DE69119363T2

DE69119363T2 - Halteschaltung

Info

Publication number: DE69119363T2
Application number: DE1991619363
Authority: DE
Inventors: Kazunori Nohara
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1990-11-19
Filing date: 1991-11-19
Publication date: 1997-01-02
Anticipated expiration: 2011-11-20
Also published as: CA2055858C; JPH0537310A; DE69119363D1; JP2698266B2; CA2055858A1; EP0487037B1; EP0487037A2; EP0487037A3

Description

Halteschaltung

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Feld der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Halteschaltung, die in einer Sockelpegel-Klemmschaltung eines Videosignals für einen Farbfernseher verwendet wird.

Stand der Technik

Eine Halteschaltung hat eine Bauweise, bei der ein Kondensator mit einem zu haltenden Signal geladen wird. Wenn der Kondensator in einer integrierten Schaltung ausgebildet wird, sind, da seine Kapazität nicht über ein gewisses Ausmaß erhöht werden kann) verschiedene Gegenmaßnahmen nötig, um die Halteeigenschaften zu verbessern.
Fig. 1 ist eine Halteschaltung, die in der offengelegten japanischen Patentanmeldung Nr. 64-78008 offenbart ist. In Fig. 1 bezeichnet das Bezugszeichen 31 einen Differenzverstärker, bei dem die Emitter von zwei NPN-Transistoren 14, 15 auf der Masseseite miteinander und zum Schalten mit der Masseleitung über einen Transistor 16 und einen Widerstand 17 verbunden sind. Eine Reihenschaltung eines Widerstands 20, eines Transistors 21 und eines Widerstands 22, die mit einem Energieanschluß 24 verbunden sind, bildet eine Gleichstromschaltung. Die Basisanschlüsse der Transistoren 21 und 16 sind miteinander verbunden, und ein Transistor 19 ist zwischen den Basisanschlüssen und der Masseleitung verbunden. Ein Klemmpuls wird dem Basisanschluß 23 des Transistors 19 eingegeben, und der Transistor 16 wird, wenn der Klemmpuls auf "L" ist, angeschaltet. Eine Bezugsspannung Vref wird an den Basisanschluß des Transistors 15 von einer Gleichstromenergiequelle 18 (d.c. power source) angelegt. An den Basisanschluß des Transistors 14 wird z.B. ein NTSC-Videosignal von einem Anschluß 1 über einen Widerstand 2 angelegt. Ein Kondensator 9 wird von dem Energieanschluß 24 über einen Widerstand 10 und einen Transistor 11 geladen. Der Kollektoranschluß des Transistors 14 ist mit einem Widerstand 13 verbunden, und der Verbindungspunkt wird an den Basisanschluß des Transistors 11 eingegeben. Die Transistoren 6, 5 und 3 bilden eine Darlington-Verbindung, und eine den Basisanschluß des Transistors 6 mit dem Kondensator 9 verbindende Schaltung bildet eine Entladeschaltung. Der Emitteranschluß 5 des Transistors 2 in der Endstufe ist mit der Masseleitung über einen Widerstand 4 verbunden, und der Kollektoranschluß ist über den Verbindungspunkt des Widerstands 2 und des Transistors 14 geschaltet, wobei der Verbindungspunkt als ein Ausgabeanschluß 50 einer Halteschaltung dient.
Da der Sockelpegel des eingegebenen Videosignals höher als die Bezugsspannung Vref ist, wenn der Klemmpuls eingegeben wird und der Transistor 16 AN ist, fließt Strom durch den Transistor 14, wodurch der Transistor 11 angeschaltet und der Kondensator 9 durch den Kollektorstrom geladen wird. Wenn andererseits der Transistor 16 aus ist, wird der Kondensator 9 über die Entladeschaltung des Transistors 6 usw. entladen. Durch das Wiederholen dieses Vorgangs werden die Spannungen am Basisanschluß des Transistors 14 oder am Ausgabeanschluß 50 gleich der Bezugsspannung Vref.
Eine Halteschaltung, die jener in Fig. 1 gezeigten ähnlich ist, ist auch aus der US-A-4,942,314 bekannt.
Da die Impedanz der Entladeschaltung erhöht wird, indem die Entladeschaltung aus drei in einer Darlington-Verbindung verbundenen Transistoren gebildet wird, ist in der offengelegten japanischen Patentanmeldung Nr. 64-78008 eine Entladezeitkonstante als solche hinreichend groß, um die ungenügende Kapazität des Kondensators auszugleichen.
In einer solchen Halteschaltung ist auch eine lange Ladezeitkonstante gewünscht. Es ist nämlich gewünscht, die Bezugsspannung Vref nach einer geringen Anzahl von H (Perioden) des Videosignals zu erreichen. Dies liegt daran, daß, wenn diese bei 1 oder 2 H gehalten wird, der Klemmpegel durch Rauschen fluktuiert und die Bilder unstabil werden. Deshalb könnte in Betracht gezogen werden, den Widerstandswert des Widerstands 10 in der Ladeschaltung zu erhöhen, aber der große Widerstand kann in der integrierten Schaltung nicht präzise gesteuert werden.
Als ein anderes Verfahren könnte versucht werden, die Ladezeit zu dehnen, indem der Kollektorstrom des Transistors 11 verringert wird. Zu diesem Zweck kann der Widerstandswert des Widerstands 17 erhöht werden, um den durch die Transistoren 14, 16 fließenden Strom zu verringern. Wenn jedoch diese Bauweise gewählt wird, wird der Umschaltvorgang des Transistors 16 unstabil und ein genauer Haltevorgang kann nicht verwirklicht werden.
Bei der Entladeschaltung gibt es noch andere Probleme. Wenn Rauschen dem Videosignal überlagert ist, gibt es Fälle, in denen die Basisspannung oder die Ausgabespannung des Transistors 14 niedriger als die Bezugsspannung Vref werden. Wenn die Ausgabespannung niedriger als die Bezugsspannung Vref als solche wird, fließt kein Strom auf die Seite des Transistors 14, und es wird nicht nur der Kondensator 9 nicht geladen, sondern der Spannungsanstieg am Ausgabeanschluß 50 verzögert sich aufgrund der hohen Entladezeitkonstante. Wenn nämlich die Ladezeitkonstante kleiner und empfindlich auf den Einfluß von Rauschen ist, kann die große Entladezeitkonstante Nachteile verursachen.
Fig. 2 zeigt eine Schaltung, bei der ein anderer Entladeweg zur Lösung dieser Probleme hinzugefügt ist. Eine Reihenschaltung von Transistoren 25, 26 ist zwischen dem Energieanschluß 1 und der Masseleitung geschaltet, und der Kollektoranschluß des Transistors 15 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 25 verbunden. Mit dem Transistor 26 ist ein Transistor 27 verbunden, der mit diesem eine Spiegelschaltung bildet, und der Kollektoranschluß des Transistors 27 ist mit einem Anschluß des Kondensators 9 verbunden.
Wenn eine solche Schaltung vorgesehen ist, werden die Transistoren 25, 26 AN-geschaltet, wenn der Transistor 15 AN ist, und derselbe Strom, der durch die Reihenschaltung fließt, fließt durch den Transistor 27 und dient als Entladestrom des Kondensators, wodurch die Probleme gelöst werden können, aber wodurch die Haltespannung relativ heftig fluktuiert und wodurch bei der Verwendung in einer Sockel- Halteschaltung die Stabilität der Bilder verschlechtert wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine erste Aufgabe der Erfindung, eine Halteschaltung zu schaffen, bei der eine Ladezeitkonstante merklich erhöht wird, indem sie eine Schaltungskonfiguration enthält, bei der der Basisstrom, welcher im Vergleich mit dem Kollektorstrom beachtlich kleiner ist, als Ladestrom des Kondensators verwendet wird.
Es ist eine zweite Aufgabe der Erfindung, eine Halteschaltung zu schaffen, bei der die Nachteile im Fall, daß die zu haltende Spannung kleiner als die Bezugsspannung ist, gelöst werden.
Es ist eine dritte Aufgabe der Erfindung, die Nachteile in dem Fall zu lösen, in dem PNP-Transistoren und NPN-Transistoren gemeinsam verwendet werden.
Es ist eine vierte Aufgabe der Erfindung, die Nachteile zu lösen, die aufgrund individueller Transistoreigenschaften verursacht werden.
Die Erfindung ist durch die Ansprüche definiert.
Die oben genannten Aufgaben und Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen deutlich.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltdiagramm einer herkömmlichen Halteschaltung,
Fig. 2 ist ein Schaltdiagramm einer herkömmlichen Halteschaltung mit zwei Entladeschaltungen,
Fig. 3 ist ein Schaltdiagramm einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform,
Fig. 4 ist ein Schaltdiagramm einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform,
Fig. 5 ist ein Schaltdiagramm einer dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform, und
Fig. 6 ist ein Schaltdiagramm einer vierten erfindungsgemäßen Ausführungsform.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Fig. 3 ist ein Schaltdiagramm einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform In Fig. 3 bezeichnet das Bezugszeichen 31 einen Differenzverstärker, und die Emitteranschlüsse von zwei NPN-Transistoren 14, 15 sind miteinander verbunden. Diese Emitteranschlüsse sind mit einer Masseleitung über einen NPN-Transistor 16 - zum Umschalten - und einen Widerstand 17 verbunden. Eine mit einem Energieanschluß 24 verbundene Reihenschaltung aus einem Widerstand 20, einem NPN-Transistor 21 und einem Widerstand 22 bildet eine Gleichstromschaltung. Die Basisanschlüsse der Transistoren 21, 16 sind verbunden, und zwischen diesen Basisanschlüssen und der Masseleitung ist ein NPN-Transistor 19 geschaltet. Der Klemmpuls wird dem Basisanschluß 23 des Transistors 19 eingegeben und der Transistor 16 wird AN-geschaltet, wenn dieser gleich "L" ist. Über den Basisanschluß des Transistors 15 wird die Eezugsspannung Vref von einer DC-Energiequelle 18 angelegt. Über den Basisanschluß des Transistors 14 wird z.B. ein NTSC-Videosignal von einem Anschluß 1 über einen Widerstand 2 eingegeben. Zwischen dem Energieanschluß 24 und der Masseleitung ist eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 10 und PNP-Transistoren 11, 12 vorgesehen. Der Basisanschluß des Transistors 11 ist mit dem Kollektoranschluß des Transistors 14 verbunden, und der Widerstand 13 ist zwischen dem Verbindungspunkt und dem Energieanschluß 24 geschaltet. Ein Kondensator 9 ist zwischen dem Basisanschluß des Transistors 12 und der Masseleitung geschaltet und wird durch den Basisstrom des Transistors 12 geladen. Die NPN-Transistoren 6, 5 und 3 bilden eine Darlington-Verbindung, und die den Basisanschluß des Transistors 6 mit dem Kondensator 9 verbindende Schaltung ist eine Entladeschaltung. Der Emitteranschluß 5 des Transistors 3 in der Endstufe ist mit der Masseleitung über einen Widerstand 4 verbunden, und der Kollektoranschluß ist mit dem Verbindungspunkt des Widerstands 2 und des Transistors 14 verbunden, wobei der Verbindungspunkt als Ausgabeanschluß 50 der Halteschaltung dient.
Als nächstes wird der Betrieb der Schaltung beschrieben. Sie unterscheidet sich von der Schaltung aus Fig. 1 dahingehend, daß der Kondensator 9 nicht durch den Kollektorstrom des Transistors 11, sondern durch den Basisstrom des Transistors 12, der durch den Kollektorstrom gelenkt wird, geladen wird.
Da der Sockelpegel des eingegebenen Videosignals höher als die Bezugsspannung Vref ist, fließt Strom durch den Transistor 14, wenn der Klemmpuls angelegt wird und der Transistor 16 AN ist, wodurch der Transistor 11 sowie der Transistor 12 AUS-geschaltet werden. Die Kollektorströme der Transistoren 11 und 12 sind gleich. Wenn der Kollektorstrom, der Verstärkungsfaktor des Emitterbasisstroms des Transistors 12 und der Basisstrom desselben jeweils als Ic, β und Ib bezeichnet werden, wird die folgende Gleichung erhalten:
Ib = Ic/(1 + β) Ic/β
Entgegengesetzt zu den Schaltungen in den Fig. 1 und 2, bei denen der Ladevorgang durch Ic durchgeführt wird, wird bei der Erfindung der Ladevorgang durch Ib durchgeführt. Angenommen, β nimmt einen Wert von etwa 100 ein, so wird in der Erfindung der Ladestrom entsprechend kleiner und die Ladezeitkonstante wird größer. Somit ist es möglich, den Einfluß von Rauschen zu beschränken. Somit werden bei der Verwendung in einer Sockelpegel-Klemmschaltung stabile Bilder erhalten.
Der Kondensator 9 wird in derselben Art entladen wie bei der herkömmlichen, in Fig. 1 gezeigten Schaltung.
Fig. 4 zeigt einen Differenzverstärker 31, der aus PNP- Transistoren 14, 15 gebildet ist. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 14, 15 sind miteinander und mit einem Energieanschluß 24 über einen PNP-Transistor 16 und einen Widerstand 17 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 15, an den die Bezugsspannung angelegt wird, ist mit der Masseleitung über einen Widerstand 130 verbunden.
Mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes mit dem Kollektoranschluß des Transistors 15 ist der Basisanschluß des NPN-Transistors 110 verbunden, und der Emitteranschluß des Transistors 110 ist mit der Masseleitung über einen Widerstand 100 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 110 ist mit dem Energieanschluß 24 über einen NPN-Transistor 28 und einen Widerstand 30 verbunden. Eine Reihenschaltung aus einem PNP-Transistor 29 und einem Widerstand 32 ist mit einer Reihenschaltung aus dem Transistor 28 und dem Widerstand 30 verbunden, um eine Spiegelschaltung zu bilden, und der Kollektoranschluß des Transistors 29 ist mit dem Emitteranschluß eines PNP-Transistors 12 verbunden. Dies entspricht der in Fig. 3 gezeigten Schaltung, wobei der Basisanschluß des Transistors 12 mit dem Kondensator 9 verbunden ist.
Die Entladeschaltung 6 ist exakt die gleich wie jene, die in Fig. 3 gezeigt ist. Die Abschnitte, denen der Klemmpuls eingegeben wird, sind alle mit PNP-Transistoren 19, 21 ausgestattet, was der Tatsache entspricht, daß der Transistor 16 ein PNP-Transistor ist. Diese Abschnitte sind durch Bezugszeichen bezeichnet, die jenen aus Fig. 3 entsprechen, und ihre Erklärung wird weggelassen.
Wenn der Transistor 16 durch den Klemmpuls AN-geschaltet wird, wird auf der Seite der Bezugsspannung Vref - niedriger als der Eingabesignalpegel - der Transistor 15 AN-geschaltet. Dadurch ist der Transistor 110 AN, und ein Strom gleich dem Kollektorstrom fließt durch die Schaltung der Transistoren 29 und 12. Somit fließt ein Strom gleich 1/β dieses Stroms zu dem Basisanschluß des Transistors 12 und dient als Ladestrom des Kondensators 9.
Fig. 5 zeigt eine dritte Ausführungsform der Erfindung, bei der der zweiten Ausführungsform eine weitere Entladeschaltung hinzugefügt wird. Der Kollektoranschluß des Transistors 15 auf der Bezugsspannungseingabeseite ist mit der Masseleitung über eine Reihenschaltung aus einem NPN-Transistor 38 und einem Widerstand 39 verbunden. Diese Reihenschaltung ist mit einer Reihenschaltung aus einem Transistor 110 und einem Widerstand 100 verbunden, um eine Spiegelschaltung zu bilden. Der Kollektoranschluß des Transistors 14, in dem die zu haltende Spannung eingegeben wird, ist mit der Masseleitung über eine Reihenschaltung aus eine NPN-Transistor 35 und einem Widerstand 37 verbunden. Diese Reihenschaltung ist mit einer Reihenschaltung aus einem NPN-Transistor 34 und einem Widerstand 36 verbunden, um eine Spiegelschaltung zu bilden. Der Kollektoranschluß des Transistors 34 ist mit dem Emitteranschluß eines NPN-Transistors 33 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 33 ist mit dem Energieanschluß 24 verbunden, und der Basisanschluß desselben ist mit dem Kondensator 9 verbunden.
Wenn die dem Differenzverstärker 31 eingegebene Spannung höher als die Bezugsspannung Vref ist, wird die Seite der Transistoren 15, 38 AN-geschaltet, und der entsprechende Strom fließt durch den Transistor 110. Entgegengesetzt werden, wenn die Eingabespannung niedriger ist, die Transistoren 14, 35 AN-geschaltet, und der entsprechende Strom fließt durch die Transistoren 33, 34. Wenn der Kollektorstrom der Transistoren 33, 34 und der Emittermasse- Stromverstärkungsfaktor des Transistors 33 jeweils als Ic und β bezeichnet werden, wird der Basisstrom des Transistors 33 gleich Ic/β.
Im Fall, daß eine niedrige Spannung eingegeben wird, so daß der Kondensator 9 von der Seite des Transistors 33 entladen wird, wird bei der dritten Ausführungsform nämlich die Ausgabespannung allmählich wiederhergestellt, da es einen Entladestrom gleich 1/β der Schaltung von Fig. 2 gibt. Somit wird, bei der Verwendung in einer Sockel-Klemmschaltung die Stabilität der Bilder verbessert.
Nun soll die Schaltung aus Fig. 5 detailliert erklärt werden. Genauer gesagt ist der Differenzverstärker 31 nicht ausgeglichen, wenn seine beiden Eingabespannungen einander gleich werden, sondern er ist in dem Zustand ausgeglichenf in dem die Lade- und Entladeströme des Kondensators 9 einander gleich sind. Diese Ströme sind jeweils Basisströme der Transistoren 12, 33. Diese Basisströme sind Kollektorströme des Transistors 12 selbst oder des Transistors 110 bzw. der Kollektorstrom des Transistors 33 selbst oder des Transistors 34. Obwohl die Schaltungen der Transistoren 110, 34 symmetrisch auf den Seiten der Transistoren 14, 15 sind, sind die Transistoren 12, 33 jeweils vom PNP- bzw. NPN-Typ bzw. im Fall von Ic, β von zwei nichtübereinstimmenden Typen. Somit wird in der Schaltung aus Fig. 5 ein Unterschied zwischen den Lade- und Entladeströmen erzeugt, und die Ausgabespannung wird in dem Zustand stabilisiert, indem ein Offset von der Bezugsspannung vorliegt.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform, bei der dieser Nachteil gelöst ist. Sie unterscheidet sich von der in Fig. 5 gezeigten Schaltung dadurch, daß anstelle des PNP-Transistors 28 ein NPN-Transistor 280 verwendet wird. Bei dieser Ausführungsform mit einer Schaltung aus einem Widerstand 22 und einem Transistor 21, die den konstanten Strom liefert, ist ein NPN-Transistor 41 in Reihe geschaltet, und eine Mikro-Konstantstromquelle 40 ist mit seinem Basisanschluß verbunden.
Wenn der Strom I von der Mikro-Konstantstromquelle 40 angelegt wird, fließt der Kollektorstrom gleich βNI über den Transistor 41. βN ist der Kollektorbasisstrom-Verstärkungsfaktor des NPN-Transistors. Der Strom fließt zu einem Transistor 21, der in Reihe mit dem Transistor 41 geschaltet ist, und zu einem Transistor 16, der eine Spiegelschaltung mit dem Transistor 21 bildet. Wenn die Rate des Stroms, der durch die Transistorseite 14 fließt, gleich A (≤1) ist, werden die jeweils durch die Transistoren 14, 15 fließenden Ströme gleich AβNI und (1 - A)βNI. Der Strom (1 - A)βNI fließt auch durch einen Transistor 38, der in Reihe mit dem Transistor 15 geschaltet ist, zu einem Transistor 110, der eine Spiegelschaltung mit dem Transistor 38 bildet, und weiter zu einem Transistor 280, der in Reihe mit dem Transistor 110 geschaltet ist.
Währenddessen fließt der Strom AβNI auch durch einen Transistor 35, der in Reihe mit dem Transistor 14 geschaltet ist, zu einem Transistor 36, der eine Spiegelschaltung mit dem Transistor 35 bildet, und zu einem Transistor 33, der in Reihe mit dem Transistor 36 geschaltet ist.
Der Basisstrom des Transistors 280 beträgt 1/βN des Kollektorstroms (1 - A)βNI, somit wird er gleich (1 - A)I. Wenn βP ein Emitterbasisstrom-Verstärkungsfaktor des PNP-Transistors ist, werden die Kollektorströme der Transistoren 29, 12 gleich (1 - A)βP1. Somit wird der Basisstrom des Transistors 12 oder der Ladestrom des Kondensators 9 gleich (1 - A)I.
Da andererseits der Kollektorstrom des Transistors 33 gleich AβNI ist, wird, wie oben ausgeführt, sein Basisstrom bzw. der Entladestrom des Kondensators 9 gleich AI.
Bei einer solchen Ausführungsform wird, da die Lade- und Entladeströme des Kondensators 9 unabhängig vom Unterschied des Verstärkungsfaktors der PNP- und NPN-Transistoren sind, A ungefähr 0,5. Somit wird das oben genannte Problem des Offset gelöst. Da in dieser Ausführungsform außerdem βN und βP unabhängig von den Lade- und Entladeströmen sind, werden Variationen bei den Lade- und Entladeströmen der verschiedenen ICs (integrierten Schaltungen) ausgeschaltet.
Bei der in Fig. 6 gezeigten Ausführungsform sind somit die Mikro-Konstantstromquelle 40 und der Transistor 41 vorgesehen, und der Strom des Differenzverstärkers 31 ist gleich βNI, wobei im Fall, in dem die Konstantstromschaltung des Transistors 21 und der Widerstände 20, 22 ohne die Mikro- Konstantstromquelle 40 und den Transistor 41 verwendet wird, wie es in den Fig. 4 und 5 gezeigt wird, wenn der Strom gleich Ic ist, der Strom des Differenzverstärkers 31 ebenfalls gleich Ic wird. Somit wird entsprechend der obenstehenden Beschreibung der Ladestrom gleich (1 - A)Ic/βN und der Enladestrom gleich AIc/βN. Obwohl hier das Problem charakteristischer Fluktuation der jeweiligen Ic aufgrund von Variationen in βN auftreten können, wird das Problem des Offset aufgrund des Unterschieds entsprechend dem Verstärkungsfaktor der PNP- und NPN-Transistoren gelöst.
Die erfindungsgemäße Halteschaltung kann bei einer automatischen Verstärkungssteuerschaltung und einer automatischen Farbsteuerschaltung für einen Farbfernseher verwendet werden.
Diese Erfindung kann in verschiedenen Ausführungsformen verkörpert werden, ohne vorn Rahmen der Erfindung abzuweichen. Die gezeigte Ausführungsform dient deshalb nur als Beispiel und ist nicht beschränkend. Der Rahmen der Erfindung ist durch die beiliegenden Ansprüche und nicht durch die ihnen vorangehende Beschreibung bestimmt.

Claims

1. Halteschaltung mit:

einem Differenzverstärker (31), bei dem eine Bezugsspannung (VREF) an einen ersten Eingabeanschluß und eine zu haltende Spannung an einen zweiten Eingabeanschluß angelegt wird; einem ersten Transistor (11, 110), dessen leitfähiger Zustand durch einen Strom gesteuert wird, der in Abhängigkeit von einer Differenz der an dem ersten und zweiten Anschluß des Differenzverstärkers angelegten Spannungen fließt; einen Kondensator; und

einer Entladeschaltung (3-6), die mit einem Anschluß des Kondensators und mit dem zweiten Eingabeanschluß des Differenzverstärkers verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Halteschaltung weiterhin umfaßt:

einen zweiten Transistor (12), dessen Emitterstrom durch den Kollektorstrom des ersten Transistors (11, 110) gesteuert wird; und

daß der eine Anschluß des Kondensator (9) mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, und der Kondensator (9) durch den Basisstrom des zweiten Transistors geladen wird.

2. Halteschaltung nach Anspruch 1,

bei der der Differenzverstärker NPN-Transistorpaare (14, 15) enthält, deren Emitter miteinander verbunden sind, und wobei der erste und zweite Transistor PNP-Transistoren sind.

3. Halteschaltung nach Anspruch 1,

bei der der Differenzverstärker PNP-Transistorpaare (14, 15) enthält, deren Emitter miteinander verbunden sind, wobei die erste Transistor (110) ein NPN-Transistor und der zweite Transistor (12) ein PNP-Transistor ist, und wobei die Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors durch eine aus einem PNP-Transistorpaar (28, 29) bestehenden Stromspiegelschaltung zugeführt werden.

4. Halteschaltung nach Anspruch 3,

die außerdem einen dritten Transistor (33) enthält, der leitfähig ist, wenn die Spannung des zweiten Eingabeanschlusses niedriger als die Bezugsspannung VREF ist, wobei der Kondensator (9) mit der Basis des dritten Transistors verbunden ist, so daß er über den dritten Transistor entladen wird.

5. Halteschaltung nach Anspruch 4,

bei der der dritte Transistor ein NPN-Transistor ist.

6. Halteschaltung nach Anspruch 1,

die außerdem umfaßt:

eine Serienschaltung aus dem ersten Transistor (110) und einem NPN-Transistor (280), und

eine Serienschaltung aus dem zweiten Transistor (12) und einem FNP-Transistor (29),

wobei die Basis des NPN-Transistors und des PNP-Transistors miteinander verbunden sind.

7. Halteschaltung nach Anspruch 6,

bei der der durch den Differenzverstärker fließende Strom einen Wert proportional dem Kollektor-Basis-Stromverstärkungs-Faktor BN eines NPN-Transistors (41) hat.