a) des Transformators (6) geringfügig kurzer ist als die Öffnungszeit der ersten Schaltvorrichtung (7).
  6. 6. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Primär- und Sekundärwicklung (6a, 6b) des Transformators <6) eng gekoppelt sind.
  7. 7. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß vom Eingang gesehen die Gesamtinduktivität des Transformators (6) einschließlich der Drosselspule (11) relativ groß ist.
DE2756799A 1976-12-20 1977-12-20 Fremdgetakteter, tastverhältnisgeregelter Gleichspannungswandler Expired DE2756799C2 (de)

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JP (1) JPS5378042A (de)
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