DE69005649T2 - Spannungsgeneratorschaltung. - Google Patents

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsgeneratorschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, und insbesondere auf eine Spannungsgeneratorschaltung, in welcher die Ausgangsspannung einem Temperaturausgleich unterzogen wird und die über hohe Frequenzen wie beispielsweise 100 MHz betreibbar ist.
• Bei herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltungen sind, da die Ausgangsspannung einer logischen Ausgangsschaltung durch die Durchlaßspannungen von Schaltungselementen wie Dioden und Transistoren bestimmt wird, die Schaltungen so aufgebaut, daß sie eine negative Temperaturabhängigkeit aufweisen. Aus diesem Grunde waren derartige herkömmliche Spannungsgeneratorschaltungen insofern problematisch, als eine große Möglichkeit bestand, daß in einem Transistor der Ausgangsschaltung die Kollektorsättigung auftrat, insbsondere bei hoher Temperatur.
• In der europäischen Schrift EP-A-0 147 898 wird eine impedanzarme Spannungsbegrenzungsschaltung in Verbindung mit einem TTL-NAND-Gate beschrieben, bei dem ein Widerstand und eine zwischen eine Basis eines Transistors und eine Spannungsversorgung geschaltete Schottky-Diode eingesetzt werden. Eine bekannte Schaltung dieser Art eignet sich nicht zur Lösung des vorgenannten Problems.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
• Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Spannungsgeneratorschaltung zur Verwendung einer integrierten Halbleiterschaltung zu schaffen, in welcher ihre Ausgangsspannung wirksam einem Temperaturausgleich unterzogen wird.
• Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen gemäß dem Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.
• Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden in den abhängigen Unteransprüchen genannt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
• Diese und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnung, in welcher:
• Fig. 1 eine herkömmliche Spannungsgeneratorschaltung zum Einsatz in einer herkömmlichen Logikschaltung zeigt;
• Fig. 2 ein anderes Beispiel einer herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltung zum Einsatz in einer herkömmlichen Logikschaltung darstellt;
• Fig. 3 ein weiteres Beispiel einer herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltung zum Einsatz in einer herkömmlichen Logikschaltung zeigt;
• Fig. 4 ein Grundschaltbild zur Erläuterung der erfindungsgemäß Ausführungsbeispiele ist;
• Fig. 5 ein Ausführungbbeispiel einer erfindungsgemäßen Spannungsgeneratorschaltung zeigt, und
• Fig. 6 ein anderes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Spannungsgeneratorschaltung veranschaulicht.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
• In der gesamten nachfolgenden Beschreibung werden zur Bezeichnung ähnlicher oder gleicher Elemente in allen Figuren der Zeichnung gleiche Bezugssymbole bzw. Bezugszeichen verwendet.
• Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden vor der Erklärung derselben zunächst einige Beispiele gemäß dem Stand der Technik beschrieben.
• Fig. 1 zeigt ein Schaltungsschema für ein Beispiel einer herkömmlichen Ausgangsstufe zur Verwendung in einer logischen Schaltung.
• Gemäß Fig. 1 weist eine Spannungsgeneratorschaltung, die eine logische Ausgangsstufe zum Einstellen eines Ausgangswerts für die Spannung darstellt, eine Schottky-Schutzdiode auf (die nachstehend als "SBD" bezeichnet wird), die zwischen den Kollektor und die Basis eines (nachstehend als "Transistor" bezeichneten) bipolaren Transistors Q1 geschaltet ist. Die vorstehend erläuterte Schaltung wird sehr häufig als Ausgangsstufe einer konventionellen Logikschaltung eingesetzt.
• Dabei wird ein Ausgangsspannungswert VOL an einer Ausgangsklemme OUT der vorgenannten Spannungsgeneratorschaltung abhängig von der Differenz zwischen der Durchlaßspannung VF auf der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q1 und der Durchlaßspannung VS der Diode SBD D12 bestimmt, wobei dieser Wert durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird:
• VOL = VF - VS (1)
• Dies bedeutet, daß die Durchlaßspannung VS der Diode SBD D1 als Klemmungs-Generatorquelle herangezogen wird, bei welcher die Kollektorsättigung, die durch zu starkes Absenken der Kollektorspannung am Transistor Q1 verursacht wird, unterdrückt wird. In einer Beispielsschaltung dieser Art läßt sich die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung VOL anhand der Gleichung (1) wie folgt bestimmen:
• Andererseits gilt:
• wobei VG eine Energiedifferenz (Bandabstand bzw. Energielücke) zwischen dem gefüllten Band und dem Leitungsband im bipolaren Transistor bezeichnet; VGS eine Differenz in der Arbeitsfunktion zwischen dem Metall und dem Halbleitermaterial angibt, aus dem die Diode SBD besteht, und T eine Übergangstemperatur des darin enthaltenen aktiven Elements ist.
• Damit erhält man aus den vorgenannten Gleichungen (2) und (3) die folgende Gleichung (4):
• Unter der Annahme, daß die repräsentativen Werte mit VF = 0,8 V, VS = 0,5 V, VG = 1,2 V, VGS = 0,7 V, und T = 300 ºK eingesetzt werden, so ergibt sich aus Gleichung (4):
• Dies bedeutet, daß aus Gleichung (5) bekannt ist, daß die Ausgangsspannung VOL eine Temperaturabhängigkeit von - 0,7 mV/º aufweist.
• Fig. 2 ist das Schaltbild eines anderen Beispiels einer herkömmlichen Ausgangsstufe in einer Logikschaltung.
• Gemäß Fig. 2 ist die Schaltung der Ausgangsstufe hier ein Beispiel für eine Ausgangsschaltung, bei welcher im Unterschied zur Schaltung gemäß Fig. 1 keine SBD-Diode zur Vereinfachung des Herstellungsablaufs verwendet wird. Bei dieser Schaltung werden die Potentialdifferenz an einer Spannungsgeneratorschaltung, die aus den Widerständen R4, R5 und dem Transistor Q2 besteht, der Spannungsabfall an einer Diode D2, und das Potential zwischen Basis und Emitter eines Transistors Q2 so miteinander verknüpft, daß ein unerwünschter Abfall der Kollektorspannung am Transistor Q2 vermieden wird.
• Dies bedeutet, daß man zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q1 eine Potentialdifferenz VCE gemäß nachstehender Gleichung (6) erhält:
• wobei VF eine Durchlaßspannung auf der Basis-Emitter- Strecke des Transistors Q1 ist.
• Da andererseits die am Punkt Q von der Diode D2 und dem Transistor Q2 entwickelte Spannung 2VF beträgt, beträgt die Ausgangsspannung VOL am Ausgangsanschluß OUT gemäß Gleichung (6):
• Setzt man nun für die repräsentativen Werte VOL = 0,3 V, VF = 0,8 V ein, so erhält man gemäß Gleichung (7) ein Widerstandsverhältnis R4/R5 von 0,625.
• Unter der vorstehenden Bedingung läßt sich die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung VOL unter der Voraussetzung, daß der Wert des Widerstandsverhältnisses R4/R5 in Gleichung (7) bezüglich der Temperatur konstant ist, folgendermaßen ausdrücken:
• Setzt man nun für R4/R5 = 0,625, VF = 0,8 V, VG = 1,2 V, T 300 ºK in Gleichung (8) ein, ergibt sich folgendes:
• Dies bedeutet, daß die Ausgangsspannung VOL eine Temperaturabhängigkeit von -0,5 mV/º aufweist.
• Fig. 3 zeigt ein weiteres Beispiel einer herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltung.
• Bei der Spannungsgeneratorschaltung gemäß Fig. 3 handelt es sich um eine Schaltung, wie sie in einer üblichen Stromversorgungsschaltung eingesetzt wird, deren Ausgangsspannung mehrere hundert mV betragen kann. Die Schaltung gemäß Fig. 3 wird in einer Spannungsquelle wie beispielsweise einer sogenannten Bandabstands-Spannungsquelle verwendet, bei welcher eine an der Emitterseite (OUT) eines Transistors Q3 abgenommene Ausgangsspannung VOL im wesentlichen in der gleichen Größenordnung wie die Bandabstandsspannung VG liegt.
• Im einzelnen wird eine Ausgangsspannung VOL dadurch stabilisiert, daß über einen Widerstand R5 an die Basis eines Steuertransistors Q4 eine Spannung angelegt wird, um so eine umgekehrte Rückmeldung auf die Schwankungen von VOL herbeizuführen. Da die Durchlaßspannung VF auf der Basis-Emitterstrecke eines bipolaren Transistors bezüglich Temperaturschwankungen eine negative Temperaturabhängigkeit von - 1,5 bis - 2 mV/º aufweist, wenn eine an die Basis des Transistors Q4 über den Widerstand R5 angelegte Spannung konstant ist, so erhöht sich der Kollektorstrom I3 des Transistors Q4 exponentiell, je stärker die Temperatur ansteigt. Damit muß der Kollektorstrom I3 des Transistors Q4 gegenüber Temperaturschwankungen dadurch stabil gemacht werden, daß die an die Basis des Transistors Q4 angelegte Spannung so eingestellt wird, daß sie eine Temperaturabhängigkeit von + 1,5 bis + 2 mV/º aufweist. In der in Fig. 3 dargestellten Schaltung hat die Durchlaßspannungsdifferenz, die zwischen einer Diode D5 und dem Transistor Q5 auftritt, einen positiven Wert, während die Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung auf der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q4 einen negativen Wert hat, so daß die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung VOL dadurch auf Null gebracht wird, daß sich der positive und der negative Wert gegeneinander aufheben.
• In den herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltungen wird, wie vorstehend erläutert, die Ausgangsspannung VOL der logischen Ausgangsschaltung durch die Durchlaßspannung VS der Diode und durch die Durchlaßspannung VF auf der Basis-Emitter-Strecke des Transistors bestimmt, während die Schaltungen 50 ausgelegt sind, daß die Temperaturabhängigkeit dabei einen negativen Wert hat. Deshalb ist es bei solchen herkömmlichen Spannungsgeneratorschaltungen sehr gut möglich, daß im Transistor der Ausgangsschaltung, insbesondere im hohen Temperaturbereich, die Kollektorsättigung auftritt.
• Erfindungsgemäß wird nun eine verbesserte Spannungsgeneratorschaltung vorgesehen, bei welcher der Temperaturausgleich in der Weise erfolgt, daß im Transistor der Ausgangsschaltung die Kollektorsättigung unterdrückt wird.
• Im folgenden werden nun anhand der Zeichnung die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erläutert.
• Fig. 4 zeigt dabei schematisch eine grundlegende Spannungsgeneratorschaltung gemäß vorliegender Erfindung.
• Gemäß Fig. 4 weist die Spannungsgenerator-Grundschaltung einen bipolaren Transistor Q1, einen zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors Q1 geschalteten ersten Widerstand R1, sowie eine Reihenschaltung auf, die einen zweiten Widerstand R2 und eine zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Q1 geschaltete Schottky-Schutzdiode umfaßt. Bei dieser Spannungsgeneratorschaltung, in der ein von einem Punkt A in die Schaltung fließender Strom ausreicht, um diese zu aktivieren, wird die Potentialdifferenz VAB, die zwischen dem Punkt A und einem Punkt B auftritt, durch die folgende Gleichung (10) ausgedrückt:
• wobei VF die Durchlaßspannung auf der Basis-Emitter- Strecke des Transistors Q1 ist, und VS die Durchlaßspannung der Diode SBD D1 repräsentiert.
• Fig. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungsgeneratorschaltung.
• Gemäß Fig. 5 findet die Erfindung Anwendung bei der Ausgangsstufe einer Logikschaltung ähnlich der Schaltung gemäß Fig. 2, und zusätzlich zu der in Fig. 4 dargestellten Grundschaltung weist die Schaltung bei diesem Ausführungsbeispiel einen bipolaren Transistor Q2, eine pn-Übergangsdiode D2, einen Widerstand R3 und eine Konstantstromquelle I0 auf.
• Bei der Spannungsgeneratorschaltung gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist die Spannung an einem Punkt P gleich der Summe aus der Durchlaßspannung auf der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q2 und der Durchlaßspannung der Diode D2 und beträgt somit 2VF. Entsprechend der vorstehenden Gleichung (10) wird somit die Ausgangsspannung VOL am Ausgangsanschluß OUT durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt:
• Durch teilweises Differenzieren der Gleichung (11) bezüglich der Temperatur T, läßt sich die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung VOL folgendermaßen ausdrücken:
• Die Gleichung (12) kann dadurch modifiziert werden, daß die Beziehung gemäß Gleichung (3) wie folgt eingesetzt wird:
• Beispielsweise können in Gleichung (13) allgemein bekannte Parameter wie VF = 0,8 V, VG = 1,2 V, VS = 0,52 V, VGS = 0,7 V und T = 300 ºK eingesetzt werden. Wenn zur Aufhebung der Temperaturabhängigkeit die Beziehung δVOL/δT = 0 eingestellt wird, so erhält man Gleichung (14) in folgender Form:
• Somit erhält man aufgrund der vorstehenden Gleichung (14) folgendes Widerstandsverhältnis zwischen den Widerständen R1 und R2:
• R1 / R2 1,86 (15)
• Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß zur Verhinderung der Kollektorsättigung im Transistor Q2 dadurch, daß das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerstanden R1 und R2 gemäß Gleichung (15) eingestellt wird, keine Temperaturabhängigkeit δVOL/δT = 0 der Ausgangsspannung VOL (die laut Berechnung gemäß Gleichung (11) 0,3 V beträgt) erreicht werden kann.
• Fig. 6 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungsgeneratorschaltung, die hier als temperaturausgeglichene Bezugsspannungsquelle eingesetzt wird. Diese Schaltung stellt eine Modifizierung der in Fig. 5k dargestellten Schaltung insofern dar, als sie durch Austausch der pn- Übergangsdioden D3 und D4 gegen die pn-Übergangsdiode D2 und den Widerstand R3 (vgl. Fig. 5) vereinfacht wurde. Für die Ausgangsspannung VOUT der Spannungsgeneratorschaltung gilt die gleiche Gleichung wie vorstehend Gleichung (11), die die Ausgangsspannung VOL für das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel angibt. Die Schaltung gemäß Fig. 3 ist insofern von Vorteil, als zusätzlich zu dem Vorzug, daß die Ausgangsspannung VOUT gegenüber Temperaturschwankungen stabil ist, diese Schaltung eine niedrige Spannung erzeugen kann, die sich mit einer normalen Stromversorgungsschaltung nur mit Schwierigkeiten erreichen läßt, deren Ausgangsspannung im Bereich von mehreren hundert mV liegt, beispielsweise in einer sogenannten "Bandabstands-Spannungsquelle" (deren Ausgangsspannung gleich der Bandabstandsspannung VG ist); sie ist auch deswegen von Vorteil, weil der Ausgang in Form eines Emitterfolgeausgangs des Transistors Q1 vorliegt und damit die Laststromabhängigkeit der Ausgangsspannung klein wird.
• In Verbindung mit den beiden Spannungsgeneratorschaltungen gemäß den anhand von Fig. 5 und 6 beschriebenen Ausführungsbeispielen wird darauf hingewiesen, daß, wie sich deutlich aus Gleichung (13) ergibt, die Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung VF auf der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q1 durch die Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung VS der Schottky-Schutzdiode D1 ausgeglichen wird, und zwar durch das Widerstandsverhältnis der beiden Widerstände R1, R2, was dazu führt, daß die Ausgangsspannung VOL (Fig. 5) bzw. die Ausgangsspannung VOUT (Fig. 6) jeweils nicht temperaturabhängig oder abhängig von Temperaturschwankungen sind.
• Bei der Erläuterung jedes der vorstehenden Ausführungsbeispiele wurden bipolare Transistoren als npn-Transistoren beschrieben. Es können selbstverständlich solche bipolaren Transistoren auch genauso gut pnp-Transistoren sein, da sie die gleiche Wirkung haben.
• Wie vorstehend erläutert läßt sich in den erfindungsgemäßen Spannungsgeneratorschaltungen gerade dadurch, daß die zwischen der Durchlaßspannung VF auf der Basis-Emitter-Strecke des bipolaren Transistors und der Durchlaßspannung VS der Schottky- Schutzdiode SBD herbeigeführte Differenz in der Temperaturabhängigkeit herangezogen wird, die temperaturausgeglichene Spannung bei einem einfachen Schaltungsaufbau erzielen, während die Kollektorsättigung im Ausgangstransistor wirksam unterdrückt werden kann.

Claims (8)

1. Spannungsgeneratorschaltung in der Ausgangsstufe einer logischen Schaltung, welche folgendes aufweist:

einen bipolaren Transistor (Q1) mit einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter;

einen ersten Widerstand (R1); und

eine Reihenschaltung mit einem zweiten Widerstand (R2) und einer zwischen die Basis des bipolaren Transistors (Q1) und einen Knotenpunkt (b) geschalteten Schottky-Schutzdiode, wobei der Knotenpunkt eine Ausgangsklemme (OUT) der Ausgangsstufe bildet,

dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (Q1) zwischen Kollektor und Basis des Transistors (Q1) geschaltet ist, und der Emitter des Transistors (Q1) mit dem Knotenpunkt verbunden ist.

2. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, bei welcher das Widerstandsverhältnis zwischen dem ersten Widerstand (R1) und dem zweiten Widerstand (R2) anhand der folgenden Beziehung bestimmt wird: wobei R1 und R2 jeweils der Widerstand des ersten und zweiten Widerstands ist, VF die Durchlaßspannung auf der Basis-Emitter- Strecke des bipolaren Transistors angibt, VS die Durchlaßspannung der Schottky-Schutzdiode ist, VG die Bandabstandsspannung zwischen dem vollbesetzten Energieband und dem Leitungsband des bipolaren Transistors ist, VGS die Differenzspannung in der Arbeitsfunktion zwischen dem Metall und dem Halbleitermaterial angibt, aus dem die Schottky-Schutzdiode gebildet ist, und T die Sperrschichttemperatur des darin befindlichen aktiven Elements ist.

3. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, bei welcher ein zweiter Knotenpunkt (A) mit dem Kollektor des bipolaren Transistors (Q1) verbunden ist, wobi an den zweiten Knotenpunkt (A) eine Stromquelle (10) anschließbar ist.

4. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, welche einen zweiten bipolaren Transistor (Q2) aufweist, dessen Basis an eine Spannungsteilerschaltung (D2, R3) angeschlossen und dessen Kollektor mit der Ausgangsklemme (OUT) der Ausgangsstufe verbunden ist, wobei eine Abschlußklemme der Spannungsteilerschaltung und der Kollektor des ersten bipolaren Transistors (Q1) mit einer Stromquelle (I0) verbunden sind und der Emitter des ersten bipolaren Transisiors (Q1) mit der Ausgangsklemme (OUT) der Ausgangsstufe verbunden ist.

5. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerschaltung (D2, R3) eine pn-Diode (D2) aufweist, deren eines Ende an eine Stromquelle zusammen mit dem Kollektor des ersten bipolaren Transistors (Q1) angeschlossen ist, sowie einen dritten Widerstand (R3), der an einem Ende mit dem anderen Ende der pn-Diode (D2) und der Basis des zweiten bipolaren Transistors (Q2) verbunden ist und mit seinem anderen Ende an Masse liegt.

6. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, die folgendes aufweist:

einen ersten und einen zweiten Spannungsversorgungsanschluß (VCC, GND) aufweist, wobei der Kollektor des bipolaren Transistors (Q1) über eine Stromquelle (10) mit dem ersten Spannungsversorgungsanschluß verbunden ist;

eine Stromquelle (I0);

eine Vielzahl von in Reihe geschalteten pn-Dioden (D3, D4), deren eines Ende mit der Stromquelle verbunden ist, während ihr anderes Ende an den zweiten Spannungsversorgungsanschluß (GND) geführt ist; und

Spannungsausgangsklemmen der Ausgangsschaltung, von denen die eine mit dem Emitter des bipolaren Transistors (Q1) und die andere mit dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß (GND) verbunden ist.

7. Spannungsgeneratorschaltung nach Anspruch 6, bei welcher eine an den Ausgangsklemmen erscheinende Ausgangsspannung (VOUT) anhand einer Bandabstandsspannung des bipolaren Transistors (Q1) bestimmt wird.

8. Spannungsgeneratorschaltung nach mindestens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsverhältnis zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R1 bzw. R2) durch die Beziehung

R1 / R2 1.86

definiert ist.