DE69003385T2

DE69003385T2 - Logarithmischer verstärker.

Info

Publication number: DE69003385T2
Application number: DE90905994T
Authority: DE
Inventors: Barrie Gilbert
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1989-03-27
Filing date: 1990-03-21
Publication date: 1994-05-05
Anticipated expiration: 2010-03-22
Also published as: EP0465576B1; DE69003385D1; WO1990011645A1; JP3251939B2; US4990803A; JPH04506286A; EP0465576A1

Description

Die Erfindung betrifft logarithmische Verstärker und, insbesondere, einen sehr leistungsfähigen, voll abgeglichenen, temperaturkompensierten, monolithisch aufgebauten logarithmischen Verstärker, der einen genauen logarithmischen Achsenschnittwert und eine logarithmische Steilheit hat.
Logarithmische Verstärker werden in vielen Anwendungen eingesetzt bei denen Signale, die einen großen dynamischen Bereich einnehmen, verarbeitet werden. So sind logarithmische Verstärker beispielsweise bei Anwendungen, die eine Kompression breitbandiger analoger Eingangsdaten erfordern und zur Linearisierung von Wandlern mit exponentiellem Ausgangssignal nützlich. Für die Anwender logarithmischer Verstärker sind die Präzision und die Stabilität der logarithmischen Übertragungsfunktion sehr wichtige Eigenschaften, die hohe Anforderungen an die Entwickler dieser Produkte stellen. Häufig sind aufgrund der Temperaturabhängigkeit der Komponenten, aus denen die Verstärker aufgebaut sind, auftretende Fehler wesentliche Einflußgrößen. Darüber hinaus bewirken auch, wenn die Temperaturabhängigkeiten beseitigt sind, bauliche Strukturdetails bei der Entwicklung Fehler zwischen dem bei einem bestimmten Eingangssignalpegel auftretenden tatsächlichen Ausgangssignal und der optimalen Passung des Ausgangssignals über den gesamten Dynamikbereich einer solchen Schaltung, wobei dieser Fehler "logarithmischer Konformitätsfehler" genannt wird. Bei manchen Anwendungen ist insbesondere der absolute Fehler wichtig.
Die Bezeichnung "logarithmischer Wandler" ist genauer als die Bezeichnung "logarithmischer Verstärker", da Verstärkung im allgemeinen nicht ihr Hauptzweck ist, obwohl es richtig ist, daß logarithmische Wandler eine verteilte Verstärkung verwenden. Das Hauptgewicht wird nachfolgend nicht auf die Verstärkung gelegt, sondern darauf, bei einem solchen Baustein eine bessere Messung oder Signalumsetzung zu erzielen. Die meisten handelsüblichen logarithmischen Wandler sind nur grob spezifiziert, unabgeglichen und unstabil und sind für einen begrenzten Anwendungsbereich entwickelt worden; sie stellen keine sehr leistungsfähigen Schaltungsanordnungen mit geringem absolutem Fehler und guter logarithmischer Konformität unter Bedingungen dar, wie ein breites Anwendungsgebiet und ein großer Temperaturbereich und andere Bedingungen.
Zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das einen logarithmischen Wert einer Spannung oder eines Stromes darstellt, gibt es drei grundsätzliche Wege. Der erste Weg ist auf dem Gesetz des exponentiellen PN-Übergangs begründet. Dieser Wandlertyp eignet sich im allgemeinen für Niederfrequenzanwendungen, insbesondere bei Anwendungsfällen, wo das Eingangssignal als Eingangsstrom vorliegt. Wenn man einen Operationsverstärker mit Elektrometergüte verwendet, bei dem der PN-Übergang (gewöhnlich ein Transistor) im Rückkopplungszweig liegt, so arbeitet dieser von Pikoamperepegeln bis zu mehreren hundert Mikroampere sehr genau. Im allgemeinen ist die Bandbreite solcher Wandler klein und signalabhängig. Zum zweiten kann eine logarithmische Umsetzung auf einer hochauflösenden Analog-Digital-Wandlung basieren. In solchen Vorrichtungen wird zunächst das analoge Eingangssignal digitalisiert und dann einer digitalen Signalverarbeitung unterworfen, um den logaritmischen Wert mathematisch zu erzeugen. Die Umsetzungsgenauigkeit ist in letzterem Fall um so schlechter, je kleiner das Eingangssignal wird. Wenn man einen logaritmischen Analog-Digital-Umsetzer verwendet, bleibt das numerische Ausgangssignal über mehrere Zehnerpotenzen sehr genau. Jedoch bleibt auch bei diesem Weg die Bandbreite sehr begrenzt - vielleicht auf nur wenige Kilohertz. Die dritte Wandlerart basiert auf einer gewissen Approximationsart, die sich durch die Verknüpfung der Ausgangssignale mehrerer hintereinander geschalteter, nichtlinearer Verstärkerstufen ergibt, die jeweils zum kombinierten Ausgangssignal über einen kleinen Teil des gesamten Dynamikbereichs beitragen. Der Vorteil dieses Wegs ist, daß die notwendige Leistungsverstärkung, um einen Betrieb bis zu kleinen Signalpegeln zu ermöglichen, über viele Stufen verteilt ist. Folglich kann die Gesamtbandbreite sehr groß und verhältnismäßig unabhängig von der Signalamplitude sein. Die Hauptforderung besteht praktisch darin, sicherzustellen, daß sich einzelne Segmente der Funktion glatt und genau zusammenfügen. Eine Eigenschaft dieser Wandler ist die periodische Welligkeit in der Übertragungskurve, die sich nur durch die Erhöhung der Anzahl der Stufen verringern läßt die jeweils eine entsprechend geringere Verstärkung haben. Solche Wandler werden nachstehend "Mehrstufenwandler" genannt.
Fig. 1 stellt ein sehr grundlegendes System für einen logarithmischen Mehrstufenwandler 10 dar, der aus n Verstärkungsstufen 12-1 bis 12-n besteht, die jeweils die in Fig. 2 dargestellte Response 14 ergeben, die für Eingangssignalspannungen innerhalb des Bereichs von -E bis +E linear ist, in dem die Verstärkung G beträgt. Für größere Eingangssignale beträgt die inkrementelle Verstärkung Eins. Es ist bekannt, daß das Ausgangssignal Vn+1 der letzten Stufe 12-n eine logarithmiscbe Funktion der Eingangsspannung V&sub1; bis zu einem beliebigen Glättungsgrad approximieren kann, der nur von der Stufenverstärkung G abhängt.
Im Prinzip können die Stufen gleichstromgekoppelt sein, jedoch ist dies in der Praxis häufig ausgeschlossen, wenn die Verstärkung hoch ist, aufgrund unvermeidlicher Rest-Offsetspannungen in den vorangehenden Stufen. Deshalb sind die meisten monolithischen Ausführungen, die auf diesem Weg basieren, wechselstromgekoppelt, häufig mit einer Hochpaßeckfrequenz, die ihren Einsatz in vielen Niederfrequenzanwendungen verhindert. Beispielsweise hat ein solcher handelsüblicher Schaltkreis eine Hochpaßeckfrequenz bei 10 MHz, seine obere Nutzfrequenz liegt jedoch bei 160 MHz.
Fig. 3 zeigt ein etwas abweichendes Schaltbild eines logarithmischen Wandlers 16. Wieder sind n Verstärkungsstufen 18-1 bis 18-n verwendet, jede mit der in Fig. 4 dargestellten Übertragungsfunktion, die für Eingangsspannungen zwischen -E und +E einen Verstärkungsgrad G aufweist, in diesem Fall fällt jedoch die inkrementelle Verstärkung bei Spannungen größerer Amplitude sofort auf Null ab. Die logarithmische Approximation wird nun durch Summieren der Ausgangssignale sämtlicher Stufen mittels eines Addierers 20 erzeugt anstatt der Verwendung des Ausgangssignals Vn+1 der letzten Stufe. Die Gesamtübertragungsfunktion ist ganz ähnlich der, die von der Schaltung gemäß Fig. 1 erzeugt wird, unterscheidet sich zuvörderst in der Art, wie sich die Funktion für große Eingangssignale verhält. Bei der dargestellten Schaltungsanordnung erhöht sich das Ausgangssignal V&sub0; nicht, sobald das Ausgangssignal V&sub2; der ersten Verstärkerstufe in den begrenzenden Bereich mit Null Verstärkung kommt, so daß das Gesamt-Ausgangssignal des Wandlers danach immer zu klein ist. Im Gegensatz erhöht sich das Ausgangssignal der Reihenschaltung in Fig. 1 weiterhin linear schneller als eine echte logarithmische Funktion, so daß dessen Ausgangssignal, nachdem seine erste Stufe in den begrenzenden Betriebsbereich gerät, immer zu hoch ist. Wenn man jedoch die Eingangsspannung V&sub1; bei der Summierung gemäß Fig. 3 mit einbezieht, ähnelt das Verhalten dieses Systems mehr demjenigen der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung. Die Begrenzungsfunktion kann von der Verstärkungsfunktion in der Schaltungsanordnung von Fig. 3 getrennt werden, um eine unter der Bezugsziffer 24 in Fig. 5 gezeigte parallele Anordnung zu ermöglichen, bei der die Eingänge der Begrenzer 26-(j-1) bis 26-(k-1) von den verstärkten oder gedämpften Segmenten des Eingangssignals abgeleitet werden. Dieser Weg wird in vielen handelsüblichen, integrierten logarithmischen Wandlerschaltungen verwendet. Die Anzahl k der Verstärkungsglieder und die Anzahl j der Dämpfungsglieder kann unterschiedlich sein, wobei eine oder beide dieser Anzahlen Null sein kann. Die Begrenzer können einfach als Differenzverstärker mit offenen Kollektoren ausgeführt sein (diese werden oft als "Langschwanz" Paare bezeichnet), die die Ausgangssumme der Kollektorströme sehr stark linearisieren. Um die präzise Verstärkung oder Dämpfung zu erreichen, die dazu nötig ist, daß sämtliche Segmente zusammenpassen, stellen sich Aufforderungen an die Schaltungsentwicklung. Bei vielen vorherrschenden, handelsüblichen Komponenten ist die Genauigkeit der rudimentären Langschwanzpaare und ihrer zugehörigen Vorspannungsschaltungen sehr gering.
Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsart wird gewöhnlich "logarithmischer Videoverstärker" genannt und im Basisband, gewöhnlich über einen relativ kleinen Dynamikbereich, betrieben.
Eine weitere Variante ist unter der Bezugsziffer 30 in Fig. 6 dargestellt. Diese Wandlerart enthält nicht nur Verstärkungs glieder 32-1 bis 32-n, sondern auch einen entsprechenden Satz Demodulatoren (d.h. Breitbandgleichrichter oder -detektoren) 34-1 bis 34-n statt einer linearen Addition. Solche Wandler werden dort verwendet, wo man die Einhüllende eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals wiederherstellen muß. Sie werden nachstehend "demodulierende Wandler" genannt. Das Ausgangssignal wird mittels eines (nicht gezeigten) Tiefpasses gefiltert, um die Modulationseinhüllende wieder herzustellen. Diese Schaltungen sind häufig wechselstromgekoppelt, um das von den Offsetspannungen der Eingangsstufen herrührende Problem zu vermeiden, können jedoch auch gleichstromgekoppelt sein. Obwohl sie in erster Linie für den Einsatz bei demodulierenden Anwendungen entwickelt wurden, kann man diese logarithmische Wandlerart auch im Basisbandbetrieb verwenden. Die DE-OS 25 45 535 (Rhode & Schwarz) beschreibt einen logarithmischen Wandler dieser allgemeinen Art.
Alle praktischen Realisierungen der geschilderten, herkömmlichen Wandlertypen haben unvermeidliche Temperaturabhängigkeit ten, die ihre Fähigkeit verringern, ein genaues, der logarithmischen Beziehung gehorchendes Ausgangssignal zu erzeugen.
Somit gibt es keine bekannten, logarithmischen Wandler, die sich sowohl im Niederfrequenz- als auch im Hochfrequenzbereich einsetzen lassen, denen die Temperaturvariationen der Herstellungstoleranzen der die aktiven Elemente bildenden Schaltungskomponenten nicht anhaftet, so daß sich, große Herstellungsvariationen vorausgesetzt bislang kein logarithmischer Wandler erzielen läßt der eine sehr genaue logarithmische Funktion über einen weiten Temperaturbereich hat.
Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, einen sehr genauen logarithmischen Verstärker zu ermöglichen, der sich über einen breiten Frequenzbereich einsetzen läßt.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, einen temperaturkompensierten logarithmischen Verstärker zu ermöglichen.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine logarithmische Wandlerschaltung zu ermöglichen, die gegenüber Temperaturschwankungen und Herstellungstoleranzen unempfindlich ist, um dadurch einen sehr genauen logarithmischen Betrieb über einen weiten Temperaturbereich auch dann zu erzielen, wenn große Herstellungstoleranzen vorhanden sind.
Erfindungsgemäß wird ein solcher logarithmischer Wandler gemäß Anspruch 1 ermöglicht.
Der die vorliegende Erfindung verkörpernde, logarithmische Wandler ist, teilweise, von der in Fig. 6 gezeigten Art. Die Verstärkungsstufen sind sämtlich gleichstromgekoppelt. Er hat einschließlich der Demodulatoren, die statt der in Fig. 6 verwendeten Einweggleichrichter Vollwellengleichrichter sind, einen ausgeglichenen differentiellen Signalweg. Diese Merkmalskombination bewirkt, daß sich der Wandler sowohl im Basisband als auch im Demodulationsbetrieb einsetzen läßt. Die Verwendung der Vollwellengleichrichter ergibt ein Ausgangssignal, das bei Wechselstromanwendungen bei der zweifachen Trägerfrequenz liegt, was den Entwurf des zum Wiederherstellen der Modulationskomponenten dienenden Tiefpaßfilters vereinfacht. Beim vorgeschlagenen logarithmischen Wandler werden besondere Schaltungstechniken verwendet, um die hohe Genauigkeit der logarithmischen Wandlungsfunktion bei Vorhandensein vieler Entwurfstoleranzen einschließlich der Transistorstreuungen von Los zu Los und bei extremen Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen sicherzustellen.
Jede Verstärkungsstufe basiert auf einem in offener Schleife betriebenen Differenzverstärker oder "Langschwanzpaar", der von einem Schwanzstromgenerator vorgespannt wird, der einen Schwanzstrom einspeist, der sowohl zur absoluten Temperatur proportional ist und auch automatisch gegenüber Auswirkungen endlicher Transistorbetas und der Basis und Emitterwiderstände kompensiert ist.
Die Demodulatoren haben eine sehr kleine Offsetspannung, die ebenfalls zur absoluten Temperatur proportional ist.
Nachstehend wird Bezug auf die zugehörigen Zeichnungsfiguren genommen, welche zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten seriell verbundenen logarithmischen "Zweisteilheits" -Wandlers;
Fig. 2 eine idealisierte Darstellung der Kennlinie mit zwei Steilheiten des Verstärkerglieds von Fig. 1;
Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer zweiten logarithmischen Wandlerart, die seriell verbundene Begrenzerverstärker verwendet;
Fig. 4 eine idealisierte Darstellung der Übertragungsfunktion des in Fig. 3 gezeigten Begrenzungsverstärkers;
Fig. 5 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten logarithmischen Verstärkers mit Paralleladdition;
Fig. 6 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten logarithmischen Wandlers mit "sukzessiver Detektion" oder "progressiver Kompression";
Fig. 7 ein Diagramm einer idealen logarithmischen Kennlinie eines logarithmischen Wandlers;
Fig. 8 ein Diagramm der Ausgangssignale eines die vorliegende Erfindung beinhaltenden logarithmischen Wandlers;
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines die vorliegende Erfindung verkörpernden logarithmischen Wandlers;
Fig. 10 ein vereinfachtes Blockschaltbild jeder Verstärkungsstufe 100-i von Fig. 9;
Fig. 11 ein vereinfachtes Schaltbild der Emitterfolger 112i und der verstärkungskompensierten Verstärker 116i von Fig. 10;
Fig. 12 eine graphische Darstellung, welche im Teil A das Ausgangssignal eines bekannten, im Basisband arbeitenden logarithmischen Wandlers bei verschiedenen in Teil B gezeigten Eingangssignalen darstellt;
Fig. 13 eine graphische Darstellung der Response eines bekannten, demodulierenden logarithmischen Wandlers bei unterschiedlichen Eingangssignalen;
Fig. 14 ein vereinfachtes Schaltbild des Demodulators 114i von Fig. 10;
Fig. 15 eine Darstellung eines die vorliegende Erfindung verkörpernden PTAT-Dämpfers, der zur Kompensation der temperaturinduzierten Bewegung der Achsenschnittspannung eingesetzt ist;
Fig. 16 ein ausführliches Schaltbild einer Ausführungsart einer Verstärkungsstufe 100-i von Fig. 9;
Fig. 17 ein detailliertes Schaltbild einer Ausführungsart der Maßstabsreferenz 104 von Fig. 9;
Fig. 18 ein teilweise vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsart des in Fig. 9 gezeigten Maßstabs-Offsetgenerators 106; und
Fig. 19 ein ausführlicheres Schaltbild einer Ausführungsart des in Fig. 18 gezeigten Maßstabs-Offsetgenerators mit zusätzlichen Temperaturkompensationsgeneratoren.
Fig. 7 stellt eine ideale logarithmische Eingangs/Ausgangs- Kennlinie 40 für eine Vorrichtung dar, die ein zum Logarithmus ihrer momentanen Eingangsspannung proportionales, momentanes Spannungs- oder Stromausgangssignal erzeugt. Ein Logarithmus ist nur für eine dimensionslose, positive Größe definiert, so daß die Eingangsspannung (oder Strom) in Wirklichkeit durch eine "Referenz" Spannung (oder einen Strom) dividiert werden muß. Die Eingangsspannung ist durch die Variable Vin und die Referenzspannung durch die Variable Vx dargestellt. Der Wert des Logarithmus ist Null, wenn das Argument gleich Eins und Vin = Vx sind. Die Variable Vx kann logarithmischer Achsenschnittwert oder Schnittspannung genannt werden. Bei einem echten logarithmischen Wandler kann natürlich das Ausgangssignal bei einem Eingangssignal Vx nicht wirklich Null werden, wegen der Wirkung irgendeiner Eingangsoffsetspannung und auch durch Begrenzungen in der Approximationsfunktion bei kleinen Eingangspegeln. Die Schnittspannung wird von diesen Betrachtungen nicht beeinflußt und ist praktisch mit hoher Genauigkeit durch Extrapolation vom zentralen, genauer idealen Bereich der Übertragungsfunktion bei höheren Eingangssignalen definiert. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist Vx durch den Schaltungsentwurf nominell auf 1 mV festgelegt und wird bei der Herstellung genau auf diesen Wert abgestimmt. Die Schnittspannung kann nur durch Subtraktion oder Addition eines Offsets zum Ausgangssignal geändert werden. Dies ist zur Erhaltung einer genauen Schnittspannung wichtig, da sich Ungenauigkeiten der Schnittspannung direkt in Unsicherheiten der Stärke des Eingangssignals umsetzen. Deshalb ist die Einhaltung einer präzisen Schnittspannung ein wesentliches Ziel bei der Entwicklung des nachstehend beschriebenen Wandlers.
Ein logarithmischer Wandler mit Spannungseingangs- und Stromausgangssignal muß somit eine Gesamtübertragungsfunktion der Form
Iout = Iy log Vin/Vx (40)
haben, wobei der Absolutwert des Vorzeichens angibt, daß das Ausgangssignal bei Eingangssignalen jedweder Polarität aufgrund der Verwendung der Vollwellengleichrichtung identisch ist. Außerdem kann Iy, weil der Logarithmus die Basis 10 hat, als "Normierungsstrom" oder als die "Steilheit" (das ist der Strom pro Dekade) betrachtet werden. Die Genauigkeit des Ausgangssignals hängt somit im wesentlichen von zwei Variablen, Iy und Vx sowie von der Logarithmusfunktion selbst ab. Außerdem liefert, wie später deutlich wird, der erfindungsgemäße Wandler zwei separate Ausgangsströme, die beide auf einen Maßstab von 1mA pro Dekade normiert sind und von denen der erste (LOG +OUT) mit wachsendem Vin positiv ansteigt und der andere (LGG -OUT negativ wächst und die beide bei Vin = 1 mV durch Null gehen. Die beiden Ausgangssignale ergeben sich demnach zu
(LOG +OUT) Ausgangssignal = +1mA log Vin/1mV (42)
(LOG -OUT) Ausgangssignal = -1mA log Vin/1mV (42)
Diese beiden Ausgangssignale sind in Fig. 8 dargestellt.

Stabilisierung von Vx

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild eines logarithmischen Wandlers 50 gemäß der Erfindung. Der Wandler weist mehrere Verstärkungsstufen 100-1 bis 100-n, einen Verstärkungs-Vorspannungsgenerator 102, der allen Verstärkungsstufen gemeinsam ist, einen Maßstabsvorspannungsgenerator 104 und einen Offsetgenerator 106 auf. Bei der in Fig. 9 gezeigten Ausführungsart ist die Anzahl n der Verstärkungsstufen gleich 5; jedoch kann ohne weiteres auch eine andere Anzahl von Verstärkungsstufen eingesetzt werden. Ein Blockschaltbild jeder der Verstärkungsstufen ist in Fig. 10 gezeigt obwohl die jeweilige Verstärkungsstufe geringe Modifiktionen haben kann, können sie doch im wesentlichen als identisch betrachtet werden, um ihre Beschreibung nicht unnötig kompliziert zu machen. Jede Verstärkungsstufe 100-i weist einen Emitterfolger 112-i mit differentiellem Eingang und symmetrischem Ausgang, einen Vollwellengleichrichter und einen begrenzenden Verstärker 116-i auf. Der Emitterfolger 112-i bewirkt einen kleinen Verlust - d.h. etwa 0,07 dB. Der Verstärker 116-i verstärkt auf 10.07 dB, so daß sich eine Gesamtstufenverstärkung von 10dB ergibt. Natürlich ist die Stufenverstärkung von der Wahl der Parameter bei der Entwicklung abhängig.
Die Ausgangssignale der Detektoren sind Strompaare, ein negativer (d.h. ein in den Ausgangsknoten fließender) Strom und ein positiver (d.h. ein aus dem Ausgangsknoten fließender) Strom. Die negativen Ausgangsströme der jeweiligen Stufen werden am Schaltungsknoten 118 summiert, und die positiven Ausgangsströme werden am Schaltungsknoten 117 summiert. Die Ausgänge des Offsetgenerators 106 sind ebenfalls mit diesen Schaltungsknoten verbunden. Das Ausgangssignal am Knoten 117 ist dasselbe, das mit LOG +OUT bezeichnet wurde, und das Ausgangssignal am Knoten 118 ist das Signal, das zuvor mit LOG -OUT bezeichnet wurde.
Wie Fig. 10 angibt, führt jede Stufe eine unabhängige Demodulation aus.
Die beiden Vorspannungsgeneratoren 102, 104 und die Verstärkungsstufen sind speziell dafür ausgelegt, daß sie über einen weiten Temperatur- und Versorgungsspannungsvariationsbereich einen exakten Maßstab beibehalten und daß sie zudem Ungenauigkeiten der Normierungsmaßstäbe aufgrund Schwankungen der Parameter von Los zu Los verringern.
Die Schaltung der Begrenzungsverstärker 116 ist ein Differenzverstärker ("Langschwanzpaar"), bei dem der Schwanzstrom temperaturkompensiert ist. Die Einzelheiten dieser Schaltung werden in der internationalen Anmeldung PCT/US90/01596 beschrieben, die am 4.10.1990 mit der internationalen Veröffentlichungsnummer WO90/11644 veröffentlicht wurde und die den Titel "Differential Amplifier with Gain Compensation" trägt. Auf diese Anmeldung wird nachstehend Bezug genommen.
Der Verstärkungsvorspannungsgenerator 102 veranlaßt, daß die Vorströme in den genannten Differenzverstärkern im wesentlichen PTAT-Eigenschaft haben, und er wird statt der einzelnen Stufen zur Einstellung der Gesamtverstärkung abgestimmt. Dabei wird angenommen, daß die einzelnen Stufen eine geeignete Übereinstimmung der Verstärkungsgrade aufweisen, wodurch separate Einstellungen jeder Stufe vermieden werden können; abgesehen davon, daß zur Abstimmung der Schaltung mehr Zeit benötigt würde, wären auf dem Chip der integrierten Schaltung 8 zusätzliche Prüfflecke nötig.
Der Maßstabsvorspannungsgenerator 104 ist andererseits so ausgelegt daß die Vorströme in den Detektorstufen im wesentlichen temperaturstabil sind, da diese Ströme die Ausgangssteilheit von 1 mA pro Dekade festlegen. Eine unter Verwendung des Bandlückenprinzips abgeleitete Referenzspannung wird zunächst auf eine Sollspannung von 1.235 V am Prüfpunkt abgestimmt, nachdem die Detektoren einzeln zum Setzen des Maßstabs eingestellt wurden. Dieser Spannungswert wirkt sich in einer minimalen Temperaturempfindlichkeit erster Ordnung aus. Der Ausgangsstrom jeder Stufe muß auf einen Absolutwert justiert werden, damit die Ausgangssignale von zwei oder mehr der vorliegenden logarithmischen Wandler unter Einhaltung der Maßstabsgenauigkeit summiert werden können. Dies erfordert, daß die zugehörigen Vorspannungswiderstände auch absolut abgestimmt sind.
Der Offsetgenerator 106 stellt, falls er eingesetzt wird, eine Temperaturkompensation für die Schnittspannung dar und beseitigt den an den Detektorstufen ausgegebenen Nullsignal-Sperrstrom. Die Detektorstufen werden vom Maßstabsvorspannungsgenerator 104 vorgespannt und müssen genau abgestimmt werden.

Entwurf der Verstärkungsstufe

Die Verstärkerungsstufen 100-1 bis 100-n müssen eine Kleinsignalspannungsverstärkung von 10dB erzeugen, die gegenüber Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen stabil und im wesentlichen bauteilunabhängig ist, um die Streuungen der Leistung von Los zu Los zu verringern. Außerdem muß die Spitzenausgangsspannung auf einen genau definierten Wert begrenzt werden, so daß die Ansteuerung der zugehörigen Demodulatorstufe auf dem richtigen Pegel liegt. Die Wahl der Schaltungstopologie für die Verstärkerstufen ist sehr wichtig Der Einsatz einfacher, nicht rückgekoppelter Differenzverstärker oder "Langschwanzpaare" ist allgemein verworfen worden. Bei ihrem Entwurf wurde angenommen, daß es schwierig ist, die geforderte Stabilität des Verstärkungsgrads zu erreichen, und sie sind dafür bekannt, daß sie bezüglich der endlichen Stromverstärkung (beta) und nicht idealer ohmscher Widerstandskomponenten in den Transistoren empfindlich sind. Deshalb ist es allgemein üblich, gegenkopplungsstabilisierte Verstärkungsstufen, d. h. Verstärker einzusetzen, deren Verstärkungsgrad ohne Gegenkopplung höher als die benötigte Verstärkung ist und eine Gegenkopplung zur Pegelung des Verstärkungsgrads zu verwenden. Dieses Vorgehen bringt auch gewisse Schwierigkeiten mit sich. Das Überschwingen ihres Ausgangssignals ist, wenn die Stufe in dem Begrenzungszustand ist, sehr hoch. Die verhältnismäßig hohen Impedanzen, die dieser Ansatz erforderlich macht, bewirken eine sehr viel geringere Bandbreite und verschlechtern die Erholungszeit vom Überlastzustand beträchtlich. Außerdem hat die bei diesem Weg notwendige hohe Verlustleistung weitere Auswirkungen. Es seien beispielsweise die schädlichen Folgen thermischer Effekte auf die Verstärkungsstufen betrachtet. Um einen gleichstromgekoppelten Betrieb bis hinunter zum Submillivoltpegel zu ermöglichen, muß man sorgfältig sicherstellen, daß die Leistungspegel absolut klein bleiben, was einen Betrieb mit kleinen Kollektorvorspannungen bedeutet. Bei der Erholung von einer Überlastung gibt es zwei Übergänge - einen schnellen elektrischen Übergang und einen langsameren thermischen Übergang. Die meisten, wenn nicht alle vorhandenen logarithmischen Wandler weisen eine schlechte thermische Übergangsfunktion hauptsächlich aufgrund der großen Verlustleistung auf. Bei Niederfrequenzanwendungen kann die thermische Erholung die Genauigkeit der Übertragungsfunktion eines kleinen Signals, das in einem kurzen Zeitabstand hinter einem großen Signal folgt, ernsthaft beeinträchtigen.
Bei der vorliegenden Erfindung wird eine scheinbar einfache Verstärkungsstufe verwendet, die auf einem Langschwanzpaar beruht. Ihr Gesamtentwurf berücksichtigt dennoch all die oben genannten Punkte. Es werden Vorspannungstechniken verwendet, die eine stabile Verstärkung ohne die Notwendingkeit von Gegenkopplungsnetzwerken erreichen. Strikte Kompensarionstechniken bewirken endliche Betas, und ohmsche Widerstände werden auf einem Grundniveau implementiert, anstatt sie hinzuzufügen. Der minimale Vorstrom und die Kollektor-Basisspannung im Einklang mit Rausch- und Bandbreitenzielvorgaben minimieren thermische Verzerrungen.
Fig. 11 zeigt, daß jeder Verstärker-Begrenzer 100-i ein aus Transistoren 122 und 124 gebildetes Langschwanzpaar ist. Ein Transistor 126 und ein Widerstand 128 bilden eine Stromquelle für das Langschwanzpaar. Die Verstärkungskompensation wird durch Anlegen einer geeigneten Vorspannung an die Basis des Transistors 126 erzeugt, gemäß der Lehre der oben genannten Anmeldung WO 90/11644. Die in Fig. 11 gezeigte, verstärkungskompensierte Langschwanzpaar-Grundschaltung weist zwei weitere Verbesserungen auf. Zuerst sind zur Pufferung des Eingangssignals Emitterfolger 132 und 134 dazugeschaltet. Diese dienen mehreren Zwecken. Zunächst erhöhen sie den Kleinsignaleingangswiderstand um etwa zwei Größenordnungen bei gleichzeitiger Verringerung der kapazitiven Komponente der Eingangsimpedanz. Zum zweiten führen sie eine Pegelverschiebung aus, die es ermöglicht, daß die Verstärkerstufen in beliebiger Zahl unter Beibehaltung der Gleichstromkopplung in Kaskade geschaltet werden können. Drittens dienen sie zur Erzeugung der Demodulatorspannungsoffsets, wie nachstehend erläutert wird. Jedoch bringt der Einsatz von Emitterfolgern vor dem Langschwanzpaar einen Nachteil mit sich; es erhöht sich dadurch geringfügig die Rauschspannung.
Zusätzlich wird, um den Schaltungsentwurf der Verstärkungsstufe abzuschließen, die Frage der Beta-Empfindlichkeit betrachtet. In dem Langschwanzpaar bestimmt der Kollektorstrom und nicht der Emitterstrom die Vorwärtssteilheit. Außerdem legt die der Basis des Stromquellentransistors 126 angelegte Vorspannung in Wirklichkeit dessen Emitterstrom und nicht dessen Kollektorstrom fest. Wenn man es unterläßt, beim Übergang vom Emitter zum Kollektor sorgfältig den Verlust des "Alpha"-Stroms in Betracht zu ziehen, erhält man einen Verstärkungsfehler von etwa 1 % (ungefähr 0,1 dB) mit einer zugehörigen Temperaturdrift, die typischerweise 100 ppm/ºC beträgt. Schließlich wird der differentielle Eingangswiderstand des Langschwanzpaars 122, 124 durch den Differenz-Ausgangswiderstand des Emitterfolgers bestimmt, der ein verlustbehaftetes Netzwerk bildet, dessen Verlust typischerweise etwa "Eins -alpha" beträgt. Somit ergibt sich der gesamte von Alpha abhängige Fehler zu etwa 0,3 dB. Um diese Fehlergröße zu kompensieren, muß auch die Tatsache in Betracht gezogen werden, daß einige Alphas für Komponenten mit niedriger, im wesentlichen konstanter Kollektor-Basisspannung gelten, während andere versorgungsspannungsabhängig sind. Die an die Basisleitung des Transistors 126 angelegte Spannung muß demnach um den Faktor (1 + 3/Beta) angehoben werden. Für eine genaue Implementation muß beim Entwurf des Vorspannungsgenerators die Tatsache mit einbezogen werden, daß zwei der Betas für Vce 0 und das dritte Beta für ein Vce gelten, das etwa gleich der Größe der negativen Versorgungsspannung ist.

Demodulatorentwurf

Logarithmische Wandler werden in zwei grundverschiedenen Betriebsarten betrieben. In der einen, die in Fig. 12 Teil A, dargestellt ist, hat das Ausgangssignal 140 (z.B. 140a, 140b, 140c) im wesentlichen das gleiche Spektrum wie das Eingangssignal 142 (z.B. 142a, 142b), welches in Fig. 12, Teil B dargestellt ist. Dies ist die Video- oder Basisbandbetriebsart, die unter Umständen bis zum Gleichstrombetrieb reicht. Bei der zweiten Hauptbetriebsart, die in Fig. 13 dargestellt ist, ist das Eingangssignal ein hochfrequentes Wechselstromsignal, dessen Amplitude von wenigen Mikrovolt bis zu Spitzenwerten von mehreren hundert Millivolt reicht. Ein logarithmischer Wandler 148 soll dabei sowohl das Eingangssignal (z.B. die Signale 146a oder 146b) verstärken als auch diese demodulieren, so daß die Einhüllende des Signals durch tiefpaßfiltern der gleichgerichteten Signalform 149 mittels eines Filters 150 wieder hergestellt wird, um ein Quasi-Gleichstromausgangssignal 151a oder 151b zu erzeugen. Ein Wandler, der so arbeitet, kann als logarithmischer Verstärker/Wandler mit sukzessiver Gleichrichtung oder mit progressiver Kompression bezeichnet werden und ist auf jeden Fall wechselstromgekoppelt. Seine Hochpaß-Eckfrequenz liegt im Bereich von 0,1 bis 10 MHz. Dies setzt einen Betrieb bei Sonar, Audio- oder allgemeinen Instrumentierungsanwendungen voraus. Der logarithmische Wandler der vorliegenden Erfindung weicht nun davon ab, indem er in beiden Betriebsarten betrieben werden kann. Er weist Demodulatoren auf, ist jedoch auch gleichstromgekoppelt.
Die bei der vorliegenden Erfindung verwendeten Demodulatoren sind Vollwellengleichrichter, die gegenüber den gewöhnlich bei logarithmischen Wandlern mit sukzessiver Gleichrichtung verwendeten Halbwellengleichrichtern zwei wichtige Vorteile aufweisen. Zuerst ergibt sich ein viel höherer Grad des Schaltungsausgleichs, was für ein hochgenaues Bauteil sehr wichtig ist. Außerdem verringert sich die Wahrscheinlichkeit von Hochfrequenzinstabilitäten aufgrund von Kriechwegen beispielsweise in Vorspannungsleitungen. Zweitens wird die demodulierte Ausgangssignalform nun die doppelte Signalfrequenz haben, was den Schaltungsaufbau des Tiefpaßfilters, der der Gleichrichtung folgt, vereinfacht. Tatsächlich braucht man im Prinzip bei dem Sonderfall, wo das Eingangssignal eine symmetrische Rechteckform hat, nicht zu filtern. Dies gilt auch fast, wo das Eingangssignal Sinusform hat, da die Begrenzer für einen großen Teil des Dynamikbereichs die Signalform vor der Gleichrichtung komprimieren. Der pulsierende Ausgangsstrom verharrt zumeist in der Nähe seines Maximalwerts und fällt nur kurz zweimal in jeder Periode auf Null ab. Diese Signalform läßt sich viel leichter filtern als eine bauchige Sinushalbschwingung.
Die Demodulatorstufen kann man einfach als die Mittel der Wahl zum Aufsummieren der in der Kaskade der Verstärkungsstufen in der progressiven Begrenzungsbetriebsart erzeugten Spannungssignale zum logarithmischen Ausgangssignal betrachten, indem man die Spannungssignale in Ströme umsetzt, um ihre Addition zu erleichtern. Dies erfordert in jeder Stufe eine Vorwärtssteilheitsfunktion.
Die Demodulatoren spielen eine wesentliche Rolle bei der Normierung, d.h. beim Festlegen des logarithmischen Achsenschnittwerts und der Steilheit.
Üblicherweise hat man den Demodulator nach jedem Verstärker eingeschaltet. Diese Schaltungsanordnung weist offenbar keinen besonderen Vorteil auf, und die vorliegende Erfindung weicht von dieser üblichen Schaltungsart ab, indem sie die Gleichrichter vor den jeweiligen Verstärker/Begrenzer setzt. Dies hat den Vorteil, daß dem oberen Ende des Dynamikbereichs mehr als 10 dB (Stufenverstärkung) hinzugefügt werden. Durch dieses Vorgehen wird der letzte Verstärker/Begrenzer immer redundant sein; letzterer wird jedoch immer dann verwendet, wenn zwei solcher logarithmischer Wandler in Kaskade geschaltet werden. Dabei wird die Endstufe des ersten Wandlers zur Erzeugung der für die erste Stufe des zweiten Wandlers benötigten 10 dB eingesetzt. Die vorliegende Erfindung setzt jedoch nicht voraus, daß ein letzter Gleichrichter in der letzten Ausgangsstufe verwendet ist.
Dadurch, daß der Demodulatoreingang nach den Emitterfolgern in jeder Stufe verbunden ist, ergibt sich in jeder Verstärkungsstufe eine hohe und fast lineare Eingangsimpedanz, wohingegen die Eingangsimpedanz des Demodulators ziemlich klein und sehr nichtlinear ist. Zweitens ermöglicht dies benötigte Pegelverschiebungen, so daß die Ausgänge der Demodulatoren noch auf Analogmassepegel liegen können. Schließlich sind dadurch die Mittel zur Erzeugung der Demodulatoroffsetspannungen ermöglicht.
Fig. 14 zeigt den Kern des Vollwellendemodulators. Er beruht auf zwei Langschwanzpaaren 154 und 156, von denen angenommen wird, daß sie aus idealen, identischen Transistoren aufgebaut sind. Jedem wird ein Schwanzstrom Id der als Gleichrichtervorstrom bezeichnet wird und eine Offsetvorspannung Vd zugeführt, die Gleichrichteroffset genannt wird. Hier wird ein einseitiges Signal angenommen, da dessen Gleichtaktkomponente tatsächlich keine Wirkung auf das grundsätzliche Verhalten hat. Tatsächlich besteht das Eingangssignal gewöhnlich aus den abgeglichenen Spannungen für die vorangehende Begrenzerstufe. Dieses Signal hat einen Effektivwert von Vi und einen Spitzenwert von +/- Vp. Für alle Gleichrichter außer dem ersten bleibt dieser Spitzenwert von der vorangehenden Begrenzerstufe konstant bei beispielsweise 163,5 mV bei 300 K.
Die logarithmischen Ausgangssignale vom Kern der Demodulatorschaltung werden mittels Kaskodestufen 162, 164 gepuffert.
Das in dieser Schaltung erzeugte Ausgangssignal beträgt Io und ist die Summe der Kollektorströme der Transistoren 158 und 160, modifiziert durch die eins-alpha Transformation, die der Transistor 162 bewirkt. Die Summe von Io für alle n-Demodulatoren bildet das negative Ausganssignal des Wandlers, d.h. LOG -OUT.
Um das Verhalten des Kerns des Demodulatois zu verstehen, muß man den Gleichrichteroffset Vd in Betracht ziehen. Zunächst ist zu bemerken, daß es einen Wert für Vd gibt, der den Wirkungsgrad des Gleichrichters in der Weise erhöht, daß er den größten Ausgangshub zwischen der Null-Signal-Bedingung und der vollbegrenzenden Signalbedingung ergibt.
Wenn man Vd zu PTAT machen würde, wäre der Bruchteil von Id, der zum Ausgangssignal Io beiträgt bei der Null-Signal-Bedingung und allen Temperaturen konstant, und da die gesamte logarithmische Steigung proportional zu Id ist, muß dieser Strom auch temperaturunabhängig sein. Deshalb kann der Null-Signal- Wert von Io, der nachstehend mit Iozi bezeichnet wird, genau und stabil bleiben und mittels einer weiteren stabilen Stromquelle abgezogen werden. Dadurch läßt sich die Größe des resultierenden Null-Ausgangssignals bei jedem gewünschten Wert festlegen. Dies eröffnet den Weg, den logarithmischen Achsenschnittwert der gesamten Schaltung auf einen passenden Wert einzustellen. Somit ist es weiterhin nicht mehr wichtig, einen großen Wert von Vd zu verwenden, um den Detektorausgangsstrom bei Nullsignalbedingungen nahe Null zu halten, wie dies im Stand der Technik gelehrt wird. Vd kann nun beispielsweise zur Optimierung des Gleichrichterwirkungsgrads oder zur Verringerung der Signalpegel gewählt werden, was wiederum den Einsatz kleinerer Impedanzen erlaubt. Dadurch läßt sich die Bandbreite erhöhen.
Der Spitzenwert Vp des Eingangssignals des Gleichrichters beträgt ebenfalls PTAT. Folglich bleibt die Normierung der Gleichrichterstufen temperaturunabhängig fest und ermöglicht somit einen genauen, voll abgeglichenen Gteichrichter. Berechnungen ergeben, daß bei dem zuvor beschriebenen Langschwanzpaar, Vp (der Spitzenwert des Eingangssignals des Gleichrichters) direkt proportional zur Kleinsignalverstärkung ist und sich einfach zu 2GkT/q ergibt. Unter Verwendung der Werte Vp = 163,5 mV bei 300 K, G = 101/2 = 3,162 und kT/q = 25,85 mV bei 300 K ergibt sich der Spitzenwert der Gleichrichtersignals zu Vd = 91,5 mV, was viel niedriger ist als der üblicherweise im Stand der Technik verwendete Wert. Wenn drne Schaltung bei oder in der Nähe dieses Spitzenwertes betrieberi wird, ist die Empfindlichkeit der Normierung auf diese Spannung stark verringert.
Wie oben erwähnt, ist die ideale Funktion gegeben durch
Iout - Iy log Vin/Vx (40)
Somit ist die Stabilität der logarithmischen Achsenschnittspannung Vx wesentlich für die Ausführung eines logarithmischen Wandlers als Präzisionsmeßvorrichtung. Tatsächlich kann man durch eine Analyse zeigen, daß Vx PTAT ist.
Ein Kompensationsverfahren besteht darin, dem Eingangsignal ein Signal, dessen Verstärkung PTAT beträgt, voran zu setzen. Ein anderer, weniger offensichtlicher Weg ist die Addition eines Temperaturkompensationsstroms zum Ausgangssignal. Um zu erkennen, daß dies möglich ist, wird Vx ausgedrückt als
Vx = (T/Tr)Vxr, wobei Vxr = kTr/q ist.
Darin geben T die Ist-Temperatur, Tr die Bezugstemperatur bei der Vx spezifiziert ist und Vxr die gewünschte, feste Achsenschnittspannung an. Die Gleichung 40 kann man dann wie folgt umschreiben:
Iout = Iy log Vin/Vx + Iy log XTr/T (40)
Somit läßt sich dadurch, daß man vom Ausgangsstrom einen Strom abzieht, der gleich dem zweiten Term ist, eine Kompensation erreichen. Unter der Annahme, daß die Bezugstemperatur 300 K und Iy = 1mA betragen, muß der Kompensationsstrom
Icomp = -1mA log (T/300K)
sein.
Die vorangehende Beschreibung bezieht sich ausführlich auf die Behandlung des negativen Ausgangsstroms LOG-OUT, man versteht jedoch leicht, daß ein gleicher Kompensationsstrom beim positiven Ausgangsstrom LOG +OUT verwendet werden kann.
Eine PTAT-Verstärkung zur Beseitigung der PTAT-Eigenschaft von Vx läßt sich mit einem in Form eines L-Netzwerkes aufgebauten Dämpfer erzeugen, der einen Widerstand mit hohem Temperaturkoeffizienten in seinem Ausgangszweig und einen Festwiderstand im Übertragungszweig hat. Für sehr hohe Dämpfungsverhältnisse würde der Widerstand mit hohem Temperaturkoeffizienten exakt PTAT sein müssen, weil er im wesentlichen stromgesteuert ist. Bei kleinerem Dämpfungsverhältnis müßte dieser Widerstand eine oberhalb von PTAT liegende Temperaturabhängigkeit haben. Glücklicherweise hat Aluminium etwa den richtigen Temperaturkoeffizienten für einen 10:1 (20dB) Dämpfer. Außerdem kann dieser Widerstand, da sein Widerstandswert nur etwa 30 Ohm betragen muß, durch die Bildung einer sich bei der Chipherstellung ergebenden Metallverbindungsschicht erzeugt werden, unter der Voraussetzung, daß Aluminiumverbindungen vorgesehen sind. Bei der Verwendung eines Zweischicht-Metallsystems kann der Widerstand auch durch Doppelung der Lagen ausgeführt sein, wodurch dessen Induktivität klein bleibt, obwohl letzteres kein wesentliches Merkmal ist. Ein geeigneter PTAT-Dämpfer ist in Fig. 15 dargestellt. Das Widerstandsglied 190 ist ein Festwiderstand, dessen Nennwert 270 Ohm beträgt. Der Widerstand 192 ist der Aluminiumwiderstand mit einem Nennwert von 30 Ohm.
Sowohl der Achsenschnittwert-Kompensationsstrom als auch der PTAT-Dämpfer sind nützlich. In vielen Situationen ist der Dämpfer vorzuziehen, in anderen Situationen, beispielsweise bei kleinen Signalpegeln, wird jedoch der Kompensationsstrom bevorzugt. Außerdem braucht die notwendige Temperaturkompensation, wenn man zwei logarithmische Wandler (jeder in einem einzelnen Chipgehäuse) der beschriebenen Art in Reihe schaltet, lediglich einmal angewendet werden. Somit muß man, wenn die integrierten Schaltungen hintereinander geschaltet werden sollen, einen Weg finden, die Kompensation nach Wahl des Anwenders unwirksam zu machen.
Im Demodulationsbetrieb ist die wirksame Achsenschnittspannung signalformabhängig. Deshalb soll hier hervorgehoben werden, daß der vorangehenden Analyse ein Rechtecksignal zugrundegelegt wurde.

Der Verstärker/Begrenzer

Die Verstärkerungsstufen 100-1 bis 100-n von Fig. 9 sind im wesentlichen identisch. Jede Stufe hat einen Kleinsignalverstärkungsfaktor von typisch 10db zwischen ihren Differenzeingängen und Differenzausgängen. Ein Schaltbild einer typischen Stufe 100-i ist in Fig. 16 gezeigt. Wie die oben erwähnte Anmeldung WO 90/11644 ausführt, bilden Transistoren 202 und 204 ein klassisches "Langschwanzpaar", dessen Verstärkung durch den Schwanzstrom und die Lastwiderstände R1 und R2 festgelegt ist. Das Eingangssignal wird zwischen den Anschlüssen 208 und 210 eingeprägt. Das verstärkte Eingangssignal zur Ansteuerung der nachfolgenden Stufen (oder eines anderen Wandlers) liegt an den Schaltungsknoten 212 und 214. Der Schwanzstrom, der eine Verstärkung von 3,162 (d.h. 10dB) festlegt beträgt nominell 2,18 mA bei 300 K und muß grundsätzlich PTAT sein. Praktisch ist diese Stromstärke höher als die grundlegende Theorie angibt, weil er eine Kompensation für ohmsche Fehler und endliches Beta enthält. Diese Einstellung wird beim Entwurf des Verstärkungsvorspannungsgenerators 102 ermöglicht. Dabei erfolgt die Vorspannungserzeugung so, daß der irrationale Wert für die Verstärkung durch Einsatz rationaler Widerstandsverhältnisse in jeder der Verstärkerstufen erzeugt werden kann, wodurch sich die Genauigkeit des Verstärkungsgrades der so hergestellten Schaltungsanordnungen mittels gleicher Einheitswiderstände erhöhen läßt. Die Emitter-Vorspannungswiderstände R12A und R12B und die Lastwiderstände R1 und R2 legen den Verstärkungsgrad fest.
Die Widerstandsglieder R10A und R10B sind zur Entkopplung des Emitterverbindungspunktes 206 von der Kollektorkapazität der Stromquellentransistoren Q7A und Q7B enthalten und verbessern somit die Vorspannungsleitungsisolation bei hohen Frequenzen. Tatsächlich tritt aufgrund der abgeglichenen, differentiellen Signalwege in allen Stufen mit Ausnahme der ersten kaum irgendeine Signalspannung an diesem Schaltungspunkt auf, was zur Entkopplung der Schaltung von der Spannungsversorgung beiträgt. Beim Nullsignal liegen die Ausgangsknoten 212 und 214 theoretisch um 81,75 mV PTAT unter Analogmasse (d.h. Erde), und jeder dieser Ausgangsknoten weist einen Signalhub bis zu einem Spitzenwert zwischen 0 und -163,5 mV PTAT bei Vorhandensein eines Eingangssignals auf. Praktisch sind diese Spannungen wegen der Vorspannungskompensation, welche die die Transistoren Q3 und Q4 speisenden Schwanzströme erhöhen, etwas höher als der theoretische Wert. Ein typischer Signalspitzenhub des Ausgangssignals beträgt 180mV bei 300 K.
Emitterfolger-Transistoren Q1 und Q2 arbeiten typischerweise bei 1,09 mA PTAT, dessen Hauptanteil jeweils durch Transistoren Q6 bzw. Q8 und dessen Rest jeweils von Transistoren Q5 und Q9 eingespeist wird. Mit dieser Anordnung erzielt man einen Offset-Spannungsabgleich an der Verstärkungsstufe in einem recht engem Bereich, die die Demodulator-Offsetspannung Vd, die zwischen Widerständen R5 und R13 auftritt, nicht ändert. Widerstände R11A und R11B beseitigen zwei der "Drei-Beta" Vorspannungskompensation, weil weder der Demodulator-Offset noch die Emitterfolgervorspannung den vollen Kompensationsgrad benötigen.
Widerstände R4 und R17 sind differentiell so abgestimmt, daß sie die Eingangsoffsetspannung in der ersten Stufe 100-1 auf Null bringen. Dies kann in der zweiten Stufe ebenfalls nützlich sein, entweder, um dem zur Verfügung stehenden Bereich einen kleinen Bereich hinzuzufügen oder zur Verwendung als Feinabstimmung für die erste Stufe.
Widerstände R3, R6, R14 und R 16 sind Entkopplungswiderstände, die die Verschiebungsströme in den Kollektor-Basiskapazitäten der Transistoren Q5, Q6, Q8 und Q9, die in die Verstärkungsvorspannungsleitung 216 fließen, verringern. Diese Ströme sollten exakt aufgehoben werden. Jedoch wurde darüber hinaus dafür gesorgt, daß unerwünschte Einstreuungen über die Basisleitung vermieden wurden, die zur Instabilität oder zu anderen Einstreu-Responsen in einem Verstärkergesamtsystem führen könnten, welches über 100 dB Verstärkung und über 100 MHz Bandbreite haben kann. Alle Kollektorentkopplungswiderstände sind so gewählt, daß die zugehörigen Stromquellentransistoren nicht gesättigt sind, wenn die negative Versorgungsspannung -Vs -4 V beträgt. Die Kombination der Basis-Emitterspannungen der Transistoren Q1-Q2, 202, 204 und Q5-Q9 mit der PTAT Vorspannung beseitigt tatsächlich wirksam die Temperaturabhängigkeit der kleinsten Versorgungsspannung.
Der Vollwellendemodulator besteht in erster Linie aus Transistoren Q12 - Q15. Die Offsetvorspannungen, die zur Einführung der Nichtlinearität benötigt werden, sind PTAT, und es ist möglich, zumindest einige dieser Offsets durch die Verwendung der Emitterzonennormierung zu erzeugen. Letztere ist in bestimmten Situationen eine geeignete Maßnahme. Jedoch können dadurch ungleiche Hochfrequenzschiebungsströme durch die ungleichen Kollektor-Basiskapazitäten der normierten Komponenten fließen. Deshalb werden Komponenten mit gleichgroßen Zonen im beschriebenen Ausführungsbeispiel eingesetzt, die die volle Offsetspannung über den Widerständen R5 und R13 erzeugen.
Die Grundfunktion des Demodulators kann nur unter Betrachtung des negativen LOG -OUT Signals verständlich werden, da das positive LOG +OUT Signal dessen Komplement ist. Bei der Null-Signalbedingung sind die Transistoren Q13 und Q15 nicht abgeschaltet, sondern leiten stattdessen einer minimalen Betrag des Schwanzstroms. In jedem Kollektor fließt typischerweise etwa 2,8% des Schwanzstroms. Der dargestellte Fntwicklungswert der Schwanzstromstärke ist 54,6 uA. Somit trägt jede Gesamtstufe einen Nullsignalstrom von 31,8 uA zur Ausgangskaskode bei. Für fünf Stufen ergeben sich somit 159,6 uA. Dies ist ein stabiler Strom, da der Schwanzstrom grundsätzlich temperaturstabil im Gegensatz zur Verstärkungsstufenvorspannung ist. Der Schwanzstrom wird in Wirklichkeit aufgrund von Korrekturen für endliches Beta und wegen in der Vorspannungsleitung enthaltener ohmscher Widerstände etwas höher als der Nennwert sein.
Alle Demodulatoren, mit Ausnahme des in der Stufe 100-1, sind voll ausgesteuert, wenn die vorangehende Verstärkerstufe stark begrenzt. Zur Erleichterung der Analyse sei angenommen, daß der Schaltungspunkt 18 hoch liegt (d.h. auf dem Massepegel oder DOM-Pegel) und daß der Schaltungspunkt 1 tief liegt (d.h. nominell bei -163,5 mV bei 300ºK). Die Emitterfolger Q1 und Q2 verschieben diese Eingangsspannungen zu gleichen Basis-Emitterspannungen nach unten. Folglich liegt die Basisspannung des Transistors 215 bei 163,5 mV - 91,5 mV = -225mV bezogen auf die Basis des Transistors Q14, und der Hauptteil des Schwanzstromes dieses Paares fließt in den Transistor Q10. Die Basis des Transistors Q12 liegt auf -163,5 mV + 91,5 mV = -72 mV bezogen auf die Basis des Transistors Q13, so daß der Schwanzstrom zu diesem Paar zu 94,2% (d.h. 531,8 uA) durch den Transistor Q 13 und zu 5,8% (d.h. 32,8 uA) durch den Transistor Q12 fließt. Der Strom im Kaskodetransistor Q11 stieg somit von 31,8 uA unter Null-Signal Bedingungen auf 531,8 uA bei voll begrenzendem Betrieb an. Deshalb ist die Differenz des Ausgangsstroms am negativen Ausgangsanschluß zwischen dem Null- Signal und voller Begrenzung 500 uA. Da die Gleichrichter in Intervallen von 10dB beabstandet sind, beträgt die Normierung 500 uA für 10dB des Systemeingangs oder 1 mA pro 20 dB, was 1 mA pro Dekade entsprechend dem Entwurfsziel ergibt.
Die Gleichrichtervorströme werden absolut durch die Einstellung der Widerstände R18 und R19 abgestimmt, um dadurch die Verknüpfung der Ausgangsströme ohne Genauigkeitsverlust zu ermöglichen. Während des Abgleichs sind alle Vorstrom- bzw. Vorspannungsbedingungen ungestört, jedoch ist es den Ausgangssignalen einer einzigen Gleichrichterstufe gestattet, die "LOG -OUT" und "L0G +OUT"-Ausgänge zu erreichen. Dieser Schaltvorgang wird während des Laserabgleiches in der Waverstufe ausgeführt, indem man die Emitter der Kaskodetransistoren Q10 und Q11 unter Verwendung der Prüffleckschaltungspunkte 19-1 bis 19-5 hochzieht. Dioden D1 und D2 verhindern einen direkten Stromweg zwischen den Kaskodeemittern während des Normalbetriebes. Widerstände R21 und R22 legen einen definierten Vorspannungszustand dieser Dioden fest, wenn die Kontrollschaltungspunkte fließen. Da diese Dioden endliche Kapazitäten haben, sind Widerstände R20 und R23 eingefügt, um das Q irgendeiner Resonanz, die zwischen diesen Kapazitäten und den induktiven Impedanzen der Kaskoden auftreten könnte, zu verringern. Da sie jeweils einen Serienresonanzkreis bilden, könnten sie zu großen, zwischen Emittern übertragenen Wechselströmen führen, was die Hochfrequenzübertragungsfunktion der Demodulatoren nachteilig beeinflussen würde.

Maßstabseinstellreferenz

Fig. 17 stellt ein schematisches Schaltbild eines Maßstabsvorspannungsgenerators 104 dar. Er hat einen mit der Schaltung der Verstärkungseinstellreferenz ähnlichen Schaltungsaufbau, indem er eine Bandlückenzelle verwendet (beschrieben beispielsweise in P. Horowitz und W. Hill, "The Art of Electronics", Cambrige University Press (Cambridge, England) 1980 auf 195 - 196), jedoch wird in diesem Fall von der Erfüllung des gesamten Bandlückenprinzips abgewichen. D.h., daß die an dem Prüffleck E auftretende Spannung auf einen Wert abgeglichen ist, der im wesentlichen den Temperaturkoeffizienten erster Ordnung bei 50ºC, der Mitte des Chiptemperaturbereichs, zu Null macht. Ein Prüf fleck E und eine separate Kelvin-Prüfsonde nach -Vs gestatten einen sehr genauen Zugriff zur Bandlückenzelle.
Anlaßstrom wird von den in Reihe geschalteten Pinch-Widerständen R706a - R706c eingespeist. Die Transistoren Q702 und Q703 leiten zunächst nur schlecht, wodurch die Transistoren Q704, Q715, Q713 und Q708 leitend werden. Dies verstärkt den Anlaßvorgang und endet schließlich in stabilem Zustand der Schaltung, bei dem Q702 und Q703 etwa 80 uA PTAT führen. Die Kernkomponenten Q709 und Q710 der Bandlückenzelle weisen das Emitterzonenverhältnis 12 auf und arbeiten mit nominell gleichen Strömen mittels gleich großer Werte der Widerstände R704 und R705. Die differentielle Basis-Emitterspannung über dem Widerstand R707 liegt, wenn kein ohmscher Fehler im Schaltungskern vorliegt nahe 64 mV bei 300 K. Der Arbeitsstrom für diese Transistoren wird durch den Widerstand R 307 auf etwa 80 uA PTAT eingestellt. Die Spannung über dem Widerstand R708 beträgt nominell 512 mV PTAT, die sich zusammen mit der Basis-Emitterspannung des Transistors Q710 zu 1,235 Volt (bezogen auf -Vs) am Basisschaltungspunkt 96 summiert.
Ein Scheintransistor Q710a ist zum Ausgleich der Leckströme an den Kollektoren der Zellentransistoren und zur Erhöhung der Genauigkeit bei hohen Temperaturen eingebaut. Die Kapazität dieser Komponente spielt auch eine Rolle bei der Hochfrequenzstabilität der Schaltung.
Die Arbeitströme des aus den Transistoren Q706 und Q707 bestehenden Differenzverstärkers werden von dem einen Transistor Q705 und die Stromspiegeltransistoren Q713 und Q712 umfassenden Gleichtaktregelkreis eingestellt. Widerstände R710, R715 und R716 sind so gewählt, daß sie die Basis des Transistors Q705 im wesentlichen auf die gleiche Spannung wie die an der Basis des Transistors Q704 (über die Temperatur) legen und dadurch die gesamten Spannungen der Verstärkerstufe ausgleichen. Der Vorstrom im Transistor Q705 ergibt sich aus der Summe von etwa 160 uA PTAT und 60 uA CTAT (d.h. komplementär zur absoluten Temperatur). Der Hauptregelkreis umfaßt Transistoren Q704, Q715 und Q713. Der Transistor Q715 steuert die Stromquellen in den Demodulatorstufen und die Offsetgeneratoren an. Der Hauptteil seines Emitterstroms wird jedoch vom Transistor Q714 zur Verfügung gestellt. Der Widerstand R717 ist nur zur Erzeugung eines 60 uA CTAT-Stromes enthalten, der sich zu dem 160 uA PTAT-Strom an den Enden der Widerstände R707 und R705 summiert und sicherstellt, daß der Transistor Q704 mit demselben Emitterstrom wie der Transistor Q705 arbeitet. Dadurch wird der Vorspannungsoffsetstrom, der in die Verstärkerstufe der Transistoren Q706 und Q707 zurückgespeist wird, verkleinert.
Die Transistoren Q713 und Q714 erzeugen eine besondere Beta- Kompensation. Der Schaltungsaufbau ist ähnlich dem zuvor anhand des Verstärkungsvorspannungsgenerators beschriebenen, und zwar indem präzis abgemessene Kompensationsinkremente zur Vorspannungsleitung, in diesem Fall zum Schaltungspunkt A addiert werden. Der Transistor Q713 arbeitet mit derselben Kollektorbasisspannung und Stromdichte wie die Gleichrichterstromquellentransistoren Q16 und Q17. Infolgedessen folgt dessen Alpha deren Alpha, und die Spannung am Widerstand R710, die durch die Basis des Transistors Q713 erzeugt wird, hebt die vorgespannte Leitung um das zur Beseitigung des Alphafehlers in den Transistoren Q16 und Q17 benötigte Inkrement an. Andererseits arbeiten Transistoren Q11 - Q15 im Kern des Demodulators bei V cb = 0 und haben somit ein kleineres und versorgungsspannungsempfindliches Alpha. Dasselbe gilt für die Kaskodetransistoren Q10 und Q11, deren Alpha "in Reihe" mit den Kerntransistoren liegt. Deshalb arbeitet der Transistor Q714 mit dem doppelten Strom wie der Transistor Q713, ist jedoch so entworfen, daß er dieselbe Stromdichte hat und das sich über R711 ergebende Spannungsinkrement für die Kern- und Kaskodealphas kompensiert.

Maßstabs-Offset Generatoren

Fig. 18 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Ausführungsbeispieles des Offsetgenerators 106. Diese Schaltung ist kritisch bezüglich der genauen Lage der Achsenschnittspannungen.
Für den negativen Ausgangsanschluß braucht man einen Strom von 416 uA, um die Achsenschnittspannung auf 1 mV zu legen. Dieser Strom wird vom Transistor 814 und vom Widerstand R823 erzeugt welcher zur endgültigen Kalibrierung abgegiichen ist. Der Widerstand R815 beseitigt zwei der Beta-Kompensationsterme, weil nur das Alpha des Transistors Q814 einen Fehler verursacht. Ein von den Transistoren Q803 und Q804 gebildeteter Stromspiegel speist einen Offsetstrom zum Schaltungsknoten Z. Zusätzliche Stromverstärkung wird vom Transistor Q801 erzeugt, der ein 4- Einheiten Substrat PNP- Transistor ist. Der Transistor Q802 steuert die Basis des Transistors Q801. Dessen Basis wird durch den Transistor Q824 auf eine Basis-Emitterspannung oberhalb Masse angehoben. Der Transistor 824 wird bei etwa 100 uA durch den Widerstand R836 vorgespannt. Der Emitter des Transistors Q801 liegt deshalb nahe Masse. Dadurch ist sicher gestellt, daß die Kollektoren der Transistoren Q803 und Q804 praktisch mit derselben Kollektor-Basisspannung arbeiten, wenn der Ausgang am Schaltungsknoten an der virtuellen Masse eines äußeren Operationsverstärkers absorbiert wird. Dadurch ist die Empfindlichkeit bezüglich der + Vs Versorgungsspannung eliminiert.
Widerstände R803 und R804 sind so gewählt, daß sich der Schaltungsknoten 13 für Minimaldaten bei den Transistoren Q 803 und Q 804 und extreme Temperaturen bis zu 1 V innerhalb +Vs bewegen kann. Sperrschichtkondensatoren C801 und C802 erzeugen eine Hochfrequenzstabilisierung. Der Kondensator C801 bildet mit dem Widerstand 803 einen Pol bei 14 MHz. Der Kondensator C802 überbrückt den Transistor Q802 mit einer Nullstelle bei etwa 1 MHz. Der Widerstand R802 dient zur Festlegung des oberen Grenzwertes der Vorwärtssteilheit und zur Unterdrückung der Möglichkeit von Relaxationsschwingungen. Ein Widerstand R837 absorbiert die Leckströme des Transistors Q802 multipliziert durch das Beta des Transistors Q801, um Regelverluste bei hohen Temperaturen zu verhindern.
Der komplementäre Ausgang von den Gleichrichtern, welcher die Basis des positiven "LOG +OUT"-Ausgangs bildet, läßt sich schwerer mit großer Genauigkeit ausgleichen, da er einen Strom von etwa 5,23 mA bei 50ºC braucht. Um den Einsatz eines Treiberstromes dieser Größe zu vermeiden, hat der für diesen Offset verwendete Stromspiegel den Verstärkungsfaktor 12. Damit ein genauer Verstärkungsfaktor über den Temperaturbereich sichergestellt wird, ist ein zusätzlicher PNP-Folgertransistor Q823 enthalten. Die Hochfrequenzkompensation ist im wesentlichen unverändert mit der Ausnahme, daß der Transistor Q806 mit viel kleinerem Strom arbeitet, als sein Gegentransistor Q801, und die durch re und den Kondensator C804 gebildete Nullstelle liegt nun bei 200 kHz. Widerstände R807 und R808 stellen sicher, daß der Schaltungsknoten 12 über dem vollen Temperaturbereich und mit minimalen PNP-Betas sich um 1 Volt innerhalb +Vs bewegen kann und außerdem, daß der Transistor Q806 nicht in die Sättigung geht. Der Widerstand R883 absorbiert den durch den Transistor Q823 vervielfachten Leckstrom des Transistors Q806. Widerstände R818 und R810 sind lediglich zur Verringerung der störenden Eigenschwingung in den Transistoren Q815 und Q814 enthalten.
Die Fig. 19 zeigt die hinzugefügten, oben beschriebenen, temperaturkompensierten Generatoren. Der Transistor Q809 erzeugt die feste Komponente von 570 uA, die in den Knoten 13 durch den 1:1 Spiegel reflektiert wird. Der Transisor Q811 erzeugt die temperaturabhängige Komponente (27 uA bei 27ºC), die von 488 uA bei -40C bis 708 uA bei +40ºC variiert. Der Transistor Q810 erzeugt einen weiteren festen Strom der Stärke 570 uA, der direkt dem positiven Ausgangsanschluß eingespeist wird, da dies die Phaseneinstellung für diesen Ausgang ist. Die temperaturabhängige Komponente wird vom Transitor Q812 erzeugt und in den Ausgang durch den 1:12 Spiegel reflektiert. Somit ergibt sich 570 uA / 12 = 47,5 uA bei 27ºC.
Alle diese Ströme müssen auf einen absoluten Wert abgeglichen werden, und da die Chiptemperatur nicht genau bekannt ist, müssen die Kollektorströme der Transistoren Q811 und Q812 funktionell abgeglichen werden. Auf diese Weise werden die festen Ströme zuerst abgeglichen, und die temperaturabhängigen Ströme werden zur Einstellung der Achsenschnittspannung auf 1 mV unabhängig für jeden Ausgang abgeglichen. Dies wird unter Zufuhr eines Rechteckwelleneingangssignals von 10 mV und 1kHz und durch Ablesen des tiefpaßgefilterten Ausgangssignals durchgeführt. Auf diese Weise wird irgendeine am Eingang anliegende Offsetspannung, beispielsweise aufgrund eines inneren Restoffsets, diesen Abgleichschritt nur vernachläßigbar beeinflussen.
Die vorangehende detaillierte Beschreibung eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist selbstverständlich nur beispielshaft. Andere Implementierungen genauso wie verschiedene Änderungen, Modifikationen und Verbesserungen, die von der vorliegenden Offenbarung gestützt wenn auch nicht explizit erwähnt sind, können leicht vom einschlägigen Fachmann erkannt werden. Infolgedessen ist die vorangehende Beschreibung zur prinzipiellen Erläuterung vorgesehen, ohne beschränkend zu sein. Nur die nachfolgenden Ansprüche und ihre Äquivalente begrenzen den Schutzbereich der Erfindung.

Claims

1. Logarithmischer Wandler, der in Abhängigkeit eines momentanen Eingangssignals ein Ausgangssignal bereitstellt, das einen entsprechenden logarithmischen Wert hiervon darstellt, wobei die Kennlinie des Wandlers wenigstens teilweise durch einen logarithmischen Achsenschnittwert und durch eine logarithmische Steilheit charakterisiert ist, mit

a) einer Vielzahl von Verstärkerstufen (100-i), von denen jede

(i) einen Transistordifferenzverstärker (Figur 16-202, 204 oder Figur 11-122, 124) mit einem Eingang und einem Ausgang aufweist, und

(ii) einen Vollwellengleichrichter (Q12-Q15);

wobei

b) ein erster der Verstärker (100-1) derart verschaltet ist, daß er an seinem Eingang das Eingangssignal empfängt;

c) jeder andere Verstärker (100-2 bis 100-n) derart verschaltet ist, daß er an seinem Eingang das Ausgangssignal eines der anderen Verstärker erhält;

d) jeder Vollwellendetektor ein Stromausgangssignal bereitstellt und die Stromausgangssignale aller Detektoren zusammengefaßt werden, um das Ausgangssignal des Wandlers zu erzeugen;

gekennzeichnet durch

e) einen Stabilisierungsschaltkreis (126, 128), der elektrisch mit jedem Verstärker verbunden ist, um die Verstärkung des Verstärkers im wesentlichen umempfindlich gegen Temperaturschwankungen und gegen Schwankungen der Herstellungstoleranzen der Verstärkertransistoren zu machen, indem an den Verstärker ein Schwanzstrom abgegeben wird, der durch die Stromverstärkung und die Eigenwiderstände der Transistoren bestimmt ist.

2. Logarithmischer Wandler gemäß Anspruch 1, wobei der Stabilisierungsschaltkreis ferner Mittel enthält, die den Schwanzstrom dazu veranlassen, im wesentlichen proportional zur absoluten Temperatur zu variieren.

3. Logarithmischer Wandler nach Anspruch 1 oder 2, der ferner Mittel zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit der Ausgangsströme des Detektors enthält, um den logarithmischen Achsenschnittwert zu stabilisieren.

4. Logarithmischer Wandler nach Anspruch 3, wobei die Kompensationsmittel ein Dämpfungsglied am Eingang des ersten Verstärkers enthalten, das einen zur absoluten Temperatur proportionalen Dämpfungsfaktor erzeugt.

5. Logarithmischer Wandler nach Anspruch 3, wobei die Kompensationsmittel weitere Mittel enthalten, die die summierten Detektorausgangsströme mit einem Strom verknüpfen, der temperaturabhängige Änderungen des Summenstroms kompensiert.