DE69025474T2 - Strom-Spannungswandler mit niedrigem Rauschen, hoher Bandbreite und hoher Dynamik - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf einen Strom-Spannungswandler mit niedrigem Rauschen, hoher Bandbreite und hoher Dynamik, der in Anwendungen eingesetzt wird, wo schwache elektrische Ströme innerhalb eines sehr kurzen Zeitraums gemessen werden. Eine illustrative Anwendung wäre im Bereich der Rastertunnelmikroskopie, wo die Erkennung von weniger als 300 Elektronen für die Dauer einer Mikrosekunde mit kontinuierlicher Abtastung erforderlich sein kann. Im allgemeinen kann die Erfindung in jedem analytischen Schaltkreis hoher Impedanz wie z.B. im Bereich der Molekularelektronik benutzt werden. Neue Speichertechniken, welche die Erkennung von eingefangenen Ladungen im Nanometermaßstab enthalten, werden stark von der Strommeßtechnik der vorliegenden Erfindung abhängig sein.
• Die Messung von sehr schwachen Strömen ist seit Jahrzehnten Gegenstand von vielen Veröffentlichungen. Die Standardart zur Messung schwacher Ströme ist, den Spannungsabfall durch einen großen Widerstand zu überwachen, wobei das Potential am Meßfühler auf eine Referenzspannung eingestellt wird. Das Problem bei einer solchen Konfiguration ist, daß das Potential am Meßfühler nicht genau der Referenzspannung entspricht sondern einen stromabhängigen Fehler hat. Wenn der Widerstand groß ist, um hohe Empfindlichkeit zu gewährleisten, wird demzufolge der Spannungsfehler ebenfalls groß.
• Die größten Nachteile von Strommeßinstrumenten aus dem Stand der Technik sind jedoch ihr hoher Rauschpegel, der die Korrektheit aufgenommener Messungen beeinflußen könnte, und die relativ schmale Bandbreite.
• Die meisten Anwendungen von Schwachstrommessungen, die in dem Stand der Technik bekannt sind, werden in Verbindung mit Studien gefunden, die in biologischen Zellen ausgeführt werden. Insbesondere ist das sogenannte extrazelluläre Patch-Clamp- Verfahren, das entwickelt wurde, um die Erkennung von Strömen in einzelnen Ionenkanälen in biologischen Membranen zu ermöglichen, von besonderem Interesse. Bei dieser Technik wird eine kleine Glaspipette gegen die Zellmembran gedrückt, die ein elektrisches Siegel mit einem Widerstand in der Größenordnung von 10 GΩ bildet. Der hohe Widerstand dieses Siegels gewährleistet, daß der meiste Strom, der seinen Ursprung in einem kleinen Patch der Membran hat, in die Pipette fließt und von dort in den Strommeßkreis.
• Der Pipettenstrom wird normalerweise als Spannungsabfall durch einen hochohmigen Widerstand gemessen, und die Spannung wird dann durch einen Operationsverstärker verstärkt. Die Kapazitanz, welche den messenden Widerstand unvermeidbar shuntet, beeinflußt den Frequenzgang des Strom-Spannungswandlers. Auch bei höheren Frequenzen reagiert die Eingangskapazitanz des Operationsverstärkers auf Hintergrundrauschen, das von der Rückkopplungsschleife in der Pipette und im Eingang des Verstärkers aufgezwungen wird.
• Ein Beispiel für den Stand der Technik ist das Kapitel "Electronic Design of the Patch Clamp" von F.J. Sigworth in dem Buch "Single-Channel Recording", Burt Sakman & Erwin Neher ed., Plenum Press, New York and London 1983, pp. 3-35. Darin wird eine Lösung für die obengenannten Probleme vorgeschlagen:
• Die Spannung am Meßfühler wird direkt mit ständiger Einstellung einer zweiten Spannungsquelle gemessen, um die Meßfühlerspannung auf den korrekten Wert zu bringen. Die Spannungseinstellung kann automatisch über einen Operationsverstärker erfolgen. Dieses Dokument ist dem Stand der Technik am nächsten und dient deshalb als Basis für die Präambel des vorliegenden Anspruchs 1.
• O.P. Hamill et al, "Improved Patch-Clamp Techniques for High- Resolution Current Recording from Cells and Cell-Free Membrane Patches", Pflüger's Archiv (1981) 391: 85-100, beschreibt ein skizzenhaftes Schaltbild eines Strom-Spannungswandlers, wobei der Strom als Spannungsabfall durch einen hochohmigen Widerstand gemessen wird und wobei vorgesehen ist, das Rauschen durch Reduzierung der Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers zu unterdrücken sowie auf Einhaltung absoluter Sauberkeit während der Pipettenvorbereitung zu achten und die Pipette mit einem wasserabweisenden Anstrich bereitzustellen, um die Bildung eines Wasserfilms zu verhindern und die Pipettenkapazitanz zu reduzieren.
• B. Astor et al., "Strommessung im pA-Bereich bis 250 kHz", Elektronik 1, 10.1.1986, pp. 35-38 beschreibt eine Meßschaltung von der Art, die zu Zellmembranuntersuchungen verwendet wird, welche die Messung von Strömen von unter 5pA bei Frequenzen bis zu 5 kHz (bei gleichmäßigem Frequenzgang) mit Eingangswiderständen in der Größenordnung von 10 GΩ ermöglicht. Die Eingangsschaltung des (ansonsten nicht detaillierten) Strom-Spannungswandlers ist als ein gemischter, ohmisch-kapazitiver Spannungsteiler ausgeführt.
• A. Van der Ziel, "Noise in Solid State Devices and Lasers", Proc. IEEE 58 (1970) pp. 1178-1206 gibt einen überblick über die verschiedenen Rauschquellen und zeigt Wege auf, um das unerwünschte Rauschen in Schaltungen zu vermeiden oder zu überwinden. W.K. Brookshier beschreibt außerdem in Nudear Instruments & Methods 25, 2 (1964), pp.317-327, eine besondere Abschirmanordnung für einen Rückkopplungswiderstand, um jegliche Streukapazität zu reduzieren. Durch die Benutzung einer Abschirmplatte, durch welche der Widerstand montiert ist, wird eine signifikante, verteilte Kapazität zur Masse vermieden.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine neue Konzeption eines Strom-Spannungswandlers vorgeschlagen. Es ist beabsichtigt, das Problem der ungleichmäßigen Übertragungsfunktion der Rückkopplungsschleife des Strom-Spannungswandlers (I/V Wandler) mit einem sehr großen, doppelt abgeschirmtem Meßwiderstand zu lösen. Der vorgeschlagene I/V Wandler benutzt eine zweistufige Einstellung, um eine vollkommen lineare I/V Umwandlung mit einem Umwandlungsfaktor von 10¹&sup0; V/A und einer Bandbreite von 1 MHz durchzuführen. Mit dem erreichten niedrigen Rauschpegel und der erwähnten Bandbreite und dem erwähnten Umwandlungsfaktor wird es möglich sein, Ereignisse zu überwachen, die bei weniger als 300 Elektronen auftreten.
• Jetzt kann die vorgeschlagene Konzeption auch mit einem kleineren Umwandlungsfaktor aber größerer Bandbreite betrieben werden. Und mit den verbesserten Komponenten oder durch Integrierung der meisten Komponenten scheinen höhere Werte für Umwandlungsfaktor und Bandbreite möglich zu sein. Der Dynamikbereich des I/V Wandlers kann höher als sieben Dekaden sein, wenn der Meßwiderstand in dem Rückkopplungspfad eine nichtlineare Einheit ist, zum Beispiel eine Diode oder ein Transistor. Die nichtlineare Einheit muß auch doppelt abgeschirmt werden, um eine gleichmäßige Übertragungsfunktion zu gewährleisten.
• Die Erfindung, wie angemeldet, beabsichtigt, die obengenannten Ziele zu erfüllen.
• Der Strom-Spannungswandler, wie zu Beginn erwähnt, enthält einen Eingangsdifferentialverstärker, eine Stromquelle zur Versorgung des Eingangsdifferentialverstärkers, wenigstens einen Operationsverstärker und einen abgeschirmten, hochohmigen Meßwiderstand, wobei der Spannungsabfall als eine Messung des zu erkennenden Stroms aufgenommen wird, wobei der Meßwiderstand in einer Rückkopplungsschleife angordnet ist, die zu dem Eingangsdifferentialverstärker gehört, der Wandler dadurch gekennzeichnet wird, daß der gemessene Widerstand in einer ersten Abschirmung und einer zweiten Abschirmung eingeschlossen ist, und daß die erste Abschirmung und die zweite Abschirmung jeweils eine innere und äußere Platte eines Kondensators bilden.
• Was die physische Größe des vorgeschlagenen I/V Wandlers angeht, so können viele Einheiten, von denen jede Operationsverstärker und einen doppelt abgeschirmten Meßwiderstand enthält, in einen einzelnen Halbleiterchip integriert werden. Der I/V Wandler ist das Element, das über die Geschwindigkeit bei der Datenübertragung in den und aus dem Massenspeicher entscheidet, wobei die Speichereinheiten auf der Technologie des bekannten Rastertunnelmikroskops (STM) basieren können, d.h. STM's mit einer großen Anzahl von Meßspitzen. Bei einer Datenübertragungsgeschwindigkeit in der Größenordnung von 10 Megabits pro Sekunde wäre ein Instrument mit 1000 Meßspitzen in der Lage, über 10 Gigabits pro Sekunde zu übertragen.
• Einzelheiten zu den bevorzugten Ausführungsbeispielen werden nun anhand von Beispielen und mit Bezug auf die beiliegenden zeichnungen beschrieben, in denen
• Fig. 1 die Schaltung mit Rückkopplungsschleife eines Strom- Spannungswandlers zeigt;
• Fig. 2 die Schaltung aus Fig. 1 mit einem Tiefpaßfilter zeigt;
• Fig. 3 ein Blockdiagramm des Strom-Spanungswandlers aus der Erfindung zeigt;
• Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Strom-Spannungswandlers von Fig. 3 zeigt;
• Fig. 5 einen doppelt abgeschirmten Meßwiderstand zeigt;
• Fig. 6 ein Schaltbild des Meßwiderstands von Fig. 5 und von dessen zugehörigen Kapazitanzen zeigt;
• Fig. 7 die äquivalente Schaltung zu dem Schaltbild von Fig. 6 zeigt;
• Fig. 8 eine Grafik darstellt, welche die Übertragungscharakteristika des Meßwiderstands zeigt, nämlich Dämpfung (a) und Phasenverschiebung (b);
• Fig. 9 ein detailliertes Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des Wandlers von Fig. 3 zeigt;
• Fig. 10 eine alternative Anordnung für die Rückkopplungsschleife von Fig. 4 und Fig. 9 zeigt, in der eine erste Version von einer Diodenkette enthalten ist;
• Fig. 11 eine zweite Version einer Diodenkette für die Rückkopplungsschleife (a) und deren äquivalenter Schaltung zeigt.
• Bei Umwandlung eines schwachen Stroms in einen Spannungabfall durch einen großen Meßwiderstand, um ein nützliches Signal zu erzeugen, muß der Spannungsabfall beträchtlich größer als das in dem Umwandlungsschaltkreis innewohnende Rauschen sein. Die Hauptquelle des Rauschens ist der thermische Rauschstrom In im Widerstand, der durch
• In = (4kTΔf/R)0.5 [1] angegeben wird, wobei K die Boltzmannkonstante ist, T die absolute Temperatur des Widerstands R und Δf die Rauschbandbreite ist. Es ist sofort klar, daß die Messung von schwachen Strömen Widerstände mit hochohmigen Werten erfordert. In jeder Stammleitung sind Shuntkapazitanzen (Ci) vorhanden, die von Transistorverbindungen, Leitern, Stromquelle, usw. stammen. Selbst wenn alle diese Kapazitanzen nur zu einigen Picofard hinzugefügt werden, werden diese zusammen mit dem großen Widerstand die Bandbreite der Meßschaltung stark reduzieren.
• Wie offensichtlich ist, sind somit niedriges Rauschen und hohe Bandbreite widersprüchliche Anforderungen in der Schwachstrommessung. Um diesen Widerspruch zu mildern, wurde die Verwendung eines zweiten Verstärkers mit einem umgekehrten Frequenzgang vorgeschlagen. Die häufigste Annäherung ist jedoch die Stromrückkopplungstechnik, wo der Meßwiderstand in der Ruckkopplungsschleife einen Umkehrverstärker mit einer verstärkung von A(ω) hat. Die Basiskonfiguration einer Strommeßschaltung mit einer Rückkopplungsschleife ist in Fig. 1 dargestellt.
• Die Stromquelle 1 wird mit den Eingängen eines Operationsverstärkers 2 verbunden. Die parasitären Kapazitanzen, die an der Eingangsseite der Schaltung erscheinen, werden durch den Kondensator 3 dargestellt. Der Meßwiderstand 4 wird zwischen dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 2 und der Stromquelle 1 angeschlossen. Die Bandbreite ωmax von diesem I/V Wandler wird durch die Bedingung:
• angegeben. Mit R = 10 GΩ, Ci = r PF und ωmax = 1 MHz muß die Verstärkung des Verstärkers 110 dB überschreiten, was einer Transitfrequenz von 300 GHz entspricht. Offensichtlich kann ein einzelner Operationsverstärker diese Verstärkung nicht liefern.
• Dem Fachmann sind zwei Annäherungen zur Überwindung dieses Problems bekannt. In der ersten Annäherung wird das 1/ω² Glied (das aus den 1/ω Verstärkungscharakteristika des Operationsverstärkers und der 1/ω Charakteristika der RC Netzdämpfung der Umwandlungsverstärkung abgeleitet wird) durch einen nachfolgenden Verstärker mit Umkehrfrequenzcharakteristika ausgeglichen wird. Dieses Schema geht jedoch sehr zu Lasten der Störabstandsleistung.
• In einer zweiten Annäherung wird ein Operationsverstärker in einer offenen Regelkreiskombination mit einer Verstärkerstufe mit hoher Eingangsimpedanz kombiniert, die zusätzliche Ruckkopplungsschleifenverstärkung liefert. Dieses Schema leidet noch unter einem Stabilitätsproblem, das von den 1/ωVerstärkerleistungscharakteristika herkommt, die einen Verschwindungsphasenrand für den geschlossenen Regelkreis veranlassen. Daraus ergibt sich, daß der Frequenzgang des Wandlers eine Resonanz bei ωmax darstellt. Jede zusätzliche Phasenverschiebung, die eingeführt wird, z.B. unkontrollierte Streukapazitäten in der Rückkopplungsschaltung oder durch die induktive Quellimpedanz machen den Wandler instabil.
• Die einzige saubere Lösung des Problems ist es, einen Schleifenverstärker mit ausreichender Spannungsleistung und einem flachen Frequenzgang bis zu ωmax zu verwenden. Ein Hauptproblem bei dem Rückkopplungssystem kommt jedoch von einer Shuntkapazitanz Cf (7 in Fig. 2) her, die zu dem großen Widerstand im Rückkopplungspfad gehört. Diese Shuntkapazitanz beherrscht die Zeitkonstante für Nutzwiderstände mit einem Widerstand größer als etwa 10&sup8;Ω. Die Hinzufügung eines Tiefpaßfilters, der einen Widerstand 5 und einen Kondensator 6 in der Ruckkopplungsschleife, wie in Fig. 2 gezeigt, mit der gleichen Zeitkonstante wie der Hochpaßfilter enthält, der aus dem Meß widerstand 4 und der Shuntkapazitanz 7 (R&sub1;C&sub1; = RCf) besteht, würde die Netzimpedanz in R + R&sub1; ohne Imaginärkomponente korrigieren.
• Es wäre möglich, die Impedanz von dem R&sub1;C&sub1; Tiefpaßfilter durch Benutzung von aktiven Komponenten zu reduzieren. Die Abschirmung zwischen R&sub1; und R wäre dann weniger stark, aber dennoch müßte die Kreuzkopplung zwischen dieser Leitung und dem I-V Wandlereingang vermieden werden.
• Bei sehr hohen Frequenzen wird die Ausgleichsschaltung von Fig. 2 wegen der hohen Impedanz (10&sup6;Ω) der Verbindung zwischen Widerstand 5 und dem Meßwiderstand 4 mit Bezug auf den Ausgang des Operationsverstärkers 10 problematisch. Der Wert des Widerstands 5 kann reduziert werden, während die Kapazitanz des Kondensators 6 ansteigt, dies ist jedoch begrenzt, da die Kondensatoren mit guten Hochfrequenzeigenschaften (Keramik) nur für Werte bis zu mehreren Nanofarad erhältlich sind. Wegen der hohen Impedanz der Rückkopplungsschleife ist somit jeder Punkt entlang des Meßwiderstands 4 und des Widerstands 5 abhängig von der Einstreuung von elektromagnetischer Strahlung und kapazitiver Kopplung mit anderen Leitungen.
• Die offensichtliche Lösung dieses Problems wäre die Abschirmung des Meßwiderstands 4 und der Komponenten 5 und 6 des Tiefpaßfilters durch die Hinzufügung eines geerdeten Gehäuses. Dies würde jedoch, obwohl klein, eine störende kapazitive Kopplung zur Masse einführen. Die äquivalente Schaltung für ein solches Netz zeigt, daß dessen Übertragungsfunktion sehr komplex ist, mit einer unendlichen Anzahl von Polen. Der Ausgleich durch eine nachfolgende Stufe wird nur annähernd möglich sein.
• Die Einschätzung dieser Probleme und die Betrachtung möglicher Lösungen haben zu einer neuen Konzeption eines I/V Wandlers gemäß der Erfindung geführt, zu einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, das in Fig. 3 gezeigt wird. Diese neue Konzeption enthält einen Kaskoden-FET-Differentialverstärker 8, einen Stromspiegelverstärker 9, einen Hauptverstärker 10, eine Stromquelle 11, eine Rückkopplungsschleife 12 mit dem abgeschirmten Meßwiderstand R15 und einem Tiefpaß-Linientreiber 14 im Ausgang.
• Bei der Konzeption des neuen I/V Wandlers wurden die folgenden Punkte besonders beachtet:
• - Die Übertragungsfunktion der Rückkopplungsschleife 12 wurde mittels doppelt abgeschirmtem Meßwiderstand R15 vereinheitlicht.
• - Der Vorverstärker 8 ist wirksam vom Ausgang durch ein doppeltes Gehäuse abgedichtet. Es gibt keine Undichtheit, wo der Meßwiderstand R15 in das Gehäuse eindringt.
• - Eine hohe Transitfrequenz und eine niedrige Ausgangsimpedanz des Vorverstärkers werden durch einen verstärkten Stromspiegel 9 erreicht, der das Potential der Ausgangsleitung auf ≠ 1mV einstellt, so daß die Verstärkung der nächsten Verstärkerstufe größer 1000 sein kann.
• - Der flache Frequenzgang des Rückkopplungsverstärker kann bis zur maximalen Betriebsfrequenz aufrechterhalten werden.
• - Die Schaltung ist für jede Phase zwischen -90º und +90º von der Quellimpedanz stabil.
• Ein ausführlicheres Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiel des I/V Wandlers aus der Erfindung wird in Fig. 4 dargestellt. Die Hauptrückkopplungsschleife des I/V Wandlers wird von dem Differential-Vorverstärker 8 gebildet, der aus den Feldeffekttransistoren T1 bis T4 besteht, dem Stromspiegelverstärker 9, der die Transistoren T5 und T6 und den Hauptverstärker 10 enthält.
• Der Eingangsdifferentialverstärker 8 ist sehr wichtiges Element in dem I/V Wandler der Erfindung, da dieser den Rauschabstand des Wandlers und des Kriechstromes bestimmt. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt der Differentialverstärker 8 eine Kaskodenkonf iguration in jedem Pfad. Dies erlaubt eine Verstärkung hoher Bandbreite, da die Auswirkung von Quelle-/Gatter-Shuntkapazitanzen zur Reduzierung der Bandbreite vermieden werden. Diese Quelle-/Gatter-Kapazitanzen werden durch einen hohen Drain-/Gatterspannungsabfall (3...4V) in jedem Transistor der Kaskodenschaltung niedrig gehalten.
• Die Eingangssignalleitung sowie die Rückkopplungsschleife 12 werden mit dem Gatter von Transistor T2 verbunden, während das Gatter von Transistor T1 an die Abschirmung und somit an die Masse angeschlossen wird. Die Rückkopplungsschleife veranlaßt den Eingang des Transistors T2 bei Null zu schließen, was eine virtuelle Masse ist. Wie im Stand der Technik bekannt ist, könnte das Gatter von Transistor T2 ebenfalls an das Referenzpotential angeschlossen werden. Der Strom durch die Transistoren T1 und T2 wird durch die konstante Stromquelle 11, welche die Transistoren T7 und T8, den Transistorkollektor T7 enthält, der in Reihen mit den Quellelektroden der Transistoren T1 und T2 geschaltet ist, unverändert gehalten. Der Transistor T8 kann auch durch eine Zenerdiode ersetzt werden, wobei der Transistor jedoch bevorzugt wird, da dieser es ermöglicht, daß das Basispotential unabhängig von der Stromversorgungsspannung ist. Der auferlegte Strom kann über einen Widerstand R1 in der Emitterschaltung des Transistors T7 eingestellt werden (auf 1mA).
• Der Stromspiegel 9 hat zwei Aufgaben: Erstens ist dieser vorgesehen, die Verbraucherimpedanz (Widerstände R2 und R3) an die Eingangsimpedanz des Breitband-Operationsverstärkers 10 anzupassen, während die Spannungsverstärkung (auf etwa 50) beibehalten wird; zweitens dient dieser dazu, das gemeinsame Potential für den Operationsverstärker 10 bis 0 V einzustellen, wobei die Funktion des Verstärkers optimal ist. Der Ausgangsstrom Ia und die Ausgangsimpedanz Za des Stromspiegels 9 hängt von dem Verhältnis der Emitterwiderstände R4 und R5 der Transistoren T5 und T6 ab und sind jeweils:
• Ia = Ie R4/R5; Za = Ze R4/R5. [3]
• In dem Ausführungsbeispiel von Fig. 4 wird der Ausgangsstrom des Stromspiegels 9 von 0,5 mA in 5 mA umgewandelt, indem der entsprechende Widerstand R5 ausgewählt wird, der kleiner als Widerstand R4 ist.
• Die Umwandlung des Ausgangsstrom von Stromspiegel 9 in eine Spannung wird über die Lastwiderstände R2 und R3 durchgeführt. Der Spannungsabfall über die Widerstände R2 und R3 wird dann von dem Operationsverstärker 10 verstärkt, der eine Verstärkung von 1000 hat. Ein Widerstand R6 dient dazu, den Eingang des Operationsverstärkers 10 vor Überlastung zu schützen. Die Shuntkapazitanz des Widerstands R7 in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers 10 wird durch einen Tiefpaßfilter kompensiert, der aus einem Widerstand R8 und einem Kondensator C1 besteht, um die konstante Verstärkung bis zu einer Frequenz von 10 MHz zu gewährleisten. Bandbreite und Stabilität des Verstärkers 10 werden durch die Kondensatoren C2 und C3 optimiert.
• Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10 wird benutzt, um den Pufferverstärker 14 zu steuern. Wenn der Verstärker 14 als Tiefpaßfilter funktioniert, welches der bevorzugte Funktionsmodus ist, kann ein Shuntkondensator C4 parallel zum Rückkopplungswiderstand R10 eingesetzt werden. Eine Ausgleichseinstellung kann mittels eines Netzes hinzugefügt werden, das die Widerstände R11 bis R14 enthält. Die gesamte kapazitive Last am Ausgang des Verstärkers 10 sollte 100pF nicht überschreiten. Der Pufferverstärker 14 verhindert wirksam Phasenverschiebungen von dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10 und Instabilitäten des I/V Wandlers, die durch lange Verbindungslinien verursacht werden können.
• Der ohmsche Meßwiderstand R15 wird in der Hauptrückkopplungsschleife 12 zwischen dem Eingangsanschluß des Differentialverstärkers 8 und dem Ausgang des Hauptverstärkers 10 angeschlossen. Der Meßwiderstand R15 kann zwischen 1 und 100 GΩ haben. Für Impedanzunterschiede von 10&sup9;Ω und mehr ist die Abschirmung ein absolutes Muß, um Kreuzkopplungen vom Ausgang zum Eingang des Wandlers zu verhindern. Der Differentialverstärker 8 ist deshalb mittels eines ersten Metallgehäuses 15 abgeschirmt, das die Transistoren T1 ... T4 enthält und das mit Durchführungseinheiten geliefert wird, um den Anschluß des Verstärkers 8 an die konstante Stromquelle 11 sowie an den Stromspiegel 9 zu ermöglichen. Diese Schaltungen sind ähnlich durch zweite und dritte Gehäuse 16 bzw. 17 abgeschirmt.
• Die Übertragungsfunktion des Meßwiderstands R15 wird mittels eines Tiefpaßfilters vereinheitlicht, der die Widerstände R16, R17 und einen Kondensator C5 enthält. Um die kapazitive Kopplung des Meßwiderstands R15 mit der Masse zu verhindern, - die am kritischsten in der Mitte des Widerstandgehäuses ist, - wird ein Kondensator C5 als Rohr ausgeführt, und der Widerstand R15 in diesem Rohr angeordnet (siehe Fig.5). In der Tat besteht der Kondensator C5 aus einer dielektrischen Hülse 18 mit einer ringförmigen Manschette 19 und einer metallischen, rohrförmigen Innenwand 20 und einer ähnlichen, rohrförmigen Außenwand 21, wobei die Wände 20 und 21 natürlich die Platten des Kondensators C5 bilden. Die Hülse 18 sitzt fest in einer öffnung 22 in Gehäuse 20, so daß die Manschette außen am Gehäuse 15 anliegt. Die dielektrische Konstante des Materials der Hülse 18 und ihre Abmessungen werden so ausgewählt, daß der Kondensator C5 eine Kapazitanz zwischen 1 und 10nFf, vorzugsweise zum Beispiel von etwa 4nF hat.
• Der Widerstand R15 ist im Kondensator C5 eingeschlossen, wobei einer seiner Anschlüsse an ein Kopfteil 23 gelötet ist, das die Gesamtheit der Manschette 19 des Kondensators C5 bedeckt und elektrisch mit der Innenwand 20 verbunden ist. Die Innenplatte des Kondensators C5 und somit die erste Abschirmung des Widerstands R15 ist dadurch mit dem Potential außerhalb des Tiefpaßfilters verbunden, während die zweite Abschirmung, nämlich die andere Platte des Kondensators C5, mit dem Gehäuse 15 verbunden ist, und somit mit der Masse. Das Kopfteil 23 über die Leitung 24 mit dem Widerstand R16 verbunden, der mit einem Potentiometer geliefert wird, um eine Grobeinstellung zu ermöglichen. Die Leitung 24 hat, bezogen auf den Ausgang, eine hohe Impedanz, und der Widerstand R16 ist in einem Gehäuse 25 integriert. Der einzige Nebeneffekt der zuvor beschriebenen Anordnung ist ein geringer Anstieg der parallelen Streukapazität. Diese kann einfach mit dem Einstellpotentiometer R16 ausgeglichen werden.
• Es kann an diesem Punkt nützlich sein, kurz die Übertragungscharakteristika des doppelt abgeschirmten Meßwiderstands R15 und dessen zugehörigen Rohrkondensator C5 zu betrachten. Fig. 6 zeigt ein Schaltbild dieses Widerstands mit den zahlreichen Streukapazitäten, die von den Gehäusen 15 und 25 verursacht werden. Cp ist die Kapazitanz entlang des Widerstands R15; Cq ist die Kapazitanz des Widerstands R15 bezogen auf die innere Metallisierung 20 des Rohrkondensators C5. Cm ist die Kapazitanz von der inneren Metallisierung 20 mit Bezug auf das Gehäuse 15, die hauptsächlich dem Rohrkondensator C5 zugeschrieben wird. Ck ist die parallele Kapazitanz über das Potentiometer R16 und Cn ist die Kapazitanz des Potentiometers R16 bezogen auf Gehäuse 25.
• Fig. 7 zeigt die Ersatzschaltung für die Schaltung von Fig. 6, wobei Cx = Cp + Cq, und Cy = Cm + Cn ist. Damit erhält man die Übertragungscharakteristika des Meßwiderstands wie folgt:
• Die Bedingung für diese Einstellung ist:
• R15.16/(R15+16) (Cx + Cy + Ck) = R.Cx [5]
• R16 (Cy + Ck) = R15.Cx [6]
• Die Bandbreite wird durch die R16.Ck Zeitkonstante bestimmt, und wenn dies zum Beispiel 1MHz mit einer parallelen Kapazitanz Ck 0,2pF ist:
• Außerdem mit Meßwiderstand R15 = 10¹&sup0;Ω und einer Kapazitanz von Cx 0,35 pF,
• Der Wert von Cy 4,4nF wird in dem Rohrkondensator C5 in der Hauptsache konzentriert und dies ist ein Wert, der kommerziell vefügbar ist.
• Die Übertragungscharakteristika der Rückkopplungsschleife 12 mit Meßwiderstand R15 und des Kondensators C5 im Falle des Vollausgleichs sind in Fig. 8 dargestellt. Die obere Kurve (a) in Fig. 8 zeigt die Einstellung der Dämpfung auf ω = 6,25 MHz, die untere Kurve (b) zeigt, daß die Phase nicht in eine Frequenz verschoben wird, die über ω 5,7 MHz liegt.
• In Anbetracht der Tatsache, daß die hochohmige Leitung 24, - die mit dem Meßwiderstand R15 verbunden ist, - und das Potentiometer R16 sehr empfindlich auf Umgebungsstrahlung reagieren, sind diese Elemente, wie bereits erwähnt, in der Rück kopplungsschleife durch ein viertes Gehäuse abzuschirmen, das fest mit dem Gehäuse 15 des Differentialverstärkers 8 verbunden ist. Die Gehäuse 15, 16, 17 und 25 werden zusammen an die Masse angeschlossen. Ein fünftes Gehäuse 26, das den kompletten I/V Wandler aufnimmt, wird auch mit der Masse verbunden. Das Gehäuse 25 wird mit einer Durchführung 27 geliefert, um dem Potentiometer R16 zu ermöglichen, mit einem Feineinstell- Potentiometer R17 verbunden zu werden. Letzteres ist seinerseits mit dem Widerstand R9 im Eingang des Pufferverstärkers 14 verbunden.
• Zurück zu Fig. 4, verschiedene Tiefpaßfilter, die zum Beispiel jeweils einen Widerstand R19 und einen Kondensator C6, R20 und C7, R21 und C8, R22 und C9, usw. enthalten, werden bereitgestellt, um zu verhindern, daß sich irgendeine Hochfrequenzschwingung im Wandler entwickelt.
• Fig. 9 zeigt ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel des I/V Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung. Das allgemeine Konzept ist das gleiche wie das, das in dem ersten Ausführungsbeispiel von Fig. 4 verwendet wurde und deshalb behalten die Komponenten ihre Referenznummern. Es gibt noch einige Unterschiede, die nachstehend beschrieben werden. Der erste sichtbare Unterschied liegt in der Tatsache, daß in der Schaltung von Fig. 9 beide Ausgangsleitungen 28, 29 des Differentialverstärkers 8 mit einem Paar Stromspiegelschaltungen verbunden werden, die jeweils die Transistorpaare T9/10 und T11/T12 enthalten. Deshalb wurde Widerstand R1 von der konstanten Stromquelle 11 ausgewählt, so daß ein auferlegter Strom von 5 mA geliefert wird. Diese Doppelweganordnung hilft dabei, die Auswirkung des Brummgeräuschs der Stromversorgungsspannung auf das Signal, das verarbeitet wird, zu reduzieren.
• Die Ausgangsleitungen 30 und 31 des Stromspiegelpaares 32 werden jeweils mit den positiven und negativen Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers 10 verbunden, der jetzt als Stromverstärker arbeitet. Die Shuntkapazitanz des Rückkopplungswiderstands R23 wird durch einen Tiefpaßfilter ausgeglichen, der einen Widerstand R24 und einen Kondensator C10 enthält. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10 in Leitung 33 wird an den Eingang des Operationsverstärkers 14 geliefert. Der Ausgang 34 des Operationsverstärkers wird an die Rückkopplungsschleife angeschlossen, die den Meßwiderstand R15, den Rohrkondensator C5, ein Trimmerpotentiometer R25 zur Grobeinstellung und ein Potentiometer R26 zur Feineinstellung enthält.
• Es ist zu bemerken, daß die gleichen Maßnahmen zur Abschirmung der einzelnen Komponenten Anwendung finden, wie diese im Zusammenhang mit Fig. 4 erörtert wurden. Der Meßwiderstand R15, der einen Widerstand im 1 bis 100 GΩ Bereich hat, muß ebenfalls im Innern des Rohrkondensators C5 angeordnet und in die jeweilgen Gehäuse 15 und 25 integriert werden. Es kann vielleicht ein zusätzlicher Kondensator C11 parallel zu dem Rohrkondensator C5 erforderlich werden, um die effektive Kapazitanz auf über 4nF zu bringen.
• Obwohl in den Schaltungen, die soweit wie möglich erörtert wurden, der Meßwiderstand R15 der Rückkopplungsschleife 12 als streng ohmisch angenommen wurde, ist es auch möglich, ein nichtlineares Rückkopplungsschema einzuführen, das zum Beispiel eine logarithmische Charakteristik präsentiert. Ein Weg, um dies durchzuführen, besteht darin, den ohmschen Widerstand R15 durch eine einzelne Diode, besser durch eine Kette 35 von Dioden in antiparalleler Schaltung, wie dies in Fig. 10 gezeigt wird, zu ersetzen. Die Diodencharakteristik für eine einzelne Diode aus der Kette von Fig. 10 wird durch
• gegeben, wobei ix der Strom durch eine Diode von einer der beiden Zweige der Diodenkette ist, Is der Sperrsättigungsstrom ist, ux der Spannungsabfall durch jede Diode ist, e&sub0; die Elementarladung, k die Boltzmannkonstante und T die absolute Temperatur ist, und m eine phänomenologische Konstante der Größenordnung 1 ist.
• Bei einer gleichen Anzahl von Dioden in jeder der beiden Zweige der Diodenkette 35 erhält man:
• wobei n die Anzahl der Dioden in jedem Zweig ist. Je größer die Anzahl der Dioden, je besser ist offensichtlich die Streukapazitäten. Experimente haben gezeigt, daß die beste Anordnung der nichtlinearen Rückkopplungsschleife wie eine Kette 35 von Paaren 36 ... 39 mit Dioden in antiparalleler Schaltung ist. Fig. 11 zeigt diese Anordnung (a) und deren Ersatzschaltung (b). Hochfrequenzanwendungen erforden das Abschirmen der Diodenkette, aber eine Abschirmung 40 würde natürlich die Kapazitanz erhöhen. Die Übertragungscharakteristika dieser Ruckkopplungsschleife werden gegeben durch:
• wobei Cd die Diodenkapazitanz ist, R der Diodenwiderstand ist, γ ein Operationspunktfaktor ist, n die Anzahl der Dioden und Ca eine Einstellungskapazitanz ist. Es stellt sich heraus, daß die Einstellung in Anbetracht der Tatsache schwierig ist, daß das Produkt der Diodenkapazitanz und des Diodenwiderstands, Cd.R, konstant ist.

Claims (14)

1. Strom-Spannungswandler mit niedrigem Rauschen, hoher Bandbreite und hoher Dynamik enthaltend einen Eingangsdifferentialverstärker (8), eine Stromquelle (11) zur Versorgung des Eingangsdifferentialverstärkers (8), wenigstens einen Operationsverstärker (10; 14) und einen abgeschirmten, hochohmigen Meßwiderstand (R15; 35), wobei der Spannungsabfall als Maß für den zu erkennenden Strom gebraucht wird, wobei der Meßwiderstand (R15; 35) in einer Rückkopplungsschleife (12) angeordnet ist, die zu dem Eingangsdifferentialverstärker (8) gehört, der Wandler dadurch gekennzeichnet ist, daß der Meßwiderstand (R15; 35) in einer ersten Abschirmung (20; 40) und einer zweiten Abschirmung (21) eingeschlossen ist, und daß die erste Abschirmung (20; 40) und die zweite Abschirmung (21) die innere und äußere Platte eines Kondensators (C5) bilden.

2. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Abschirmung (20; 40) mit der Ruckkopplungsschleife (12) und die zweite Abschirmung (21) mit der Masse verbunden ist.

3. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand die Form eines ohmschen Widerstands (R15) hat, der einen Wert zwischen 1 und 100 G hat und dessen eines Ende mit einer Platte des Kondensators (C5) verbunden ist, wobei die andere Platte mit der Masse verbunden ist und der ohmsche Widerstand (R15) der Rückkopplungsschleife (12) eine im wesentlichen lineare Charakteristik gibt.

4. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand in Form von wenigstens einer Diode (35) bereitgestellt wird, die der Rückkopplungsschleife (12) eine nichtlineare Charakteristik gibt.

5. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand in Form von zwei Diodenketten in antiparalleler Schaltung bereitgestellt wird.

6. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand in Form einer Kette (35) von Paaren (36) mit Dioden in antiparalleler Schaltung bereitgestellt wird.

7. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand in Form von wenigstens einem Transistor bereitgestellt wird, welcher der Rück kopplungsschleife (12) eine nichtlineare Charakteristik gibt.

8. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abmessungen, zum Beispiel Länge, Dicke und dielektrische Konstante des Kondensators (C5) so ausgewählt werden, daß die resultierende Kapazität zwischen lnf und lonf, vorzugsweise bei etwa 4nF, liegt.

9. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschleife (12) außer dem Meßwiderstand (R15; 35) einen einstellbaren Widerstand (R16) enthält, der im Gehäuse (15; 25) eingeschlossen ist, das die zweite Abschirmung (22) bildet und die Verbindung des einstellbaren Widerstands (R16) mit anderen Teilen des Wandlers über eine Durchführung (27) herstellt.

10. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsdifferentialverstärker (8) als Kaskodenverstärker konzipiert ist.

11. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Eingangsdifferentialverstärkers (8) mit dem Eingang einer Stromspiegelschaltung (9; 32) verbunden ist.

12. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsdifferentialverstärker (8) ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren (T1, T2) mit seinen Gatterelektroden enthält, die jeweils mit den Eingangsanschlüssen des Wandlers verbunden sind, mit seinen Quellelektroden gemeinsam an die Stromquelle (11) angeschlossen sind, und mit seinen Drainelektroden einzeln an die Quellelektroden eines zweiten Paares mit Feldeffekttransistoren (T3, T4) angeschlossen sind, dessen Gatterelektroden gemeinsam an die Stromquelle (11) angeschlossen sind, während seine Drainelektroden mit der Stromspiegelschaltung (9) verbunden sind.

13. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung (9) einen ersten Transistor (T5) enthält, wobei die Basis und der Kollektor gemeinsam an den Ausgangsanschluß des Differentialverstärkers (8) sowie an die Basis eines zweiten Transistors (T6) angeschlossen sind, dessen Kollektor ein Ausgangssignal an den Operationsverstärker (10) liefert, während die Emitter der ersten und zweiten Transistoren (T5, T6) über ihre jeweiligen Emitterwiderstände (R4,R5) an eine Stromversorgung angeschlossen sind.

14. Strom-Spannungswandler gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung (32) als symmetrische Anordnung von zwei Zweigen konzipiert ist, von denen jeder erste Transistoren (T10, T12) enthält, deren Basis und Kollektor gemeinsam an die jeweiligen Ausgangsanschlüsse (28, 29) des Differentialverstärkers (8) angeschlossen ist sowie mit den Basen der zweiten Transistoren (T9, T11) des jeweiligen Zweiges verbunden ist, deren Kollektoren angeschlossen sind, um Ausgangssignale jeweils an die positiven und negativen Eingänge von diesem Operationsverstärker (10) zu liefern, während die Emitter der ersten und zweiten Transistoren (T10 und T12; T9 und T11) über ihre jeweiligen Emitterwiderstände an eine Stromversorgung angeschlossen werden.