DE68925065T2 - Breitbandklasse AB-Kathodentreiberstufe - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Video-Treiberstufe und insbesondere auf eine Breitband-Klasse-AB-Treiberstufe, geeignet zum Empfangen eines Video- Eingangssignals und in Antwort darauf zum Betreiben einer Video-Wiedergabe.
• Bekannte Klasse-A-Breitband-Verstärker werden verwendet zum Verstärken von Video-Signalen, wobei drei von solchen Stufen für Farbsysteme erforderlich sind, und zwar eine Stufe für jeden der drei Primär-Farbtöne, Rot, Grün und Blau. Derartige Klasse-A-Breitband-Verstärker sind beispielsweise beschrieben worden in: A "New Wide-Band Amplifier Technique", Barrie Gilbert, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Heft SC-3, Seiten 353-365, Dezember 1968;"Design Techniques for Monolithic Operational Amplifiers", Robert 3. Widlar, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Heft SC-4, Nr.4, Seiten 184-191, August 1969; und United States Patent Nr.3,849,7-35 veröffentlicht am 19. November 1974, von Haenen u.a. und übertragen auf U.S. Philips Corporation.
• Derartige bekannte Breitband-Verstärker, benutzt zum Verstärken von Video-Signalen, werden als Klasse-A-Verstärker benutzt damit die Ausgangsspannung in Antwort auf Änderungen der Eingangsspannung schnell auf- und abwärts geregelt werden kann ohne zusätzliche Kosten und ohne aufwendige Schaltungsanordnungen zum Betreiben des Verstärkers in einer anderen als in der Klasse A und zum Stabilisieren des Ausgangssignals. Bekanntlich erfordern Klasse-A-Verstärker relativ viel Leistung. Bekannte Klasse-A-Video-Treiberstufen als integrierte Schaltung verbrauchen typisch wenigstens 2 Watts für ein Schwarz-Weiß-Videobild, oder 2 Watts für jeden der drei Primärfarbtöne bei einem Farbsystem.
• In der Offenlegungsschrift 26 53 624 wird ein bekannter Klasse-AB- Verstärker beschrieben, der zum Verstärken von Video-Signalen benutzt wird, wobei der NPN-Abwärts-Ausgangstransistor durch eine Spannung betrieben wird, die der Basis zugeführt wird und wobei der NPN-Transistor als Totempfahl verbunden ist, wie dies ebenfalls auf Seite 884 von "Amplifying Devices and Low-Pass Amplifier Design", von John Wiley & Sons, 1968, beschrieben ist. Die Nachteile dieser bekannten Schaltungsanordnung sind die Schwierigkeit bei der Schnittstelle mit einer Niederspannungs-IC- Treiberschaltung und die innere Frequenzstoßantwort, die aus der Betreibung der Basis der Ausgangstransistoren hervorgeht.
• Klasse-B-Verstarker werden ebenfalls verwendet zum Verstärken von Video-Signalen im Stand der Technik. In dem US Patent Nr.4.114.109 von Campioni wird eine derartige Klasse-B-Verstärkerschaltung beschrieben. Diese bekannte Schaltungsanordnung ist viel mehr komplex und erfordert dem Gebrauch einer wesentlichen Anzahl relativ groß bemessener Kondensatoren, wodurch die Fertigung als integrierte Schaltung ausgeschlossen wird. Weiterhin betreibt die bekannte Schaltungsanordnung diskrete PNP und NPN-Ausgangstransistoren dadurch, daß geeignete Signale den Basis dieser Transistoren zugeführt werden. Durch Betreibung der Basis-Elektroden der Ausgangstransistoren müssen VHF-Ausgangstransistoren benutzt werden, da die Basiskapazität eines Transistors, der von einem Signal betrieben wird, das der Basis zugeführt wird, die übliche Frequenzstoßantwort dieses Transistors beeinträchtigt.
• US-A-4.429.283 zeigt einen Differenzstromverstärker mit einem Differenz-Eingangstransistorpaar mit einer ersten und zweiten Einheitsverstärkungsstromspiegelverstärker, die mit den betreffenden Ausgangsschaltungen verbunden sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Es ist eine Aufgabe der Erfindung einen Breitbandverstärker zu schaffen mit einer HF-Stoßantwort bei einer minimalen mittleren Leistungsaufnahme. Dazu schafft ein Aspekt der Erfindung einen Breitbandverstärker nach Anspruch 1. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
• Nach der Erkenntnis dieser Erfindung wird ein neuer Breitband-Verstärker geschaffen, der geeignet ist zum Gebrauch als Video-Verstärker. Als Merkmal dieser Erfindung wird der Verstärker in Klasse AB betrieben, wobei eine wesentliche Einsparung an Leistungsaufnahme erzielt wird im Vergleich zu bekannten Klasse-A- Verstärker. Weiterhin schafft nach der Erkenntnis der Erfindung der Verstärker niedrigere ausgestrahlte Emissionen, erfordert weniger gedruckte Schaltungsoberfläche und erreicht eine wesentlich bessere Netzteil-Störungsunterdrückung als bekannte Breitband-Verstärker. Der Breitband-Verstärker nach der Erfindung schafft eine fortschrittliche Niederspannungssignalverarbeitung in einer preisgünstigen HF-integrierten Treiberschaltung. Die integrierte Treiberschaltung schafft einen Ausgangsstrom zum Betreiben von diskreten Hochspannungs-Leistungstransistoren derart, daß eine maximale Frequenzstoßantwort von den diskreten preisgünstigen Transistoren erhalten wird.
• Nach der Erkenntnis dieser Erfindung wird eine Schaltungsanordnung geschaffen, die es ermöglicht für den Eingang eines Signals, typisch ein Breitband- Signal, wie ein Video-Signal, in jedem einer gewünschten Anzahl Formaten, wie TTL oder analog. Kontrasthelligkeitssignale werden ebenfalls als Eingangssignale der Schaltungsanordnung zugeführt, wobei diese Schaltungsanordnung die Breitband- Information, die Konstrast- und die Helligkeitssignale kombiniert damit ein geeignetes Ausgangssignal geschaffen wird. Wenn die Schaltungsanordnung als Video-Schaltung verwendet wird, sind die Eingangsdaten ein Videosignal und das Ausgangssignal der integrierten Treiberschaltung mit niedriger Spannung ist ein Strom zum Betreiben der preisgünstigen diskreten Hochspannungs-Leistungstransistoren, die ihrerseits eine Ausgangsspannung liefern, die geeignet ist zum Betreiben beispielsweise einer CRT- Wiedergabeanordnung.
• Nach der Erkenntnis der Erfindung wird eine Replik-Vorspannungsschaltung benutzt, die es ermöglicht, daß das Ausgangssignal eine Funktion des Eingangssignals ist ohne Offsets, eingeführt durch Vorspannungsströme, die durch die ganze Schaltungsanordnung benutzt werden. Nach der Erkenntnis der Erfindung werden Transkonduktanz-Verstärker, eine Video-Verarbeitungsschaltung, Strommultiplizierer und -Summierer gebildet als integrierte Schaltung, wobei verfügbare Verarbeitungs- und Schaltungsentwurfstechniken angewandt werden und eine relativ geringe Anzahl diskreter Schaltungselemente niedriger Leistung, einschließlich Transistoren, die eine relativ hohe Frequenz von Verstärkungsstrom (Ft) haben, die zu sehr geringen Kosten verfügbar sind. Zum Benutzen derartiger preisgünstiger Pull-up und Pull-down-Transistoren werden diese Transistoren entweder in Kaskade oder in Spiegelkonfiguration von Separaten Pull-up und Pull-down Ströme betrieben, damit die nachteiligen Effekte, welche die Eingangs-Basis-Kapazität des Transistors auf die Frequenz-Stoßantwort hat, vermieden werden. Der Ausdruck "Kaskaden-Konfiguration" oder "Kaskaden-Betriebsart" bedeutet einen Transistor mit einer Steueranschlußverbindung mit einer Vorspannung, einem Stromeingangsanschluß, dem Eingangsstrom zugeführt wird sowie einen Stromverarbeitungsausgangsanschluß.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Video- Schaltungsanordnung nach der Erkenntnis der Erfindung,
• Fig. 3 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der CRT- Treiberschaltung 300 nach Fig. 1; und
• Fig. 4 ist ein vereinfachtes Model eines PNP-Transistors Q3 der als Stromspiegel betrieben wird.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
• Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung 100, konstruiert nach der Erkenntnis der Erfindung, die als Transkonduktanzverstärker wirksam ist, der ein digitales oder zusammengesetztes Video- Eingangssignal VIN1, VIN2 erhält und CRT 2 über die CRT-Treiberschaltung 300 steuert, die ihrerseits von Strömen I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; betrieben wird. Aber es dürfte einleuchten, daß diese Erfindung sich auch eignet für Anwendungsbereiche anders als diejenigen, die Video-Signale benutzt, beispielsweise bei anderen Breitband-Anwendungsbereichen oder bei jedem Anwendungsbereich, wo eine vorwiegend kapazitive Belastung durch relativ große Spannungsschwingungen mit hohen Frequenzen betrieben werden müssen.
• In Fig. 1 erhält die Schaltungsanordnung 100 Eingangssignale VIN1 und VIN2, bezogen auf ein Videosignal und liefert Ausgangssignale I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2;, geeignet zur Steuerung der CRT-Treiberschaltung 300. Die Schaltungsanordnung 100 enthält Eingangstranskonduktanzverstärker g1, g2 geeignet zum Empfangen von Signalen, die das wiederzugebende Video-Muster definieren.
• Wie in Fig. 1 dargestellt, ermöglicht die Verwendung von zwei Eingangsklemmen für den Empfang von Videosignalen VIN1 und VIN2 das die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch den Empfang analoger Video-Signale arbeitet (beispielsweise RS-170 Spannungspegel) als Eingangssignal VIN1, wobei das Eingangssignal VIN2 nach Erde geschaltet ist. Im Betrieb in der "analogen" Betriebsart hat das analoge Eingangssignal, das dem Transkonduktanzverstärker g1 zugeführt wird, einen Wert von 1 bis 1,1 Volts Spitze-zu-Spitze. Diese Analoge Video-Eingangsspannung wird von dem Transkonduktanzverstärker G1 verstärkt, zum Liefern eines Stromes zu dem Schwarzpegelklemm/Spitzendetektor 101. Der Schwarzpegelklemm/Spitzendetektor 101 erhält von der Video-Quelle ein Austast/Schwrazpegelklemmsignal (oft als "Sandburg-Impuls") bezeichnet, der zum Sperren des Videosignals während der Austastzeit dient, wobei ein Schwarzpegel-Ausgangssignal zu dem Begrenzer L1 geliefert wird. Der Schwarzpegelklemm/Spitzendetektor 101 enthält ebenfalls einen Schwarzegel-Klemmanschluß zur Verbindung mit einem "Halte"-Kondensator, zum Durchführen der Schwarzpegelklemmung auf die Art und Weise, wie diese beispielsweise in dem US-Patent Nr. 3.869.568 beschrieben worden ist. Die Schwarzpegel-Klemmung dient zum Definieren des dem Farbton Schwarz zugeordneten Signalpegels. In einer Ausführungsform, wobei ein 22 nF Kondensator mit dem Schwarzpegelklemmanschluß verbunden ist und wobei eine minimale Horizontal-Abtastfrequenz von etwa 15 kHz vorliegt, wird die CRT- Kathodenbezugswert kleiner sein als 0,15 Volt, wobei die Änderung in der Helligkeit an der CRT minimiert wird und zwar durch einen derartigen Abfall in der CRT-Kathodenspannung, der nicht verursacht wird durch eine gewünschte Änderung in der Helligkeit der CRT.
• Die Schaltungsanordnung 101 hat ebenfalls einen SYNC-Ausgangsanschluß. Dieser Anschluß liefert ein TTL-offenes Kollektor-Ausgangssignal, das indikativ ist für das SYNC-Signal in dem Eingangsvideo-Signal. Das SYNC-Ausgangssignal wird niedrig, wenn das analoge Eingangssignal VIN1 kleiner ist als der Schwarzpegel (VREF), und ist logisch Eins, wenn das analoge Eingangssignal VIN1 größer ist als VREF. In einer Ausführungsform dieser Erfindung, wobei drei Schaltungsanordnungen, wie in Fig. 1 dargestellt, in einem Farbsystem benutzt werden, können die Horizontalund Vertikal-Synchronsignale jedes der drei "Rot, Grün und Blau" analogen Video- Signale erscheinen und folglich sind die drei SYNC-Ausgangsklemmen in einer verdrahteten OR-Konfiguration zusammengenommen damit ein einziger Anschluß geschaffen wird, der ein SYNC-Signal liefert ungeachtet von welchem Farb-Videosignal das SYNC-Signal herrührt. Die Schwarzpegelklemm/Spitzendetektorschaltung 101 dient dazu, daß SYNC-Signal von dem Video-Eingangssignal zu trennen und das Video- Signal zu schalten, das von dem SYNC befreit ist während der Austastung.
• Die Schaltungsanordnung 101 liefert ebenfalls ein Ausgangssignal zu der Begrenzerschaltung L1, die dazu dient, die Ausgangssignale für die Eingangssignale für die Eingangssignalschwingungen größer als die TTL-logischen Pegelschwingungen von 1,2 Volts zu beschränken und folglich es ermöglichen, daß die Schaltungsanordnung mit TRL-Eingangssignalen arbeitet. Ihrerseits wird das Ausgangssignal des Begrenzers L1 einer Eingangsleitung des Summierers S1 zugeführt. Wie obenstehend bereits beschrieben, wird, wenn VIN1 ein analoges Video-Signal ist, VIN2 an Erde gehalten und folglich liefert der Transkonduktanzverstärker g&sub2; keinen Strom zu dem Summierer S1. Auf diese Weise entspricht das Ausgangssignal des Summierers S1 dem von dem Begrenzer L1 in Antwort auf das analoge Eingangssignal VIN1 dem von dem Begrenzer L1 gelieferten Strom.
• Wenn dagegen die beiden Eingangssignale VIN1 und VIN2 zum Liefern eines 2-Bit-TTL-Videosignals benutzt werden, dienen die Transkonduktanzverstärker g1 und g2 und die Schaltungsanordnung 101, der Begrenzer L1 und der Summierer S1 als 2-Bit-Digital-Analog-Wandler. In dieser Betriebsart liefern die Transkonduktanzverstärker G1 und G2 beide einen Strom (d.h. wenn ihre betreffenden Eingangssignale TTL hoch sind) oder keinen Strom (wenn die betreffenden TTL-Eingangssignale niedrig sind). In dieser Betriebsart stellen die vier Zustände, definiert durch die zwei TTL- Eingangssignale VIN1 und VIN2 vier Wiedergabeintensitäten dar, wie 0% (Schwarz), 33%, 66% und 100% (Weiß).
• Auf alternative Weise kann jedes geeignete Mittel benutzt werden zum Schaffen eines analogen Video-Signals (wobei SYNC entfernt ist) zu der Eingangsleitung 103 des Multiplizierers M1.
• In einer Ausführungsform wird der Begrenzer L1 gebildet, wie dies in der zusammenhängenden US Patentanmeldung 199063, eingereicht als Erfindung von Blauschild mit dem Titel "Unity-Gain Current-Limiting Circuit", nun US-A-4 851 759. Die Transkonduktanzverstärker g1 bis g7 haben eine minimale Bandbreite -3dB von etwa 200 MHz und können gebildet sein wie beschrieben in der US Patentanmeldung 115.136, eingereicht am 30. Oktober 1987, entsprechend EP-A-0 314 227.
• Der Ausgangsstrom des Kontrast-Transkonduktanzverstärkers g4 schafft einen festen DC-Strom-Offset, der der anderen Eingangsleitung des Strommultiplizierers M1 zugeführt wird. Die Strommultiplizierer M1 und M2 können auf vorteilhafte Weise auf die Art und Weise konstruiert sein, wie in der obengenannten EP-A-0 314 227 beschrieben ist. Der Ausgangsstrom des Strommultiplizierers M1 wird einer Eingangsleitung des Stromsummierers S2 zugeführt. Der Ausgangsstrom des Helligkeits Transkonduktanzverstärkers g3 wird der anderen Eingangsleitung des Summierers S2 zugeführt, wobei verursacht wird, daß der Summierer S2 einen Strom liefert entsprechend der Summe der Ströme von dem Multiplizierer M1 und dem Helligkeit- Transkonduktanzverstärker g3. Dieser Stromausgang von dem Summierer S2 wird einer Eingangsleitung des Strommultiplizierers M2 zugeführt.
• Der Transkonduktanzverstärker g5 erhält eine Kontrastspannung, die dazu benutzt wird, den roten, grünen und blauen Strahl gegenüber einander zu gewichten, wenn drei unabhängige Schaltungsanordnungen 1 in einem Farbsystem benutzt werden. Der Ausgangsstrom von dem Hilfskontrast-Transkonduktanzverstärker g5 wird der anderen Eingangsleitung des Strommultiplizierers M2 zugeführt. Der Ausgangsstrom von dem Strommultiplizierer M2 wird der Schaltungsanordnung 102 zugeführt. Diese Schaltungsanordnung 102 erhält ein Eingangssignal TTL, das, wenn es niedrig ist, den der einen Eingangsleitung des Summierers S3 zugeführten Strom ausschaltet, wobei die Ausgangsverstärker g8 und g9 gesperrt werden. Der Transkonduktanzverstärker g6 erhält ein Rückkopplungssignal in Antwort auf die der CRT 2 das einen gewünschten Pegel erreicht, wie untenstehend noch näher erläutert wird. Die Summe der Eingangsströme zu dem Stromsummierer S3 wird einer Eingangsleitung des Stromsummierers S4 zugeführt, der einen anderen Eingangsstrom von dem Schwarzpegel-Transkonduktanzverstärker g7 erhält, der in Antwort auf eine Schwarzpegeleingangsspannung arbeitet, die derart eingestellt wird, daß das CRT-Kathodenpotential beim Strahlabschnitt gerade richtig ist, wodurch verursacht wird, daß jede zunehmende positive Spannungsänderung jedes der Video-Eingangssignale VIN1 oder VIN2 oder der Helligkeit-Steuerspannung VHelligkeit zum Erzeugen eines Strahlstromes, die CRT-Wiedergabeanordnung beleuchtet. Der Ausgangsstrom des Stromsummierers S4 wird den Eingangsleitungen des invertierenden Verstärkers g8 und des nicht-invertierenden Verstärkers g9 zugeführt, die ihrerseits die Ausgangsströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; über die Transistoren Q&sub1; bzw. Q&sub2; steuern. Die Verstärker g8 und g9 erhalten ebenfalls ein Schwenkbegrenzungssignal, das die maximalen Ausgangsströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; von den Transistoren Q&sub1; bzw. Q&sub2; zur Verfügung stellt.
• In einer Ausführungsform ist der Transkonduktanzverstärker g7 hergestellt, wie in EP-A-0 3142 beschrieben, er enthält aber eine zusätzliche Ausgangsverstärkungsstufe, die dazu dient, die Polarität des Ausgangssignals umzukehren.
• Fig. 3 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung 300, die nach dem Gesichtspunkten der Erfindung konstruiert worden ist. Wichtig dabei ist, daß das Schaltbild nach Fig. 3 die Hilfsschaltung 2 zeigt, welche die Kapazität C1 enthält, die in Wirklichkeit die Kapazität aufweist (typisch etwa 9pF, die der Kathode einer betriebenen Elektronenstrahlröhre zugeordnet ist, welche die Elektronenstrahlröhren-Kathodenkapazität (typisch 5,5 pF bis 7.0 pF) sowie eine gewisse Streukapazität von der Printplatte mit der Schaltungsanordnung 300 aufweist. Die Ausgangsspannung VOUT wird der Kathode der Elektronenstrahlröhre zugeführt, wie dies dargestellt ist. Nach dem Gesichtspunkten der Erfindung hat der Widerstand R1 einen Wert von etwa 15K, wobei der Gesamtleistungsverbrauch dieser Schaltungsanordnung im Vergleich mit bekannten Klasse-A-Anordnungen verringert wird, wobei ein "Pull-up"-Widerstand entsprechend dem Widerstand R1 nach Fig. 3 einen viel kleineren Wert hat, beispielsweise in der Größenordnung von 800 bis 1,9K Ω. Derartige bekannte Klasse-A- Verstärker haben einen relativ niedrigen "Pull-up"-Widerstandswert, damit eine hohe Frequenzrespons erzielt wird zum Verstärken der Eingangssignale. Im Gegensatz zu dem Stand der Technik und entsprechend den Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung wird ein relativ großer "Pull-up"-Widerstandswert R1 benutzt zum Minimieren des mittleren Leistungsverbrauches, in dem die Übergangs "Pull-up"-Schaltung 4 und die Übergangs "Pull-down"-Schaltung 5 verwendet werden zum Erzielen der hohen Frequenzrespons, beim Minimieren des mittleren Leistungsverbrauches.
• Die Übergangs-Pull-down-Hilfsschaltung 5 erhält den CRT-Treiberstrom I&sub0;&sub1; an dem Eingang T1, der benutzt wird zum Betreiben des NPN-Pull-down-Transistors Q4 in der Kaskodenbetriebsart, wobei es erlaubt wird, daß die Schaltungsanordnung eine Bandbreite erhält im wesentlichen entsprechend Ft des Transistors Q4 (typisch in der Größenordnung von 200 MHz). Mit anderen Worten der Transistor Q4 wird durch VCC (typisch 5 Volts) vorgespannt, wobei diese Spannung der Basis zugeführt wird und der Emitter ist mit der Basis verbunden und zwar über den Widerstand R3 (etwa 45 Ohms), der zum Vorspannen des CRT-Treiber-Stromes I&sub0;&sub1; an der Klemme T1 dient und zwar auf einen geeigneten Bereitsschaftswert (typisch 10 bis 20 mA). Dies gewährleistet, daß der Transistor Q4 immer wenigstens einigermaßen eingeschaltet ist, wodurch eine Einschaltverzögerung vermieden wird. Auf diese Weise wird bei zunehmendem I&sub0;&sub1;-Strom (und folglich einem abnehmenden I&sub0;&sub2;-Strom) der Transistor Q4 schneller eingeschaltet wodurch der Kollektorstrom über den Transistor Q4 von dem CRT-Ausgangsknotenpunkt N1 auf etwa 100 mA gezogen wird wodurch die CRT- Kapazität C1 entladen wird und VOUT abnimmt. Wichtig dabei ist, daß der Transistor Q4 in der Kaskodenbetriebsart arbeitet, wodurch es möglich ist, daß die Frequenzstoßantwort des Transistors Q4 dem Wert Ft des Transistors Q4 nahezu entspricht, ohne Abwertung der Frequenzstoßantwort durch die Basiskapazität des Transistors Q4 oder durch Komplikation in der Treiberschaltung, was der Fall wäre, wenn der Transistor Q4 durch ein Signal betrieben werden würde, das der Basis zugeführt wird.
• Andererseits, wenn I&sub0;&sub1; abnimmt (und I&sub0;&sub2; zunimmt) wird der Strom über den Emitter des Transistors Q4 verringert, wodurch der Kollektorstrom des Transistors Q4 abnimmt und folglich der Kondensator C1 nicht zum Entladen neigt, wodurch VOUT zunimmt.
• Die Übergangs-Pull-up-Hilfsschaltung 4 dient zum Schaffen eines zusätzlichen Pull-up-Stromes zum Leden des Kondensators C1, wenn es erwünscht ist, daß VOUT zunimmt. Diese Hilfsschaltung dient dazu, eine hohe Frequenzstoßantwort zu schaffen, die nicht verfügbar ist bei Benutzung des Pull-up-Widerstandes R1 allein. Die Dioden D1, D2, D3 und der Widerstand R4 (typisch 100 K) halten die Basis des PNP- Pull-up-Transistors Q3 um etwa einen Diodenabfall unterhalb der B&spplus;-Spannung (typisch 115 V DC). Dies gewährleistet, daß der Transistor Q3 immer eingeschaltet ist, wenigstens einigermaßen, wobei der minimale Kollektorstrom etwa 100 µA beträgt, wodurch eine Einschaltverzögerung vermieden wird. Durch Vorspannung des Pull-up- Transistors Q3 auf diese Weise wird eine Einschaltverzögerung wesentlich verringert, wodurch die Frequenzstoßantwort der Pull-up-Schaltung 4 verbessert wird. Der Widerstand R5 zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Q3 hat einen Wert von etwa
• 1.2K Ω und dient zum Schaffen eines bekannten Stromes (typisch 05 mA) über die Diode D3 damit die Diode D3 einen durchaus definierten Strom erhält und auf diese Weise eine im wesentlichen feste Spannung.
• Ein Stromspiegel wird dazu benutzt, den Übergangs-Pull-up-Transistor Q3 zu betreiben, wobei der Stromspiegel aus den Widerständen R2 und R6 (typisch 30 Ω) und den Dioden D1, D2, D3 und dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q3 besteht. Erhöhungen des Stromes I&sub0;&sub2; werden der Basis des Transistors Q3 über den Kondensator C2 (typisch 1000 pF) zugekoppelt, wodurch verursacht wird, daß der PNP-Pull-up-Transistor Q3 eingeschaltet wird in einer "unity-gain"-Stromspiegelanordnung. Dadurch wird ein wesentlicher Betrag des Stromes (typisch etwa 100 mA) dem Ausgangsknotenpunkt N1 zugeführt, wodurch VOUT zunimmt. Dagegen wird, wenn abnimmt, der Transistor Q3 abgeschaltet, wobei der Emitterstrom auf den obengenannten Pegel von etwa 100 µA verringert wird.
• Durch Betreibung der Übergangs-Pull-up-Hilfsschaltung 4 auf eine Art und Weise, die es ermöglicht, daß der Transistor Q3 durch eine Stromspiegelkonfiguration betrieben wird, wird die Frequenzstoßantwort der Pull-up-Hilfsschaltung 4 dieselbe wie Ft des Transistors Q3 (typisch in der Größenordnung von 200 MHz). Fig. 4 ist ein vereinfachtes Model des PNP-Transistors Q3, betrieben als AC-Stromspiegel. Die Dioden D1, D2 und D3 sind derart verbunden, daß sie arbeiten als Äquivalentes einer einfachen Diode, welche die Basis des PNP-Pull-up-Transistors Q3 einigermaßen vorspannt zum Schaffen eines gewünschten Bereitschaftsstromes (typisch 100 µA) wodurch eine Einschaltverzögerung des Transistors Q3 vermieden wird. Da VCC konstant ist, wenn der Eingangsstrom I&sub0;&sub2; zunimmt, entspricht die Änderung in der Spannung an der Eingangsklemme T2 der folgenden Gleichung
• Δ VT2 = Δ I&sub0;&sub2;R&sub2; wobei (1)
• Δ VT2 = die Änderung in der Spannung an der Eingangsklemme T&sub2;;
• Δ I&sub0;&sub2; = die Änderung des Eingangsstromes I&sub0;&sub2;; und
• R&sub2; = der Wert des Widerstandes R2.
• Diese Δ VT2 wird über den Koppelkondensator C2 der Basis des PNP- Pull-up-Transistors Q3 zugeführt. Da der Übergangs-Pull-up-Strom über den Widerstand R2 (30 ohms) etwa 100 mA beträgt, ist die Übergangs-Pull-up-Spannung am Widerstand R2 etwa 3 Volts. Während der Änderung in dem Kollektorstrom des Transistors Q3 von einem Leerlaufstrom von etwa 100 µA zu einem Übergangs-Pull-up- Strom von etwa 100 mA, ist die Änderung in der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q3 etwa 180 mV. Dies ist relativ gering im Vergleich zu dem 3 Volts am Widerstand R2 und folglich kann die Basis-Emitterspannung des Transistors Q3 als im wesentlichen konstant vorausgesetzt werden. Denn da die Basis-Emitterspannung des Transistors Q3 nahezu konstant ist, wird Δ VT2 dem Emitter des Transistors Q3 zugeführt, wodurch
• Δ VT2 = Δ VR2 ≈ Δ VR6 (2)
• Da
• IC3 ≈ IR6, dann (3)
• Δ IC3 ≈ Δ IR6 (4)
• Da
• Δ VR6 = Δ IR6 R&sub6;; (5)
• Dann
• Δ IC3 = ΔVR6/R&sub6; (6)
• Da
• R&sub2; ≈ R&sub6;, (7)
• liefert das Kombinieren der Gleichungen (6), (2) und (7) die folgende Gleichung
• Δ IC3 ≈ Δ VR2 (8)
• und folglich
• Δ IC3 ≈ Δ IR2 = Δ I&sub0;&sub2;; wobei (9)
• Δ VR2 die Änderung in der Spannung an dem Widerstand R2 ist;
• Δ VR6 die Änderung in der Spannung an dem Widerstand R6 ist;
• Δ IR6 die Änderung in dem Strom durch den Widerstand R6 ist;
• Δ IR2 die Änderung in dem Strom durch den Widerstand R2 ist; und
• Δ IC3 die Änderung in dem Kollektorstrom durch den Transistor Q3 ist.
• Auf diese Weise entspricht die Änderung in dem Kollektorstrom durch den Transistor Q3 im wesentlichen der Änderung in dem Eingangsstrom I&sub0;&sub2; und folglich arbeitet der PNP-Pull-up-Transistor Q3 als AC-Stromspiegel, wobei die Änderung in dem Kollektorstrom des Transistors Q3 die Änderung in dem Eingangs- Strom I&sub0;&sub2; spiegelt.
• Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß die Eingangsströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; auf einfache Weise durch schnelle, Niederspannungs-NPN-Transistoren geliefert werden, die beispielsweise in einer integrierten Schaltung vorgesehen sind, welche die ganze Video-Verarbeitungs- und Steuerschaltung enthält. Diese Steuerströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; werden danach zum Betreiben relativ preisgünstiger diskreter Hochspannungstransistoren Q3 und Q4 in einer Stromspiegel- und einer Kaskodenschaltung benutzt, wobei es ermöglicht wird, daß Ft des Transistors Q3 und Q4 völlig benutzt wird.
• Die Rückkopplungs-Hilfsschaltung 3 liefert ein Rückkopplungssignal Vfb an der Klemme T3, wobei dieses Signal als das VRückkopplungssignal wirksam ist, das der Schaltungsanordnung 100 nach Fig. 1 zugeführt wird. Der Kollektorstrom durch den Transistor Q5 wird durch VOUT gesteuert, die der Basis des Transistors Q5 zugeführt wird. Der Kollektorstrom durch den Transistor Q5 entspricht dem Wert VOUT/(R&sub7; + R&sub8;) (wobei R&sub7; der Widerstandswert des Widerstandes R7 ist und wobei R&sub8; der Widerstandswert des Widerstands R8 ist), wodurch eine verzögerte Spannung Vfb geschaffen wird. Dieses Rückkopplungssignal wird dazu benutzt, dafür zu sorgen, daß die Ströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; im wesentlichen als Impulse arbeiten, wobei die Impulse beendet werden, wenn VOUT den gewünschten Pegel erreicht. Wenn VOUT einmal den gewünschten Pegel erreicht hat, liefert I&sub0;&sub1; einen geringen konstanten Strom, der im Zusammenarbeit mit dem Widerstand R1, VOUT auf einen gewünschten Spannungspegel fixiert.
• Alle Veröffenflichungen und Patentanmeldungen sind durch Bezeichnung als hierin aufgenommen betrachtet und gelten als wäre sie einzeln eingereicht worden. Jetzt, wo die Erfindung völlig beschrieben ist, dürfte es dem Fachmann einleuchten, daß im Rahmen der Erfindung viele Änderungen und Abwandlungen möglich sind. So kann beispielsweise in alternativen Ausführungsformen, die Pull-up-Hilfsschaltung 4 einen Pull-up-Transistor enthalten, der in Kaskodenschaltung betrieben wird. Bei manchen Ausführungsformen enthält die Pull-down-Hilfsschaltung 5 einen Pull-down-Transistor, der in Stromspiegelkonfiguration betrieben wird. In all diesen Ausführungsformen ist die Bandbreite der Schaltungsanordnung im wesentlichen dieselbe wie Ft der diskreten Hochspannungs-Transistoren, die bei den Pull-up- und Pull-down-Hilfsschaltungen verwendet werden, da sie nicht durch die Basis-Elektroden betrieben werden.

Claims (7)

1. Breitbandverstärker mit:

Eingangsmitteln (T1, T2) zum Empfangen eines zu verstärkenden Eingangssignalstroms (I01, I02);

einer Ausgangsklemme (NI) zum Liefern eines Ausgangssignals als Funktion des genannten Eingangssignalstroms (I01, I02);

ersten Übergangsmitteln (4), die mit den genannten Eingangsmitteln (T1,T2) gekoppelt sind, zum Liefern eines Übergangs-Pull-up-Signals an der genannten Ausgangsklemme (NI);

zweiten Ubergangsmitteln (5), die unabhängig sind von den genannten ersten Übergangsmitteln (4), und die mit den genannten Eingangsmitteln (T1, T2) gekoppelt sind zum Liefern eines Übergangs-Pull-down-Signals an der genannten Ausgangsklemme (NI);

wobei eines (4) der genannten Übergangsmittel (4,5) einen ersten Transistor (Q3) aufweist, betrieben in einem AC-Stromspiegel (Q3, C2, D1, D2, D3, R2, R4, R6) zum Spiegeln eines Anteils (I02) des genannten Eingangssignalstroms (I01, I02), wobei der genannte erste Transistor (Q3) eine erste Stromverarbeitungsklemme hat, wobei eine zweite Stromverarbeitungsklemme mit der genannten Ausgangsklemme (NI) verbunden ist, und wobei eine Steuerklemme (C2) den genannten Eingangssignalstromanteil (I02) erhält.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei der genannte AC-Stromspiegel (Q3, C2, D1, D2, D3, R2, R4, R6) weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist:

einen DC-Sperrkondensator (C2);

einen Zweig (R2), von dem eine erste Klemme den genannten zu spiegelnden Eingangssignalstrom (I02) erhält und wobei eine zweite Klemme mit einer ersten Speisespannung (Vcc) verbunden ist; und wobei

die genannte erste Stromverarbeitungsklemme des genannten ersten Transistors (Q3) mit einer zweiten Speisespannung (B+) wesentlich höheren Wertes als der der genannten ersten Speisespannung (Vcc) gekoppelt ist (R6), und wobei die genannte Steuerklemme des genannten ersten Transistors (Q3) über den genannten DC-Sperrkondensator (C2) mit der ersten Klemme des genannten Zweiges (R2) verbunden ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, wobei der genannte AC-Stromspiegel (Q3, C2, D1, D2, D3, R2, R4, R6) weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist:

erste Widerstandsmittel R6), die zwischen einer Speisespannung (B+) und der genannten ersten Stromverarbeitungsklemme des genannten ersten Transistors (Q3) liegen; und

Vorspannmittel (D1, D2, D3, R4), die zwischen der genannten Speisespannung (B+) und der genannten Steuerklemme des genannten ersten Transistors (Q3) liegt, wobei diese Mittel einen PN-Ubergang (D1, D2, D3) und einen Widerstand (R4) aufweisen.

4. Verstärker nach Anspruch 3, wobei die genannten Vorspannmittel (D1, D2, D3, R4) dafür sorgen, daß der genannte erste Transistor (Q3) niemals völlig abgeschaltet wird.

5. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die anderen Mittel (5) der genannten Übergangsmittel (4, 5) einen zweiten Transistor (Q4) enthalten, der die nachfolgenden Elemente aufweist:

eine erste Stromverarbeitungsklemme, die mit der genannten Ausgangsklemme (NI) verbunden ist;

eine zweite Stromverarbeitungsklemme, die ein Stromsignal (I01) erhält, dessen Signaländerung entgegengesetzt ist zu dem genannten Eingangssignalstromanteil (I02); und

eine Steuerklemme zum Empfangen einer Vorspannung (Vcc).

6. Verstärker nach Anspruch 5, wobei der genannte zweite Transistor (Q4) in Kaskodeschaltung betrieben wird.

7. Verstärker nach Anspruch 5, wobei die genannte Vorspannung (Vcc) dafür sorgt, daß der genannte Transistor (Q4) niemals völlig abgeschaltet wird.