DE69019289T2

DE69019289T2 - Verfahren zum Antreiben eines Ultraschallwandlers.

Info

Publication number: DE69019289T2
Application number: DE69019289T
Authority: DE
Inventors: Kevin P Kepley; John A Painter; Daniel L Williams
Original assignee: Storz Instrument Co
Current assignee: Bausch and Lomb Inc
Priority date: 1989-10-27
Filing date: 1990-09-28
Publication date: 1996-02-01
Anticipated expiration: 2010-09-29
Also published as: JP3026833B2; EP0424685A2; EP0424685A3; DE69019289D1; EP0424685B1; US5406503A; JPH03151968A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren Zum Betreiben eines Ultraschallwandlers chirurgischer Instrumente, insbesondere von Linsenemulgierungsinstrumenten, wie sie bei Augenchirurgieabläufen verwendet werden, gemäß dein Oberbegriff von Anspruch 1. Ein solches Verfahren ist aus EP-A-0 319 631 bekannt.

BESCHREIBUNG DES EINSCHLÄGIGEN STANDS DER TECHNIK

Linsenemulgierung betrifft den Prozeß der Auflösung der Augenslinse eines Menschen oder eines Tiers durch Ultraschall unter Verwendung einer schwingenden Sonde, die mit einer Frequenz über dem Tonbereich arbeitet. Es handelt sich um einen wohlbekannten und in großem Umfang verwendeten chirurgischen Ablauf zum Auflösen von Katarakten. Die Sonde beinhaltet eine hohle Nadel, die mit Ultraschallfrequenzen schwingt, um den Katarakt zu zertrümmern; die Trümmerbruchstücke werden durch den hohlen Teil der Nadel abgezogen. Die Nadel ist an einem Instrument angebracht, das manchmal als Linsenemulgierungs-Handstück, Phakohandstück oder Phakosonde bezeichnet wird. Es ist eine Anzahl von Konstruktionen für derartige Handstücke oder. Sonden bekannt, von denen die üblichste piezoelektrische Wandler verwendet, um die Schwingungen der Nadel mit Ultraschallfrequenzen zu erzeugen.
Die Fig. 1A und 1B veranschaulichen die Konstruktion einer bekannten Phakosonde. Die Sonde 20 beinhaltet einen Ultraschallwandler 22, der zwischen einem Reflektor und einem Resonator 26 liegt. Der Wandler 22 beinhaltet eine Elektrode 30, die aus ungehärtetem Kohlenstoffstahl #01 besteht, und zwei Piezokristalle 32 und 34. Die Kristalle 32 und 34 können z. B. aus einem modifizierten Bleizirkonattitanat-Keramikinaterial, das zu Ringen ausgebildet ist und für elektrische Leitung mit Silber beschichtet ist, bestehen. Materialien dieses Typs werden unter der registrierten Handelsbezeichnung PXE von der Electronic Components and Materials Division of North American Phillips Corporation vertrieben. Ein an der Elektrode 30 befestigter elektrischer Ansatz 36 erlaubt das Herstellen einer Verbindung mit einer Spannungsversorgung. Ein Isolierrohr 40 paßt in die Bohrung des Wandlers 30. Der Reflektor 24 ist über ein hohles Gewinderohr 42, das in Gewindebereiche 44 und 46 im Reflektor bzw. Resonator paßt, befestigt.
Sowohl das hohle Rohr 42 als auch der Resonator 26 bestehen vorzugsweise aus Titan 6AL-4V. Der Reflektor 24 besteht aus Wolfram #17. Die Isolierhülse 40 kann aus Teflon (registrierte Handelsbezeichnung) bestehen. Um die in Fig. 1B dargestellten Komponenten zu der in Fig. 1A dargestellten vollständigen Anordnung 20 zusammenzubauen, wird zunächst das Gewinderohr 42 in den Resonator 26 eingeschraubt, bis das Ende 52 an der Schulter 56 im Resonator 26 sitzt. Dann wird der Reflektor 24 auf das Rohr 42 geschraubt, bis der Wandler in gewünschtem Ausmaß zusammengedrückt ist.
Die in Fig. 1 dargestellte Phakosonde 20 kann wie folgt verwendet werden. Eine Linsenemulgierungsnadel 28, wie sie im Stand der Technik bekannt ist, wie das Modell Nr. IA-145, wie von Storz erhältlich, wird in das Gewindeende 58 des Resonators 26 eingeschraubt. Bei der Verwendung schwingt die Nadel 28 in einer Longitudinalmode durch abwechselndes Komprimieren in eine eingezogene Position, wie sie in Fig. 1 durch durchgezogene Linien veranschaulicht ist, und expandieren in eine gestreckte Position, wie sie durch Phantomlinien 60 veranschaulicht ist. Die Schwingungsverschiebungen, wie sie durch eine Abmessung 62 gekennzeichnet sind, können irgendwo zwischen ungefähr 0,025 mm (0,001 Zoll) und ungefähr 0.13 mm (0,005 Zoll) liegen, abhängig von der Stärke und Frequenz des an den Wandler angelegten elektrischen Trelbersignals. Die Schwingung der Nadel erfolgt nennmäßig mit der Schwingungsfrequenz der Piezokristalle 32 und 34, die über den Resonator 26 mit der Nadel 28 gekoppelt sind. Der gekrümmte Bereich 66 des Resonators 26 wirkt als Schwingungstrichter für Impedanzanpassung der Kristalle an die Nadel 28. Der Resonator 26 wirkt insgesamt als Viertelwellenlänge-Übertragungsleitung (für die Kristallfrequenz), auf die die Nadel 28 als Last einwirkt.
Die Kristalle 32 und 34 in Fig. 1 werden durch ein an die Elektrode 30 und den Reflektor 24 angelegtes Signal betrieben. Das Anlegen eines Wechselstromsignals an die Kristalle 32 und 34 veranlaßt diese, sich zyklisch zur gestreckten Stellung zu expandieren, wie sie in übertriebener Form durch Phantomlinien 70 in Fig. 1B dargestellt ist, und sich dann zur in Fig. 1B mit durchgezogenen Linien dargestellten Stellung zusammenzuziehen. Diese zyklische Expansion und Kontraktion legt an den Resonator 26 mechanische Impulse mit der Signalfrequenz an. Die Schwingungsnadel 28 bewirkt, wenn sie nahe an einen Katarakt herangebracht wird, eine Zertrümmerung des Katarakts. Die Trümmerbruchstücke werden durch den Kanal 72 der Sonde 20 unter dem Einfluß eines Unterdrucks abgezogen, der von einer Vakuumquelle 74 erzeugt wird, die über eine herkömmliche Kunststoffrohrleitung, wie sie durch eine Linie 78 repräsentiert ist, am Verbinder 76 angebracht ist.
Wie es im Stand der Technik bekannt ist, ist es möglich, piezoelektrische Kristalle aus verschiedenen unterschiedlichen Materialien herzustellen, von denen jedes eine charakteristische Resonanzfrequenz aufweist. Ein Kristallwandler 22, wie er bei Storzschen Linsenemulgierungssonden des in Fig. 1 dargestellten Typs verwendet wird, erfordert eine Treibersignalfrequenz, wie sie an die Elektrode 30 und den Reflektor 24 angelegt wird, im Bereich von 26,0 kHz bis 32,0 kHz. Die vorliegende Anmeldung nimmt so auf einem Resonanzfrequenzbereich zwischen 26 kHz und 32 kHz Bezug, jedoch ist es für den Fachmann erkennbar, daß die vorliegende Offenbarung auf Ultraschallwandler für medizinische Instrumentsonden anwendbar ist, die bei davon verschiedenen Frequenzen arbeiten.
Ein System zum Anlegen derartiger Treibersignale an die Kristalle 32 und 34 wird bei einem Augenchirurgie-Bediengerätsystem von Storz, das unter der registrierten Handelsbezeichnung "DAISY" verkauft wird, kommerziell verwendet.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm der Treiberschaltung 80, wie sie im Bediengerät DAISY verwendet wird. Wie es wohlbekannt. ist, kann der piezoelektrische Wandler 22 als RLC-Reihenschwingnetzwerk parallel zu einer Kapazität ausgebildet sein, wenn Betrieb unter Last nahe der Resonanzfrequenz des Wandlers erfolgt (dieses Wandlermodell ist in Fig. 2 nicht dargestellt). Da es ein System mit geschlossenem Kreis ist, ist die Treiberschaltung 80 im wesentlichen ein Oszillator, der die Barkhausenkriterien für Schwingung erfüllt, d.h., daß er keine Phasenverschiebung und die Kreisverstärkung 1 aufweist. Die konstruktionsbedingte Frequenz des Oszillators kann auf 28,5 kHz plus oder minus 0,5 kHz für einen Wandler eingestellt sein, der eine Nennresonanzfrequenz um 28,5 kHz herum aufweist. Der Rückkopplungsteil 84 des geschlossenen Kreises beinhaltet einen Einspeiseoszillator 88, ein aktives Bandpaßfilter 90, ein aktives Tiefpaßfilter 92 und einen Verstärker 94 mit variabler Verstärkung. Der Einspeiseoszillator 88 liefert ein Anfangsspannungssignal mit einer Frequenz nahe der Wandlerresonanzfrequenz an eine Einspeisesteuerschaltung 96. Dieses Anfangssignal wird vom Kreis des Rückkopplungsteils 84 durch die Schaltung 96 weggenommen, wenn die Treiberschaltung 80 einmal ein Signal erzeugt, das ausreichend stark dafür ist, die Wandlerschwingung aufrechtzuerhalten. Das Bandpaßfilter 90 und das Tiefpaßfilter 92 sorgen für zweckdienliche Frequenzselektivität und Phasenverschlebungseigenschaften, um die Stärke des Wandlerrückkopplungssignals aufrechtzuerhalten, während die Wandlerphaseneigenschaften in einem normalen Betriebsbereich schwanken. Das vom Wandler 22 auf die Leitung 98 rückgekoppelte Signal wird über ein Kompensationsnetzwerk 100 gewonnen, das für zusätzliche Frequenzselektivität und Phasenverschiebungsstabilität sorgt. Der Verstärker 94 mit variabler Verstärkung wird dazu verwendet, die Kreisverstärkung während der Anfangskalibrierung der Filterschaltungen 90 und 92 einzustellen, die nach Abschluß der Kalibrierung unverändert bleibt.
Ein Spannungsverstärker/Transformator-Abschnitt 104 sorgt für eine maximale Treibereffektivspannung von ungefähr 380 Volt mit einem maximalen Effektivstrom von ungefähr 10 mA. Ein Verstärkungssteuerungsnetiwerk 106 liefert ein stabiles Spannungsausgangssignal durch Vergleichen der Treiberspannung auf der Leitung 110 mit einem Steuerspannungsbezugspegel auf einer Leitung 112, wie durch ein Steuersignal erzeugt, das von einem Steuerungsbediengerät abhängig von dem Spannungspegel erzeugt wird, der von dem die Phakosonde 20 verwendenden Chirurgen gewünscht wird, und das dann alle Differenzen dadurch kompensiert, daß es die Verstärkung des Spannungsverstärkers im Abschnitt 104 einstellt.
Im Betrieb versucht der Abschnitt 84 des geschlossenen Kreises in der Treiberschaltung 80, Änderungen der Resonanzfrequenz des Wandlers und/oder der Phakosonde zu kompensieren.
Sich ändernde Resonanz beruht auf einer Anzahl örtlicher Faktoren, die den Ultraschallwandler 22 und/oder die Sonde 20 erheblich beeinflussen. Mögliche Faktoren, die sich während der Verwendung der Sonde 20 ändern können, beinhalten die folgenden: (1) das Ausmaß der Kompression des Wandlers 22 auf Grund sich ändernder thermischer oder mechanischer Bedingungen; (2) Änderungen der Dichte oder anderer Eigenschaften des Fluids und/oder der Bruchstücke, wie sie durch das Vakuum über dem Kanal 72 der Sonde 20 abgesaugt werden; (3) mechanischer Druck, der auf die Spitze der Nadel 28 wirkt; (4) Qualität der Kopplung zwischen dem Resonator 26 und der Nadel 28 und (5) Änderungen im Wirkungsgrad der Übertragung der Ultraschallenergie zwischen den Kristallen 32 und 34 und dem Resonator 26 auf Grund winziger Luftspalte oder mechanischer Verformungen, die im Zeitablauf auftreten. Ein Vorteil der Treiberschaltung 80 von Fig. 2 ist es, daß der Abschnitt 84 des geschlossenen Kreises kontinuierlich versucht, die Frequenz des an die Sonde 20 angelegten Eingangssignals an die sich ändernde Resonanzfrequenz der Kombination des Wandlers 22 und der Sonde 20 während des Betriebs anzupassen. Obwohl der Q-Verlauf des Resonators 26 selbst sehr scharf ist, in der Größenordnung von 1000 bis 2000, und da dessen Bandbreite sehr eng ist, in der Größenordnung von 15 bis 30 Hz, ist der Q-Wert der gesamten Sonde/Wandler-Kombination viel kleiner, in der Größenordnung von 40 bis 100, was zu einer viel größeren Bandbreite in der Größenordnung von 300 bis 750 Hz führt. So hat es sich selbst bei einem System mit geschlossenem Kreis bei tatsächlichen Bedingungen als schwierig erwiesen, die gewünschte Anpassung zwischen der Frequenz des Eingangssignals in den Abschnitt 104 und der tatsächlichen momentanen Resonanzfrequenz der Wandler/Sonde-Kombination beständig zu erzielen.
Wie es wohlbekannt ist, ist es hinsichtlich des Betriebswirkungsgrads von Vorteil, an einen Ultraschallwandler ein Treibersignal mit dessen Resonanznennfrequenz zu geben. Es konnte auch ermittelt werden, daß dann, wenn eine kleine Fehlanpassung zwischen der Frequenz des Eingangssignals und der natürlichen Resonanzfrequenz der Wandler/Sonde-Kombination besteht, die Hublänge der Nadel selbst dann schwankt, wenn die auf der Leitung 122 vom Bediengerät zugeführte Steuerspannung konstant bleibt. Zeitweilig kann diese Frequenzfehlanpassung zu einer merklichen Änderung der Fähigkeit der schwingenden Nadel 28, ihre Funktion auszuüben, führen, wie das Zertrümmern eines Katarakts innerhalb des Auges. Ein bedienender Chirurg, der diese Änderung der Funktionsfähigkeit erkennt, wird versuchen, solche Schwankungen entweder dadurch zu kompensieren, daß er die Stärke des Steuersignals nach Bedarf erhöht oder verringert. Jedoch wäre es ziemlich vorteilhaft, über eine Treiberschaltung für eine Phakosonde zu verfügen, die dazu in der Lage ist, die Hublänge selbst dann im wesentlichen konstant zu halten, wenn sich die Resonanzfrequenz der Wandler/Sonde-Kombination wegen eines der vorstehend genannten fünf Faktoren oder mehrerer ändert, so daß der Chirurg nicht von Hand derartige Änderungen kompensieren muß.
Angesichts der vorstehenden Beachtung ist es eine erste Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Betreiben eines Ultraschallwandlers zu schaffen, bei dem die Resonanzfrequenz eines Ultraschallwandlers automatisch bestimmt wird. Eine zugehörige Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zum automatischen Überprüfen, ob sich ein Ultraschallinstrument in zweckdienlichem Betriebszustand befindet, zu schaffen.
Eine zweite wichtige Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zum Betreiben einer Ultraschallwandler/Phakosonde- Kombination zu schaffen, das die Hublänge der Nadel automatisch bei einem konstanten Eingangssteuersignal vom Benutzer konstant hält. Eine andere zugehörige Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zum Betreiben eines Ultraschallwandlers eines chirurgischen Augeninstruments zu schaffen, das die vom Wandler verbrauchte elektrische Energie unter Verwendung einer Regelung auf einem gewünschten Wert des Energieverbrauchs im wesentlichen konstant hält.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Angesichts der vorstehenden Aufgaben ist gemäß einer ersten Erscheinungsform der Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Ultraschallwandlers geschaffen, wie es in Anspruch 1 definiert ist.
Bisherige Treibersysteme für Linsenemulgierungssonden verwendeten eine Anzahl von Konstantspannungs- oder Konstantstromschaltungen. Zum Beispiel verwendete die oben beschriebene Phakotreiberschaltung geinäß Fig. 2 eine Struktur mit einem Konstantspannungsoszillator, wobei die Verfügbarkeit des Treibersignals unmittelbar von der Verträglichkeit zwischen den Impedanzeigenschaften der Sonde und den elektrischen Wechselwirkungen der Sonde sowohl mit der Verstärkerausgangsschaltung als auch dem Rückkopplungsnetzwerkabhängt. Demgemäß ist es erforderlich, die Eigenschaftender zu betreibenden Sonde ziemlich gut an die Eigenschaftender Verstärkerausgangsschaltung und des Rückkopplungsnetzwerks anzupassen.
Demgemäß arbeitet das Phakotreibersystem gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren mit konstanter Energie in einem direkten Ansteuerungsmodus. Es steht immer ein Treibersignal zur Verfügung. Ferner ist die Frequenz dieses Treibersignals auf Grundlage der Ergebnisse eines erfolgreichen Abschlusses einer Kalibrierroutine festgelegt. Diese Routine oder dieses Verfahren ist so konzipiert, daß die Grundresonanzfrequenz der Phakosonde aufgefunden wird und die Verträglichkeit zwischen der spektralen Eigenschaft der Sondenenergie und der Treiberschaltung gewährleistet wird.
Diese und andere Aufgaben, Vorteile und Gesichtspunkte des erfindungsgemäßen Verfahrens werden unter Bezugnahme auf die detaillierte Beschreibung, die beigefügten Figuren und die abhängigen Ansprüche weiter verständlich,

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Zeichnungen bilden einen einheitlichen Teil der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele und sind in Verbindung damit zu lesen. Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in den verschiedenen Figuren dieselben oder ähnliche Komponenten oder Merkmale, wobei:
Fig. 1A und 1B in einem Längsschnitt bzw. einer perspektivischen Expiosionsansicht eine bekannte Linsenemulgierungssonde mit einem Ultraschallwandler zeigen, wie er bei Augenchirurgieabläufen verwendet werden;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines bekannten elektronischen Steuerungssystems zum Betreiben eines Ultraschallwandlers ist, wie er bei Augenchirurgieabläufen verwendet wird;
Fig. 3 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines elektronischen Steuerungssystems zum Kalibrieren und Betreiben eines Ultraschallwandlers ist, wie er bei einem Phakohandstück des in Fig. 1 dargestellten allgemeinen Typs verwendet wird;
Fig. 4 ein detailliertes Blockdiagramm des Steuerungssystems von Fig. 3 ist, das verschiedene Funktionskomponenten der elektronischen Hardware desselben zeigt;
Fig. 5 ein Diagramm ist, das die Energieübertragungscharakteristik des Spannungsverstärkerabschnitts im Steuerungssystem von Fig. 3 zeigt, und das zeigt, wie die Charakteristik dazu verwendet werden kann, eine konstante Energiegrenze auf Phakosonden anzuwenden, die einen großen Bereich von Eingangsimpedanzen aufweisen;
Fig. 6 zwei Sätze von Diagrammen sind, die die Ansprechcharakteristiken oder -kurven für die Ausgangsleistung über der Eingangsfrequenz zeigen, wie für zwei verschiedene Typen von Phakosonden erhalten, die mit Leistungspegeln von 50, 70 und 100 Prozent von einem Leistungsverstärker von 35 Watt betrieben werden, der so eingestellt ist, daß er eine Last von 6 Kiloohm betreibt;
Fig. 7 die Charakteristik des Ausgangshubs über dem prozentualen Leistungssollwert der Phakosonden zeigt, wie sie zum Erzeugen der Diagramme der Fig. 6 verwendet wurden, wenn derartige Sonden vom elektrischen Steuerungssystem betrieben werden; und
Fig. 8 ein mit Anmerkungen versehenes Diagramm ist, das die Kurve der Ausgangsleistung über der Eingangsfrequenz für eine Phakosonde eines Prototyps zeigt, das dazu beiträgt, das Kalibrierungsverfahren gemäß der Erfindung zu veranschaulichen, wie es zum Klassifizieren von Phakosonden und zum Bestimmen ihrer Resonanzfrequenz verwendet wird.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm des elektrischen Steuerungssystems 120 zum Bestimmen der Hauptresonanzfrequenz eines Phakohandstücks und zum Betreiben desselben. Das Steuerungssystem 120 beinhaltet folgendes: einen Mikrocomputer 122 mit einem Prozessor 124, einem flüchtigen Speicher (RAM) 125, einem nicht flüchtigen Speicher (ROM) 126 und einem Steuer-/Adressen-/Daten-Bus 128, der auf herkömmliche Weise mit Eingangsports 130 und Ausgangsports 132 und anderen Teilen des Mikrocomputers 122 in Verbindung steht; einen spannungsgesteuerten Oszillatorabschnitt ("VCO") 134; einen Leistungsverstärkerabschnitt 136; einen Leistungsüberwachungsabschnitt 138 und einen automatischen Verstärkungssteuerungsabschnitt ("AGC") 140. Das Steuerungssystem 120 kann auch einen Transformatorabschnitt 142 zum Hochsetzen der Spannung des Leistungstreibersignals aufweisen, das vom Leistungsverstärker 136 an das Phakohandstück 20 ausgegeben wird. Der Mikrocomputer 122 liefert auf einem Signalpfad 148 ein erstes Solleistung-Steuersignal (CP1) und auf einem Pfad 150 ein Frequenzsteuersignal an den VCO-Abschnitt 134, und er kann wahlweise ein Istfrequenzsignal (FA) auf einem Signalpfad 152 zurückerhalten.
Der VCO-Abschnitt 134 gibt ein nicht verstärktes Sinussignal (VU) mit gewünschter Frequenz, dessen Amplitude proportional zum durch das Signal CP1 vorgegebenen Solleistungspegel ist, an einen Signalpfad 154. Dieses Signal wird durch den Leistungsverstärkerabschnitt 136 verstärkt, der auf einer Leitung 156 ein verstärktes sinusförmiges Leistungssignal (VA) erzeugt, das an den Transformatorabschnitt 142 und auchden Leistungsüberwachungsabschnitt 138 geliefert wird. Der Leistungsverstärkerabschnitt 136 empfängt auf einer Linie 160 vom AGC-Abschnitt 140 ebenfalls ein Abweichungskorrektursignal (EC). Der AGC-Abschnitt 140 empfängt auf einem Pfad 162 ein zweites Solleistungspegel-Steuersignal (CP2) sowie auf einem Pfad 163 ein Steuersignal vom Mikrocomputer 122, und er empfängt auf einer Leitung 168 vom Leistungsüberwachungsabschnitt 138 ein Signal (MP) für den festgestellten Leistungspegel. Der Leistungsüberwachungsabschnitt überwacht die Spannung und den Strom des verstärkten Leistungssignals, das auf der Leitung 156 geliefert wird, was über die Signalpfade 170 bzw. 172 erfolgt. Das Signal für den festgestellten Leistungspegel wird auch über einen Signalpfad 174 über einen Analog/Digital-Umsetzer (VADC?V) 175 an den Mikrocomputer 122 geliefert.
Die gesamte vorstehend genannte Ausrüstung des Steuerungssystems 120 kann, falls erwünscht, in einer Steuerungskonsole angebracht sein, wie durch gestrichelte Linien 176 angedeutet. Die Steuerungskonsole 176 kann auch, falls erwünscht, eine Kathodenstrahlröhre oder eine andere Informationsanzeigetafel 182, eine Tastatur 184 und/oder andere von einer Bedienperson betätigte Schalter aufweisen, wie durch einen Block 186 repräsentiert. Um die Erfindung auszuüben, ist es nicht wesentlich, einen Mikrocomputer zu verwenden, da, wie es vom Fachmann erkennbar ist, ein festverdrahtetes elektronisches Steuerungssystem verwendet werden kann, um die Vorteile der Erfindung zu realisieren.
Die Auswahl des gewünschten Leistungspegels für die Phakosonde 20 wie auch die Steuerung für Erregung und Absaugung wird normalerweise über eine Fußschalteranordnung 190 bewerkstelligt, die mit dem Mikrocomputer 122 verbunden ist, was über geeignete Steuersignale über einen Signalpfad 192 erfolgt. Durch Treten auf ein federbelastetes Fußpedal 194 der Fußschalteranordnung 190 zeigt der Augenchirurg dem Mikrocomputer 122 den gewünschten Phakoleistungspegel an. Falls erwünscht, kann der Chirurg jedoch auch den gewünschten Leistungspegel durch Verwenden eines Potentiometers 196 im Steuerblock 186 oder durch Auswählen eines gewünschten Werts über die Tastatur 184 auswählen. In jedem Fall kann der ausgewählte Phakoleistungspegel auf der Informationsanzeige 182 dargestellt werden. Auch kann, falls erwünscht, vom Chirurg ein festgelegter Leistungspegel dadurch verwendet werden, daß er das Fußpedal 154 in einer Position stationär hält, oder daß er einen vorgegebenen Wert über die Tastatur 184 oder das Potentiometer 196 auswählt. Diese Techniken zum Auswählen gewünschter Leistungspegel bei chirurgischen Abläufen unter Verwendung eines Phakohandstücks sind wohlbekannt.
Das Blockdiagramm des Steuerungssystems 120 in Fig. 3 zeigt zwei getrennte Steuerkreise. Der äußere Kreis beginnt und endet am Mikrocomputer 122 und beinhaltet die Abschnitte 136, 138 und 142. Dieser Kreis ist nur während des Phakokalibrierablaufs aktiv, der später detaillierter beschrieben wird, nun jedoch wie folgt kurz beschrieben wird.
Der Prozessor 124 sendet eine Reihe von Signalen, die verschiedene Frequenzbefehle repräsentieren, an den VCO-Abschnitt 134, wo die Befehle jeweils in einen Spannungspegel umgesetzt werden, der die gewünschte Frequenz repräsentiert. Ein Sinussignal VU wird auf der Leitung 154 vom VCO-Abschnitt 134 ausgegeben und durch den Verstärkungsabschnitt 136 verstärkt und über die Leitung 156 an den Transformatorabschnitt 152 gegeben, der es an das Phakohandstück 20 anlegt. Das Abweichungskorrektur-Stedersignal auf der Leitung 160, das an den Leistungsverstärkerabschnitt 136 gelegt wird, ist ein festgelegter Wert-kauf Grundlage des Steuersignals auf dem Pfad 163 vom Prozessor 124 an den AGC-Abschnitt 140. Der Leistungsüberwacher 138 mißt die an den Transformator/die Sonde über die Leitung 170 angelegten Spannungen und er mißt auch den vom Transformatorabschnitt 142 herkommenden Strom über die Leitung 172. Aus diesen Meßwerten wird die elektrische Leistung im Leistungsüberwachungsabschnitt 138 berechnet und vom Abschnitt 138 wird ein analoges Spannungssignal (MP) mit einer dem gemessenen Leistungspegel entsprechenden Amplitude erzeugt und auf der Leitung 168 ausgegeben.
Der Wert dieser analogen Spannung MP wird auch an den Mikrocomputer 122 geliefert, was über den ADC 175 erfolgt, der die Spannung in einen digitalen 12-Bit-Datenwert umsetzt und diesen als "Lastleistungs"-Wert an den Prozessor 122 zurückliefert, d.h. als von der Sonde 20 verbrauchte elektrische Energie. Der Prozessor 122 füllt eine Tabelle 125 mit geordneten Paaren aus, die aus Signalfrequenzen und Lastleistungsinformation bestehen. Für diese Daten werden mehrere Tests ausgeführt, was später beschrieben wird, was minimale Abweichung der die erfaßten Daten repräsentierenden Kurve gegenüber einer Standardkurve für eine ideale Ultraschallwandler/Sonde-Kombination gewährleistet. Bestimmte Abweichungen von der Standardkurve kennzeichnen spezielle Typen von Fehlerzuständen wie sie im Phakohandstück 20 vorliegen, wie Unterbrechungen oder Kurzschlüsse, fehlende oder lockere Nadeln und übermäßig gedämpfte Wandler. Diese Versuche schlagen auch fehl, wenn ein Wandler mit falschem Typ an den Wandlerabschnitt 142 angeschlossen ist.
Wenn der Anfangskalibrierablauf erfolgreich ist, speichert der Prozessor 124 die Frequenz ab, bei der die Lastleistung maximal war. Diese einzelne Frequenz wird dann verwendet, wenn das Phakohandstück 20 betrieben wird, und zwar bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die nächste Phakokalibrierfolge ausgeführt wird. Nach der Kalibrierung wird der gerade beschriebene äußere Steuerkreis geöffnet und der innere Steuerkreis wird betrieben.
Der innere Steuerkreis verwendet den Abschnitt 140 mit automatischer Verstärkungseinstellung, wie auch die Abschnitte 136, 138 und 142. Wenn der innere Steuerkreis zu betreiben ist, wird auf dem Pfad 163 ein zweckentsprechendes Steuersignal bereitgestellt, das es ermöglicht, daß ein automatisch ermitteltes Abweichungskorrektursignal auf der Leitung 160 an den Leistungsverstärkerabschnitt 136 gegeben wird.
Der Betrieb des Abschnitts 140 mit automatischer Verstärkungseinstellung kann wie folgt zusammengefaßt werden. Wenn der Prozessor 124 über das Signal CP2 auf dem Pfad 162 einen speziellen prozentualen Leistungspegel anweist, wird innerhalb des AGC-Abschnitts 140 ein analoges Bezugssignal erzeugt. Die die Lastleistung auf der Leitung 168 repräsentierende Spannung wird mit dieser Bezugsspannung verglichen und die Differenz wird in der Harware des AGC-Abschnitts 140 integriert. Das Ausgangssignal einer internen Integriererschaltung wird als Abweichungskorrektursignal EC auf der Leitung 160 bereitgestellt und es steuert das Gate eines Feldeffekttransistors ("FET"), der im Leistungsverstärkerabschnitt 136 liegt. Der Kanalwiderstand dieses FETS sorgt für einen Nebenschlußpfad nach Masse für das Steuersignal VU für den gewünschten Leistungspegel, wie es auf der Leitung 154 geliefert wird. Je größer der Kanalwiderstand des FETs ist, desto stärker ist das erzeugte Spannungssignal zum Ansteuern der Sonde 20. Das Ergebnis des Betriebs des geschlossenen Kreises ist es, daß sich die Amplitude des Spannnungssignals auf der Leitung 156 konstant ändert, um eine Anpassung an die sich ändernde Impedanzcharakteristik der Sonde 20 zu erzielen.
Fig. 4 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des in Fig. 3 dargestellten Steuerungssystems 120, mit Ausnahme des Mikrocomputersystems 122. Insbesondere zeigt Fig. 4 alle funktionellen Hardwarekomponenten, die den Teil der Treiberschaltung des Steuerungssystems 120 bilden. Die in Fig. 3 dargestellten Hauptblöcke sind in Fig. 4 mit gestrichelten Linien dargestellt, um den Vergleich zwischen den Figuren 3 und 4 zu erleichtern. Die Komponenten innerhalb der verschiedenen Blöcke werden nun erörtert, gefolgt von einer Erläuterung der Wechselwirkung zwischen den verschiedenen Abschnitten.
Der VCO-Abschnitt 134 beinhaltet einen Digital/Analog-Umsetzer ("DAC") 210, einen spannungsgesteuerten Oszillator 212, einen Vorverstärker 214, einen Frequenzzähler 216 mit einem digitalen Zählerabschnitt 218 und einer Steuerschnittstelle 220 sowie einen zweiten DAC 222. Der erste DAC 210 erhält das Frequenzsteuersignal auf dem Pfad 152 in digitaler Form und setzt es in eine entsprechende analoge Spannung auf der Leitung 226 um, die es in den Oszillator 212 eingibt. Der VCO 212 erzeugt ein sinusförmiges Ausgangssignal mit einer der angelegten Eingangsspannung entsprechenden Frequenz. Der Aufbau des spannungsgesteuerten Oszillators 212 ist herkömmlich, und er kann so beschaffen sein, daß er ein Ausgangssignal in einem ausgewählten Frequenzbereich erzeugt. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt der VCO 212 bei der minimalen Eingangsspannung 35 kHz und bei der maximalen Eingangsspannung VCC 21 kHz. Der DAC 210 und der DAC 222 weisen vorzugsweise eine Auflösung von 12 Bits für 4096 verschiedene Ausgangswerte auf. Der Vorverstärker 214 verstärkt das Sinussignal auf der Leitung 228 und glättet es, um ein Signal mit festgelegter Spannungsamplitude (VF) auf der Leitung 230 zu erzeugen. Das Signal VF wird dem Eingang des Frequenzzählers 216 und dem Spannungsbezugsanschluß des DACS 222 zugeführt.
Der Frequenzzähler 216 wird dazu verwendet, die Ausgangsfrequenz des VCOs 212 auf bekannte Werte hin zu überprüfen, wie sie über den Signalpfad 152 in den DAC 210 eingegeben werden. Die auf dem Pfad 232 vom Mikrocomputer 122 zur Steuerungsschnittstelle 220 gelieferten Signale teilen dem Zähler 216 mit, wann das Zählen der Zyklen des Signals VF zu starten und zu stoppen ist und wann der angesammelte Zählwert an den Mikrocomputer 122 zu übertragen ist. Auf diese Weise kann die Funktionsfähigkeit des DACS 210 und des VCOs 212 durch den Mikrocomputer 122 überprüft werden, um sicherzustellen, daß beide zweckentsprechend arbeiten.
Das Signal VF dient als Bezugsspannung für den zweiten DAC 222, der als Eingangssignal das erste Steuersignal CP1 für den gewünschten Leistungspegel auf dem Pfad 148 empfängt. Demgemäß ist das auf der Leitung 154 durch den DAC 122 aus&sub7; gegebene Signal VU das Sinussignal VF, das mit dem Wert des vom DAC 222 empfangenen Eingangssignals moduliert ist. So ist die Amplitude des Signals VU direkt proportional zum Wert des digitalen Signals CP1 auf dem Pfad 148.
Der Leistungsverstärkerabschnitt 136 beinhaltet drei Stufen: einen FET-Abschwächer 236, einen Vorverstärker 238 mit einer festgelegten Verstärkung von 9,27 und einen Leistungsverstärker 240 mit einer festgelegten Verstärkung von 3,3. Der FET-Abschwächer 236 beinhaltet einen FET 242 und Widerstände 244 und 246, die das Signal VE auf der Leitung 248 ausgeben. Der FET-Abschwächer hat Standardaufbau und arbeitet als spannungsgesteuerter Widerstand, wobei das auf der Leitung 160 gelieferte Signal EC die Steuerspannung ist. Wenn die Spannung EC hoch ist, ist der Kanalwiderstand des FETs 242 sehr hoch und daher läuft die Maximalleistung des Signals VU über die Leitung 248, wobei durch das durch die Widerstände 244 und 246 gebildete Spannungsteilernetzwerk eine Amplitudenverringerung festgelegt wird. Die Eingangsimpedanz des Vorverstärkers 238 ist im Vergleich zu den Werten der Widerstände 244 und 246 hoch und kann demgemäß vernachlässigt werden. Wenn die Amplitude des Signals EC abnimmt, beginnt der FET 242 entsprechend durchzuschalten, was die Amplitude des Signals VE auf der Leitung 248 verringert. Der FET 242 und der Widerstand 244 werden so gewählt, daß dann, wenn der FET voll durchgeschaltet hat, VE = 0,2 VU gilt, und wenn der FET 242 vollständig sperrt, VE = ungefähr 0,9 VU gilt. Der Spannungsverstärkerabschnitt 136 erzeugt so als sein Ausgangssignal auf der Leitung 156 das Signal VA, das von null Volt bis zu 27,5 Volt variieren kann, abhängig vom Pegel des auf der Leitung 154 gelieferten Eingangssignals VU.
Der Transformatorabschnitt 172 setzt die Spannung des Signals VA um ungefähr das 30-fache hoch. Der Abschnitt 142 beinhaltet einen herkömmlichen Hochsetztransformator 262 mit einer bestimmten parasitären Induktivität LS, die symbolisch durch eine Drossel 264 wiedergegeben ist und mit einem unveränderlichen Kondensator 266, der für eine Nennfrequenz von 30 kHz bemessen ist, um die Auswirkung der parasitären Induktivität LS aufzuheben. So beinhaltet der Primärkreis 270 des Abschnitts 142 einen wohl bekannten RLC-Reihenresonanzkreis, wie er dazu verwendet wird, Ultraschallwandler zu betreiben. Die Verbindung der Sekundärseite 272 des Abschnitts 242 mit der Sonde 20 ist herkömmlich und muß hier nicht erörtert werden.
Der Leistungsüberwachungsabschnitt 138 beinhaltet folgendes: einen ersten und einen zweiten Effektivspannung/Gleichspannung-Umsetzer 288 und 290, ein Spannungsteilernetzwerk 292 aus Widerständen 294 und 296, wobei die geteilte Spannung auf einer Leitung 298 abgegriffen wird und dem Umsetzer 288 als Eingangssignal zugeführt wird. Die konstante "k" repräsentiert die vom Spannungsteilernetzwerk 292 erzielte Abschwächung, mit k = R&sub2;&sub9;&sub6;/(R&sub2;&sub9;&sub2; + R&sub2;&sub9;&sub6;). So bildet der Umsetzer 288 auf der Leitung 300 ein Ausgangssignal VMV = bis zu 1,414 kVA.
Der Abschnitt 138 empfängt auf einer Leitung 132 den tatsächlichen Laststrom IL, wie er auf der Primärseite 270 des Transformators 262 verwendet wird. Ein Meßwiderstand 302 erzeugt eine Meßspannung VS, die direkt proportional zur Stärke des Stroms IL ist und die als Einangssignal dem Umsetzer 290 zugeführt wird. So ist das Ausgangssignal des Umsetzers 290 auf der Leitung 306 ein Spannungssignal VMI mit VMI = 1,414 IL RS. Das Signal auf der Leitung 306 wird über einen Verstärker 310 geführt, der es mit dem Wert "k" multipliziert und es dann dem negativen Eingang eines Differenzverstärkers 312 und einem Verstärker 314 mit festgelegter Verstärkung mit dem Wert G mit G = 1/RS zuführt.
Das Signal VMV wird dem positiven Eingang des Differenzverstärkers 312 zugeführt. Die Ausgangssignale der Verstärker 312 und 314 werden dem Multiplizierer 318 als Eingangssignale zugeführt, der das Überwachungsleistungssignal MP erzeugt, das ein Spannungssignal ist, dessen Amplitude proportional zum Produkt aus den dem Multiplizierer 320 zugeführten Eingangssignalen 316 und 318 ist. Der Differenzverstärker 312 wird verwendet, um aus dem Signal VMV die Auswirkung des Spannungsabfalls am Meßverstärker 302 herauszunehmen. Berechnungen zeigen, daß der Wert der am Widerstand 302 verlorenen Leistung deutlich unter 10 % der von der Sonde 20 aufgenommenen Gesamtleistung ausmacht, und zwar selbst im Zustand mit geringster Leistung. So könnten die Verstärker 310 und 312 weggelassen werden und die Leitung 300 könnte, falls erwünscht, direkt mit dem Eingang VX des Multiplizierers 320 verbunden werden. Für genauere Funktion beinhaltet das bevorzugte Ausführungsbeispiel jedoch die Verstärker 310 und 312, wie dargestellt. das Signal MP auf der Leitung 168 wird auch einem ADC 175 mit einer Auflösung von 12 Bits zugeführt, der, wie zuvor erläutert, den digitalen Wert des Signals MP an den Mikroprozessor 122 ausgibt.
Der AGC-Abschnitt 140 beinhaltet eine Signalschnittstelle 330, einen DAC 332 mit einer Auflösung von 12 Bits, einen Spannungsverstärker 334 mit festgelegter Verstärkung G, einen Multiplizierer 336, einen integrierenden Differenzverstärker 338 und einen Analogschalter 340, die alle so angeschlossen sind, wie es dargestellt ist Die Signalschnittstelle 330 bearbeitet das Steuersignal auf der Leitung 163 vom Mikrocomputer 122, um das digitale Steuersignal 342 zu erzeugen. In einem Zustand bewirkt das Signal auf der Leitung 342, daß der Analogschalter 340 nicht leitet, umdadurch das Ausgangssignal auf der Leitung 344 daran zu hindern, zur Leitung 160 zu laufen. In seinem anderen Zustand bewirkt das Steuersignal auf der Leitung 132, daß der Analogschalter 340 vollständig leitet, wodurch er es ermöglicht, daß das Ausgangssignal auf der Leitung 344 frei zur Leitung 160 läuft. Der Fachmann erkennt, daß dann, wenn der Analogschalter 340 durch das Signal auf der Leitung 342 nicht leitend gemacht wird, der AGC-Abschnitt 140 wirksam vom Steuerungssystem abgetrennt wird, wie es innerhalb der obigen Erläuterung zu Kalibrierprozessen unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben wurde.
Der DAC 332 setzt das digitale Signal CP2 auf dem Pfad 163 in einen analogen Wert VC2 auf der Leitung 352 um. Das Signal VC2 wird im Verstärker 334 mit G multipliziert und den beiden Eingängen des Multiplizierers 336 zugeführt. Das sich ergebende Ausgangssignal auf der Leitung 356 des Multiplizierers 336 ist demgemäß proportional zum Quadrat des auf der Leitung 354 vorliegenden Eingangssignals. Der Grund zum Verwenden des Multiplizierers 336 im AGC-Abschnitt 140 ist der, daß dadurch der Dynamikbereich des AGC-Abschnitts 140 wirkungsvoll erhöht wird, ohne daß viel, wenn überhaupt etwas, an Genauigkeit geopfert wird. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der digitale Wert CP2 proportional zur Quadratwurzel des Signals CP1 für den gewünschten Leistungspegel, wobei der Wert dieses Signals proportional zum gewünschten Leistungspegel ist, wie er vom Chirurg dem Mikrocomputer 122 mitgeteilt wird. Wenn der Multiplizierer 336 nicht verwendet würde, wäre das Signal CP2 direkt proportional zum gewünschten Leistungspegel und das Ausgangssignal des Normierungsverstärkers 334 würde direkt dem positiven Eingang des integrierenden Differenzverstärkers 338 zugeführt werden. Dadurch, daß die Quadratwurzel des Signals für die gewünschte Leistung als digitaler Wert CP2 auf dem Pfad 162 gebildet wird, wird der AGC-Abschnitt bei kleineren Werten der gewünschten Leistung mit größerer Empfindlichkeit versehen, was vom Standpunkt eines Benutzers aus vorteilhaft sein kann.
Der Differenzverstärker 338 beinhaltet einen Rückkopplungsverstärker 358, so daß die AGC-Schaltung demgemäß sowohl proportional als auch integral arbeitet, während sie immernoch für Regelung sorgt. Wie es wohlbekannt ist, hat integrierende Regelung die vorteilhafte Tendenz, daß bei stationären Kreisbedingungen die Absolutabweichung in einem Rückkopplungssystem auf null gestellt wird. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Kondensator 358 so bemessen, daß er eine RC-Zeitkonstante von ungefähr 35 bis 100 Millisekunden aufweist, wobei ungefähr 50 bis 65 Millisekunden bevorzugt sind, und der Verstärker 338 hat vorzugsweise eine Verstärkung von ungefähr eins.
Wenn der Innenkreis aktiviert ist, liefert das in Fig. 4 dargestellte Steuerungssystem 120 kontinuierlich ein Treibersignal VA auf der Leitung 156, und zwar immer dann, wenn die Signale CP1 und CP2 für den gewünschten Leistungspegel nicht null sind. Ferner ist die Frequenz des Treibersignals, wenn die Probe 20 benutzt wird, immer auf die vorherrschende Resonanzfrequenz der Wandler/Sonde-Kombination eingestellt, wie sie durch den Kalibriervorgang festgelegt wurde, der in Kürze vollständiger erläutert wird. Die Auswirkung von Änderungen der tatsächlichen Momentanresonanzfrequenz der Kombination aus der Sonde 20 und ihrem Ultraschallwandler 22 wird durch das vom AGD-Abschnitt 140 erzeugte Abweichungssignal EC kompensiert, das die effektive Verstärkung des Leistungsverstärkerabschnitts 136 nach Bedarf automatisch einstellt. Wie es aus der vorstehenden Erörterung des Leistungsüberwachungsabschnitts 136 und des AGC-Abschnitts 140 erkennbar ist, wird die von der Sonde/Wandler-Kombination tatsächlich verbrauchte elektrische Energie mit dem gewünschten Leistungspegel verglichen, um das Korrektursignal zu erhalten. Aus Stabilitätsgründen und zum Beseitigen von Langzeitversatzfehlern im Regelkreissystem integriert der Differenzverstärker 338 das Abweichungssignal an seinem Ausgang 344.
Vom Fachmann ist zu beachten, daß die in Fig. 4 dargestellte Hardware die relative Phasendifferenz nicht überwacht oder auf andere Weise berücksichtigt, die zwischen den Phasen des Spannungssignals VA und des Stromsignals IL vorliegen kann. So überwacht das Ausführungsbeispiel von Fig. 4 tatsächlich die scheinbare elektrische Leistung, wie sie in der Sonde/Wandler-Kombination umgesetzt wird, statt der tatsächlichen (oder reellen) umgesetzten elektrischen Leistung. Insgesamt sind die Phasendifferenzen im allgemeinen jedoch ausreichend klein dafür, daß sie unbeachtlich sind und daher können sie sicher vernachlässigt werden, oder sie sind im Bereich der sich ändernden Resonanzfrequenzen für. jede vorgegebene Sonde ziemlich konstant und sind so auch für den Benutzer des Steuerungssystems 120 erkennbar. So überwacht das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung diese Phasendifferenz nicht. Jedoch ist es dem Fachmann erkennbar, daß, falls erwünscht, die tatsächliche von der Sonde/Wandler-Kombination umgesetzte elektrische Leistung dadurch überwacht werden könnte, daß eine zusätzliche Schaltung bereitgestellt wird, die die Differenz zwischen der scheinbaren Leistung und der tatsächlichen Leistung berücksichtigt, wie sie von Phasenverschiebungen zwischen den Signalen VA und IL herrührt.
Fig. 4 zeigt auch ein Leistungsrelais 360 mit einer Spule 362, einem Öffnungskontakt 364 und einem Schließkontakt 366. Die Relaisspule wird aktiviert, wenn eine Signalschnittstellenschaltung 368 ein Steuersignal 370 vom Mikrocomputer 122 empfängt, das anweist, daß das Relais einzuschalten ist. Wenn die Spule 362 deaktiviert wird, wird der Öffnungskontakt 364 geschlossen, was es ermöglicht, daß das Signal auf der Leitung 165 durch die Leitung 156a zum Transformatorab-, schnitt 142 läuft. Wenn die Spule 362 aktiviert wird, öffnet der Öffnungskontakt 364 und der Schließkontakt 366 schließt, was die Leistung vom Verstärker 240 vom Signal auf der Leitung 156 zu einer mit Masse verbundenen Widerstandsbank 374 für eine Last von 60 Watt führt. Die Verwendung des Relais 360 und des Attrappelastwiderstands 374 erlauben es dem Mikrocomputer 122 zu bestätigen, daß die Schaltung in Fig. 4 zweckentsprechend arbeitet. Insbesondere kann der Mikrocomputer 122 vor der chirurgischen Benutzung des Steuerungssystems 120 zweckentsprechenden Betrieb des Steuerungssystems 120 dadurch bestätigen, daß er das Relais 362 aktiviert und bekannte Leistungssteuersignale an das Steuerungssystem 120 anlegt und eine Überprüfung auf die erwartete Funktion hin ausübt (innerhalb eines akzeptierbaren Toleranzbereichs) Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung simuliert die Attrappenlast 374 einen Ultraschallwandler 22 mit einer Impedanz von 8100 Ohm.
Im Stand der Technik ist es bekannt, mindestens zwei Betriebsmodi für Phakotreiberschaltungen vorzusehen, nämlich den "festgelegten Phakomodus" und den "linearen Phakomodus". Beim Bediengerät DAISY (registrierte Handelsbezeichnung) von Storz arbeiten diese Modi wie folgt. Im festgelegten Phakomodus werden die Linsenemulgierungsleistung und die Absaugung durch die Bediengerätsteuerungen (d.h. die Tastatur 184 und/oder das Potentiometer 196) festgelegt, und die Fußschalteranordnung 190 steuert das Anwenden der Erregung, der Absaugung und der Linsenemulgierung. Im linearen Phakomodus wird die Linsenemulgierungsleistung durch den Fußschalter gesteuert und die Absaugung wird durch die Bediengerätsteuerungen festgelegt. Jeder Modus des Phakobetriebs kann leicht vom elektronischen Steuerungssystem gemäß der Erfindung unterstützt werden.
Beim festgelegten Phakomodus kann der gewünschte Pegel für die Leistungssteuerung beim Bediengerät DAISY von Storz mit festgelegten Inkrementen wie solchen von 5 % von ungefähr 50 % bis 100 % eingestellt werden. Der Mikrocomputer 122 kann auch leicht so programmiert werden, daß er, falls erwünscht, die Phakosonde in einem pulsierenden statt einem kontinuierlichen Modus betreibt. Im pulsierenden Modus kann der Steuerwert für die Impulsrate eingestellt werden, z. B. von 0 bis 20 Impulsen pro Sekunden mit Inkrementen von einem Impuls pro Sekunde. Wenn die Impulsratesteuerung wirksam gemacht wird, arbeiten der gewünschte Leistungspegel und die Impulsratesteuerung so zusammen, daß sie die Summenlinsenemulgationsleistung festlegen, die über die Sonde 20 auf das Auge eines Patienten wirkt. Im Bediengerät DAISY von Storz wird die Impulsratesteuerung nicht dazu verwendet, den gewünschten Pegel der Linsenemulgationsleistung einzustellen. Stattdessen stellt die Impulsratesteuerung die Anzahl von Zyklen der Linsenemulgationsleistung die während einer vorgegebenen Zeitspanne auftreten. Der Zweck des Pulsationsmodus ist es, es zu ermöglichen, daß die Erregungs-/Absaug- Funktionen das Auge periodisch während eines Operationsvorgangs unter Verwendung von Linsenemulgierung von Material reinigen. Es wird angenommen, daß dies dazu beiträgt, zu verhindern, daß abgetrennte Kataraktbruchstücke, die noch im Auge sind, den Blick des Chirurgen stören, wozu diese wirkungsvoller beseitigt werden. Beim Bediengerät DAISY sind alle Parameter, die mit dem feststehenden, linearen, kontinuierlichen und pulsierenden Modus des Phakobetriebs in Zusammenhang stehen, über die Tastatur 184 oder den Satz 186 von Einstellknöpfen auswählbar, und die ausgewählten Einstellungen werden auf der Kathodenstrahlröhre CRT 182 dargestellt. Das elektronische Steuerungssystem 120 kann auch leicht dazu verwendet werden, dieselben Funktionstypen zu unterstützen. Eine weitere Beschreibung dieser Funktionen muß hier nicht erfolgen, da sie wohlbekannt sind und keinen Teil der Erfindung bilden.
Fig. 5 zeigt eine typische Leistungsübertragungscharakteristik eines elektronischen Verstärkers oder einer Schaltung wie des Leistungsverstärkerabschnitts 136, der so konzipiert ist, daß er eine Ausgangsimpedanz von 4 Ohm aufweist. Fig. 5 zeigt ein Diagramm für die von verschiedenen Widerstandslasten umgesetzte Leistung, wenn eine Wechselspannungsquelle von +/- 30 Volt (Spitzenwert) und einer maximalen Signalspannung von +/- 27 Volt (Spitzenwert) verwendet wird. Wie erwartet, weist die Kurve 380 einen Abschnitt 382, der ansteigt, wenn die Lastimpedanz von 1 Ohm auf 4 Ohm ansteigt, und einen Abschnitt 384 auf, der fällt, wenn sich die Lastimpedanz von 4 Ohm auf 10 Ohm ändert. Damit der Leistungsverstärkerabschnitt 136 über einen relativ breiten Bereich von Impedanzen von ungefähr 2 Ohm bis ungefähr 10 Ohm wirkungsvoll arbeitet, wird eine Leistungsgrenze von 35 Watt konstruktionsbedingt dem Funktionsvermögen des Verstärkungsabschnitts 136 auferlegt, obwohl er bei 4,0 Ohm ohne Begrenzung eine maximale Leistung von 90 Watt liefern könnte. Das Begrenzen eines Leistungsverstärkers auf eine festgelegte obere Leistungsgrenze wie eine solche von 35 Watt ist eine wohlbekannte Konstruktionstechnik für Audioleistungsverstärker und muß hier nicht weiter beschrieben werden, außer daß angemerkt wird, daß solche Techniken im Leistungsverstärkerabschnitt 136 verwendet werden.
In Fig. 5 sind der zweite und dritte Satz von Zahlen unter der horizontalen Achse mit ZPRI und ZSEC markiert und sie bezeichnen die Primär- und Sekundärimpedanz des Transformators 362 für ein Hochsetzen mit 30:1.
Die Fig. 6 und 7 tragen dazu bei, die Gültigkeit des Konstruktionskonzepts bei der Erfindung graphisch zu veranschaulichen. Fig. 6 zeigt die Änderung der Umsetzung elektrischer Leistung für zwei verschiedene Familien von Ultra-, schallwandlern, wobei die Familien sehr verschiedene Resonanzfrequenzen aufweisen. Die Kurven 400, 402 und 404 repräsentieren die mittlere Leistung, wie sie von vier Wandlern in einer Familie von einem kommerziellen Zulieferer (Southtown Machine Co. aus St. Louis, Missouri) bei Leistungspegeln von 50 %, 70 % und 100 % (mit 100 % = 35 Watt) umgesetzt werden. Diese erste Familie von Wandlern weist eine Nennimpedanz von 8,4 Kiloohm und eine Resonanzfrequenz von ungefähr 28,2 kHz auf. Die Kurven 410, 412 und 414 repräsentieren die mittlere Leistung, wie sie von acht Wandlern von einem anderen kommerziellen Zulieferer (Lavezzi Presicion, Inc. aus Elmhurst, Illinois) bei Leistungseinstellungen von 50 %, 70 % und 100 % umgesetzt wird. Diese zweite Familie von Wandlern wies eine Nennimpedanzbemessung von 4,2 Kiloohm und eine Resonanzfrequenz im Bereich von 29,1 bis 29,25 kHz auf. So zeigt Fig. 6, daß hinsichtlich der Resonanzfrequenzen und der elektrischen Leistungsumsetzung zwischen den zwei verschiedenen Gesamtheiten von Ultraschallwandlern eine riesige Variation besteht.
Es wäre sehr erwünscht, über ein einziges Treibersystem für Phakosonden zu verfügen, das Phakosonden unter Verwendung von Wandlern mit Erfolg für jede Familie betreiben würde, ohne große Schwankung, falls überhaupt, der Sondenfunktion. Dies tut die vorliegende Sondentreiberschaltung. Die Unterschiede zwischen der Leistungsspitzenumsetzung und den Resonanzfrequenzen der zwei Gesamtheiten von Wandlern ist ohne wesentliche Bedeutung. Damit beide Familien von Wandlern erfolgreich durch das vorliegende elektronische Steuerungssystem betrieben werden, müssen nur der Spannungsverstärkerabschnitt und die Frequenzbandbreiten der verschiedenen Abschnitte des Steuerungssystems so ausgewählt und konzipiert werden, daß sie im gewünschten Frequenzbereich arbeiten. Wie es aus Fig. 5 erkennbar ist, kann der Leistungsvertärkerabschnitt 136 leicht so ausgeführt werden, daß er in einem Primärimpedanzbereich von 2,2 Ohm bis 10,4 Ohm arbeitet, was dadurch erfolgt, daß einfach die vom Verstärkerabschnitt 136 erzeugte maximale Leistung auf einen geeigneten Bruchteil der Spitzenleistung eingestellt wird, wie ungefähr 35 %, wie in Fig. 5 dargestellt.
Bei bekannten Treibersystemen für Phakosonden ist der Unterschied hinsichtlich der Spltzenumsetzung der elektrischen Leistung zwischen Wandlergesamtheiten ein Hauptgesichtspunkt, insbesondere bei Treibersystemen, die eine Strategie mit konstanter Spannung verwenden. Tatsächlich wurden die Diagramme in Fig. 6 mit einer Treiberquelle mit nahezu konstanter Spannung erzeugt. Die Eingangsspannung an dem den RLC-Transformatorabschnitt betreibenden Leistungsverstärker war konstant, jedoch existierte keine Kompensationsschalrn tung, um die Ausgangsspannung konstant zu halten. So änderte sich die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers, wenn sich die Lastimpedanz änderte, und zwar wegen der Beziehung des Spannungsteilers zwischen der Lastimpedanz und der Quell(Ausgangs)impedanz. Diese Beziehung ist für die in Fig. 6 dargestellte Leistungsübertragungscharakteristik hauptverantwortlich.
Fig. 7 veranschaulicht die Ahnlichkeiten zwischen den Wandlerfunktionen der zwei Gesamtheiten von Wandlern, wie in Fig. 6 dargestellt, wenn Ansteuerung mit dem in Fig. 4 dargestellten Phakotreibersystem erfolgt. Da die effektive Impedanz der zwei Wandlergesamtheiten, d.h. 4,2 Kiloohm und 8,4 Kiloohm, innerhalb des Ansteuerbereichs für konstante Leistung des Leistungsverstärkerabschnitts 136 und der Hochsetztransformatorabschnitte liegt (wobei sich der Bereich von ungefähr 2 Kiloohm bis ungefähr 9,3 Kiloohm erstreckt), besteht keine Schwierigkeit dahingehend, am Ausgang der Sekundärseite des Transformators konstante Leistung aufrechtzuerhalten. So sind, wie es in Fig. 7 dargestellt ist, die, Funktionen von Sonden 20 unter Verwendung eines Wandlers 22 für jede Familie einander beachtlich ähnlich.
Ein anderer Vorteil der Erfindung ist es, daß selbst dann, wenn die Impedanzeigenschaften der Wandler/Sonde-Kombination aus dem Verstärkungsbereich für konstante Leistung herausdriftet, so daß konstante Leistung nicht streng eingehalten werden kann, das Treibersystem dennoch danach strebt, dem Wandler eine geeignete Menge an Energie zuzuführen. Dies ist dem Gesamtverlust an Energie weit überlegen, wie er sich bei einigen Phakotreibersystemen bei solchen Bedingungen zeigt.
Das Diagramm von Fig. 7 zeigt die enge Beziehung zwischen den Ergebnissen, wie sie vom elektronischen Steuerungssystem 120 erhalten werden, wenn die zwei in Fig. 6 verschiedenen Familien von Wandlern betrieben werden. Die gestrichelte Linie 420 repräsentiert die tatsächliche Hublänge, definiert in Einheiten von 0,025 mm (mil), als Funktion der prozentualen angewiesenen Leistung für die Wandler mit einer Nennimpedanz von 8,4 Kiloohm. Die durchgezogene Kurve 422 repräsentiert die Funktion der Wandler mit einer Nennimpedanz von 4,2 Kiloohm, wenn sie mit dem erfindungsgemäßen Steuerungssystem betrieben werden. Wie es Fig. 7 graphisch zeigt, sind die sich ergebenden Funktionen der Phakosonden unter Verwendung eines der Typen von Wandlern nahezu identisch. Die Funktion ist auch über den Bereich von 10 % Leistung bis 100 % Leistung ziemlich linear. Es wird angenommen, daß die kleinen Nichtlinearitäten in den Kurven 420 und 422 auf Sättigungseffekten im Ultraschallwandler auf Grund von Leistungsgrenzen bestehen. Jedoch sollten diese Nichtlinearitäten in der Praxis für Augenchirurgen ohne Konsequenzen sein, da ein Chirurg hauptsächlich an Beständigkeit, Wiederholbarkeit und vernünftiger (nicht vollkommmener) Linearität interessiert ist, wobei all diese Eigenschaften vom vorliegenden Treibersystem erzielt werden.
Fig. 8 zeigt eine Prototyp- oder Standardkurve für die umgesetzte Leistung über der Treiberfrequenz eines Ultraschallwandlers mit einer echten oder vorherrschenden Resonanzfrequenz von ungefähr 30 kHz. Die Form der Kurve ist auch für die Kurve der umgesetzten Leistung-anderer Ultraschallwandler repräsentativ, wie sie bei Phakosonden verwendet werden, die bei verschiedenen Frequenzen arbeiten. Anders gesagt, bildet, wenn die Leistungsumsetzungskurve für eine Ultraschallwandler/Sonde-Kombination (im zusammengebauten Zustand) dieser Kurve innerhalb bestimmter Grenzen bei bekannten Prüfbedingungen ähnelt, eine solche augenscheinliche Übereinstimmung einen guten Beweis, daß sich die geprüfte Wandler/Sonde-Kombination in zweckentsprechendem Betriebszustand befindet und dazu bereit ist, von einem Augenchirurgen zufriedenstellend verwendet zu werden. Die Ermittlung der Resonanzfrequenz einer vorgegebenen Ultraschallwandler/Sonde-Kombination und die Verifizierung des zweckentsprechenden Betriebs einer solchen Kombination bilden zwei wichtige und getrennte Gesichtspunkte der Erfindung. Diese Gesichtspunkte der Erfindung werden nachstehend vollständiger erläutert.
Um die folgende Erläuterung zu vereinfachen, wird angenommen, daß der Bereich der Nennfrequenzen, der vom elektronischen Treibersystem zu betreibenden Wandler mit den in Fig. 6 dargestellten Familien von Kurven in Übereinstimmung steht. Ferner wird angenommen, daß die Eigenschaften des Leistungsverstärkerabschnitts solche sind, wäe sie in Fig. 5 dargestellt sind.
Die von der zu prüfenden Wandler/Sonde-Kombination umgesetzte elektrische Leistung wird dadurch bestimmt, daß die an die Primärseite 270 des RLC-Transformatorabschnitts 142 (Fig. 3) gelegte Spannung und der durch diesen fließende Strom überwacht werden. Die Frequenz, bei der die Spitzen-, leistung umgesetzt wird, kann für die geprüfte Wandler/Sonde-Kombination als vorherrschende Resonanzfrequenz FDR angesehen werden. Der Kalibrierungsablauf testet die Wandler/Sonde-Kombination durch Betreiben des Leistungsverstärkers bei halber Leistung (d.h. ungefähr 17,5 Watt), und während dies erfolgt, wird die Steuerfrequenz CF von 26,5 Kilohertz bis 32,5 Kilohertz mit Inkrementen von 100 Hz durchgefahren und es wird eine Aufzeichnung des überwachten Leistungssignals PM erhalten. Dann werden die abgespeicherten Daten analysiert, um zu erkennen, ob die sich ergebende Kurve mit bestimmten Kriterien übereinstimmt, die als minimale "Passier"-Bedingungen vorgegeben sind, um das Wandler/Sonde- Funktionsvermögen als zufriedenstellend einzustufen. Es können, falls erwünscht, vier oder fünf Kriterien verwendet werden und jedes verwendete muß erfüllt sein. Zunächst muß die von der Sonde bei der scheinbaren Resonanzfrequenz FAR umgesetzte maximale Leistung größer als eine Leistung mit vorgegebenem Pegel, wie 12 Watt, oder gleich groß sein. Zweitens muß die Frequenz FAR- zwischen 27 Kilohertz und 31,5 Kilohertz fallen. Drittens muß das Band halber Leistung für die Wandler/Sonde-Kombination kleiner als 1000 Hz oder gleich groß sein. Anders gesagt, muß bei 0,5 kHz über und 0,5 kHz unter der Frequenz FAR die von der Wandler/Sonde- Kombination umgesetzte Leistung kleiner als die Hälfte der maximal umgesetzten Leistung (FPmax) bei der Frequenz FAR oder gleich groß sein. Das vierte Kriterium, das erfüllt sein muß, ist das, daß die umgesetzte Leistung bei jeder einer ausgewählten Anzahl von Ablesungen unter und am dichtesten bei der Frequenz FAR sowie jeder der Ablesungen bei einer ausgewählten Anzahl von Ablesungen über der Frequenz FAR monoton mit zunehmendem Abstand von FAR abnimmt. Die ausgewählte Anzahl von Ablesungen ist vorzugsweise fünf. Vorzugsweise wird auch ein fünftes Kriterium verwendet. Dieses Kriterium erfordert, daß alle Ablesungen über 500 Hz entfernt von der Frequenz FAR kleiner als ein vorgegebener 5 Bruchteil von Pmax oder gleich groß sind, wie weniger als 50 % von Pmax.
Im Mikrocomputer 122 wird Software verwendet, die die vorstehend genannten Kalibrierabläufe realisiert und das Steuerungssystem 120 auf die folgende Weise betreibt (siehe Fig. 3 und 4). Während der Initialisierung des Mikrocomputers 122 wird der VCO-Abschnitt 134 abgefragt, um dessen Ansprechverhalten bei Minimal- und Maximalbedingungen zu ermitteln, um zu verifizieren, daß er arbeitet, und um sein Frequenzansprechverhalten zu ermitteln. Das an den VCO angelegte Signal ist einfach ein Gleichspannungssignal, das zwischen 0 und 5 Volt variiert und das vom DAC 210 erzeugt wird. Der Frequenzzähler 216 wird dazu verwendet, die Frequenz des vom VCO 212 erzeugten Ausgangssignals zu ermitteln. Der Frequenzzähler 216 wird vom Mikroprozessor 124, wie zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert, auf die folgende Weise abgefragt.
Das Minimalbedingungssignal oder Signal von 0 Volt auf der Leitung 226 wird durch lauter Nullen im an den DAC 210 gelieferten 12-Bit-Wort repräsentiert und dann wird das vom VCO 212 erzeugte Frequenzausgangssignal ermittelt. Normalerweise beträgt es ungefähr 35 kHz. Dann wird die Maximalbedingung, d.h. lauter Einsen im 12-Bit-Wort CF an den DAC 210 gegeben und die Ausgangsfrequenz des VCOs hierauf wird vom Frequenzzähler 216 gezählt und mitgeteilt (es ist angenommen, daß der VCO 212 zwischen den zwei geprüften Werten lineares Ansprechverhalten aufweist) .
Der zum Ermitteln der vorherrschenden Resonanzfrequenz FDR der Wandler/Sonde-Kombination verwendete Kalibrierablauf hat zwei Phasen, nämlich eine "grob"-Phase und eine "Fein"-Phase. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkerabschnitts 136 wird für alle Schritte der groben und der feinen Phase mit dem Pegel 50 % betrieben. Während der Grobphase finden die folgenden Schritte statt. Die gewünschte Frequenz dersonde wird irgendwo zwischen 27,0 kHz und 31,5 kHz angenommen. Um sicherzustellen, daß geeignete Ablesungen stattfinden,wird die Frequenz des VCOs von 26,5 kHz bis auf 32,0 kHz durchgefahren. Während der Grobphase wird die Frequenz nachjeder der aufeinanderfolgenden Leistungsabmessungen um 100 Hz inkrementiert. Mit jedem Inkrement um 100 Hz von 36,5 kHz auf 32 kHz wird die von der Sonde umgesetzte (scheinbare) elektrische Leistung vom Leistungsüberwachungsabschnitt 138 gelesen und im RAM 125 im Mikrocomputers 122 abgespeichert. Am Ende dieses Grobdurchlaufs ist einer der Ablesewerte der höchste und wird mit Pmax bezeichnet und die zugehörige Frequenz wird als scheinbare Resonanzfrequenz FAR angenommen.
Danach wird die Frequenz FAR auf verschieden Arten überprüft, um zu ermitteln, ob es die wahre oder vorherrschende Resonanzfrequenz ist und ob der Ultraschallwandler innerhalb der Sonde anscheinend zweckentsprechend arbeitet. Zunächst wird der Frequenzspitzenwert überprüft, um sicherzustellen, daß er innerhalb 27,0 bis 31,5 kHz liegt. Zweitens muß die Spitzenamplitude Pmax über einem vorgegebenen Minimum wie einem solchen von 12 Watt liegen (dieses Minimum ist eine Funktion des Pegels der Leistung, wie sie während des Grobdurchlaufs an die Sonde angelegt wird und es ist normalerweise irgendein Wert wie 65 oder 75 % des Leistungspegels beim Durchlauf). Drittens muß für die fünf nächsten Ablesewerte an der Frequenz FAR unter dieser sowie die fünf nächsten Ablesewerte bei der Frequenz FAR und über dieser jeder Pegel der umgesetzten Leistung mit zunehmenden Abstand von der Frequenz FAR monoton ausgehend von Pmax abnehmen. Viertens müssen das obere und untere Leistungshalbband jeweils innerhalb FAR - 500 Hz bzw. FAR + 500 Hz liegen. Das heißt, daß die bei FAR - 500 Hz und bei FAR + 500 Hz umgesetzte Leistung entweder kleiner oder gleich groß sein muß als bzw. wie die Hälfte des bei der Frequenz FAR aufgezeichneten Leistungspegels Pmax Fünftens muß jeder Ablesewert für die Leistungsumsetzung über FAR + 500 Hz und unter FAR - 500 Hz kleiner als ein vorgegebener Wert, wie 50 % von Pmax oder gleich groß sein. Wenn alle vorstehenden Bedingungen erfüllt sind, teilt die Software mit, daß die gerade geprüfte Wandler/Sonde-Kombination die Grobphase des Kalibrierablaufs bestanden hat.
Nachfolgend findet die Feinphase des Kalibrierablaufs statt. Während dieser Phase erfolgt erneut ein Durch lauf für die Sonde, diesmal von FAR - 200 Hz bis FAR + 200 Hz mit Inkrementen von 5 Hz. Dies erfolgt zum genaueren Ermitteln FDR, die als diejenige Frequenz angeommen wird, bei der während dieses Feindurchlaufs der höchste Ablesewert für die umgeffi setzte Leistung auftritt. Danach wird angenommen, daß die Wandler/Sonde-Kombination für die Verwendung bei chirurgischen Abläufen bereit ist, und eine zuvor auf dem Monitor 182 der Bedienkonsole angezeigte Meldung, wie "Phakokalibrierung", wird auf dem Monitor gelöscht. Das Steuerungssystem 120 betreibt dann die Wandler/Sonde-Kombination immer mit dem letzten Wert für FDR, wie er während des Kalibrierablaufs bestimmt wurde.
Der VCO 212 wird vorzugsweise gesteuert verwendet, da es nicht erforderlich ist, ihn zu regeln. Anders gesagt, überprüft der Prozessor 124 dann, wenn er den VCO-Abschnitt 134 anweist, mit einer speziellen Frequenz, z. B. 28,3 kHz zu arbeiten, den Frequenzzähler nicht, um-zu ermitteln, ob tatsächlich dieser Ablesewert erreicht wird. Statt dessen wird angenommen, daß der DAC 210 und der VCO 212 in der kurzen Zeit nicht driften, in der die Ultraschallwandler/Sonde-Kombination verwendet wird. Es ist zu beachten, daß selbst dann, wenn das Frequenzausgangssignal des VCOs um einige Hertz verschoben ist, dies keine Rolle spielt, da der entscheidende Punkt nicht der ist, daß der Wert von FDR mit großer Genauigkeit bekannt ist, sondern daß statt dessen die Frequenz, bei der von der Sonde die maximale Leistung umgesetzt wird, dazu verwendet wird, die Phakosonde unter normalen Betriebsbedingungen zu betreiben. Auch stabilisiert ein Regelungssystem die Beständigkeit des Funktionsvermögens der Sonde als Funktion der Hublänge über der angelegten, angeforderten Leistung, was tatsächlich das ist, woran ein Augenchirurg echt interessiert ist.
Wandler mit ausreichend niedrigen oder hohen Resonanzfrequenzen können verwendet werden und das Steuerungssystem kann vollständiger durch fest verdrahtete Elektronikschaltungen oder vollständiger durch digitale Schaltungen, was die Verwendung analoger Signale durch Bereitstellen stärkerer Softwaresteuerung minimiert, realisiert werden. Demgemäß ist zu beachten, daß der hierdurch nachgesuchte und bewirkte Schutz sich auf den durch die beigefügten Ansprüche definierten Gegenstand erstrecken soll.

Claims

1. Verfahren zum Betreiben eines Ultraschallwandlers (22) eines chirurgischen Instruments (20) mit dessen Hauptresonanzfrequenz durch Festhalten der vom Wandler umgesetzten elektrischen Leistung im wesentlichen konstant auf einem gewünschten Pegel der umgesetzten Leistung, und zwar unter Verwendung einer Regelung, umfassend:

(a) Erzeugen eines elektrischen Signals (VU), das mit einer ausgewählten Treiberfrequenz schwingt;

(b) Verstärken des schwingenden elektrischen Signals;

(c) Anlegen des verstärkten elektrischen Signals (VA) an einen Ultraschallwandler;

(d) Überwachen, wieviel elektrische Leistung des verstärkten elektrischen Signals vom Ultraschallwandler umgesetzt wird;

(e) Vergleichen, wieviel elektrische Leistung des verstärkten elektrischen Signals umgesetzt wird, mit dem gewünschten Pegel der Leistungsumsetzung und

(f) automatisches Einstellen der Amplitude des verstärkten elektrischen Signals so, daß die umgesetzte elektrische Leistung im wesentlichen in Übereinstimmung mit dem gewünschten Leistungspegel gehalten wird;

(g) Bereitstellen eines elektrischen Wechselstrom-Treibersignals mit im wesentlichen konstantem Spannungspegel zum Betreiben des Ultraschallwandlers mit einer gewünschten von mehreren Frequenzen innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs;

(h) Überwachen der vom Ultraschallwandler bei verschiedenen Frequenzen innerhalb des Frequenzbereichs umgesetzten elektrischen Leistung;

(i) Auswählen einer scheinbaren Resonanzfrequenz (FAR) innerhalb des Frequenzbereichs zum Ermitteln, welche Frequenz unter den überwachten Frequenzen für das vom Ultraschallwandler umgesetzte Treibersignal die größte elektrische Leistung aufwieß;

(j) Vergleichen des Werts der bei der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung mit Werten der vom Ultraschallwandler bei einer ersten Frequenz unter der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung und der bei einer zweiten Frequenz über der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung; und

(k) Entscheiden, ob die scheinbare Resonanzfrequenz die vorherrschende Frequenz (FDR) des Ultraschallwandlers ist, zumindest teilweise gestützt auf die Ergebnisse der im Schritt (j) ausgeführten Vergleiche, um die ausgewählte Treiberfrequenz zu erhalten.

2. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit folgendem Schritt:

(f) Durchfahren des Treibersignals durch mindestens den vorgegebenen Frequenzbereich im Schritt (h).

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem:

- der Schritt (j) ferner einen Vergleich des Werts der bei der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung mit den Werten der vom Ultraschallwandler bei einer dritten und vierten Frequenz unter der scheinbaren Resonanzfrequenz und bei einer fünften und sechsten Frequenz über der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung; und

- der Schritt (k) die Forderung beinhaltet, daß die bei jeder Frequenz unter der ersten bis sechsten Frequenz umgesetzte Leistung mindestens um einen vorgegebenen Wert unter der bei der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzen Leistung liegt, um zu entscheiden, daß die scheinbare Resonanzfrequenz die vorherrschende Resonanzfrequenz ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem:

- der Schritt (j) ferner einen Vergleich der vom Ultraschallwandler bei der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung mit der vom Ultraschallwandler bei mehreren Frequenzen unter und mehreren Frequenzen über einem Band vorgegebener, in Hertz bemessener Größe, das um die scheinbare Resonanzfrequenz zentriert ist, umgesetzten Leistung beinhaltet; und

- der Schritt (k) die Forderung beinhaltet, daß die bei jeder der mehreren Frequenzen unter und über dem Band umgesetzten Leistung mindestens um einen vorgegebenen Wert unter der bei der scheinbaren Resonanzfrequenz umgesetzten Leistung liegt, um zu entscheiden, daß die scheinbare Resonanzfrequenz die vorherrschende Resonanzfrequenz ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem:

- der vorgegebene Frequenzbereich in einem Frequenzbandvon ungefähr 26 kHz bis ungefähr 32 kHz liegt und

- die erste und zweite Frequenz mindestens ungefähr 100hz. von der scheinbaren Resonanzfrequenz entfernt liegen.

6. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit dem folgenden Schritt:

(m) Bereitstellen einer Transformatoreinrichtung zum Hochsetzen der Spannung und mit einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite, die mit dem Ultraschallwandler verbunden ist; wobei

- der Schritt (c) zumindest teilweise dadurch ausgeführt wird, daß das verstärkte elektrische Signal an die Eingangsseite der Transformatoreinrichtung angelegt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (a) zumindest teilweise dadurch ausgeführt wird, daß ein Frequenzsteuersignal an einen spannungsgesteuerten Oszillator angelegt wird und das Verfahren ferner folgenden Schritt aufweist:

(n) Auswählen der durch das Frequenzsteuersignal repräsentierten Frequenz so, daß sie bei einer vorgegebenen Prüfbedingung im wesentlichen mit der vorherrschenden Resonanzfrequenz des Ultraschallwandlers im chirurgischen Instrument übereinstimmt.

8. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem:

- der Schritt (e) das Erzeugen eines Abweichungssignals beinhaltet, das für den Unterschied zwischen dem gewünschten Pegel der Leistungsumsetzung durch den Wandler und dem tatsächlichen Pegel der Leistungsumsetzung durch den Wandler, wie im Schritt (d) ermittelt, repräsentativ ist; und

- der Schritt (f) zumindest teilweise dadurch ausgeführt wird, daß eine Amplitudencharakteristik des im Schritt (a) erzeugten elektrischen Signals vor dem Ausführen von Schritt (b) gemäß dem im Schritt (e) erzeugten Abweichungssignal geändert wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem das Ändern der Amplitudencharakteristik dadurch erzielt wird, daß die Amplitude des im Schritt (a) erzeugten elektrischen Signals gedämpft wird.